JPH06327246A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 力率を改善するアクティブフィルタ回路の部
品点数を低減すると共に、スイッチング電源回路から発
生する電磁妨害波を低減すること。 【構成】 ＣＤＴの２次側のインダクタンスＬＢ１、Ｌ
Ｂ２とそれぞれ直列に接続されたコンデンサＣＢ２、Ｃ
Ｂ３とで構成した直列共振回路がそれぞれベースに接続
されたスイッチングトランジスタＱ２、Ｑ３により自励
発振器を構成し、このＣＤＴのインダクタンスＬＢ２と
直列に直列共振用コンデンサＣＢ１を接続し、この直列
共振回路をアクティブフィルタ回路のスイッチングトラ
ンジスタＱ１のベースに接続してスイッチングすること
により、スイッチング電源のトランジスタＱ２、Ｑ３と
アクティブフィルタ回路のトランジスタＱ３を同期して
スイッチングさせる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源回路に
関するものであり、特に力率を向上したスイッチング電
源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】カラーテレビ、プロジェクションテレ
ビ、モニターなどの映像機器やＶＴＲ、ＶＤＰなどのビ
デオ機器、オーディオ機器、ＯＡ機器は商用交流電源に
高調波歪みを発生することが知られており、これらの電
子機器から発生される高調波を抑制することが必要とさ
れている。高調波電流を抑制するための対策は一般的に
交流ラインと直列に、インダクタンスを挿入して整流回
路の導通角を拡大すると共に、ピーク電流を抑圧するた
めにけい素鋼板の磁性材料で構成されるパワーチョーク
を用いるようにしている。

【０００３】しかしながら、このようなパワーチョーク
をテレビに実装すると、パワーチョークからの漏洩磁束
によって画面妨害や誘導妨害が生じたり、パワーチョー
クの直流抵抗による電圧降下や電力損失を抑制するため
に大型となり重量が増加する。さらに、鳴きや唸りを発
生しない取り付けをしなければならないと共に、電子機
器から発生する高調波の漏洩磁束がチョークコイルに結
合して交流ラインへの電源妨害レベルが悪化しない取り
付け場所を選定しなければならないといったデメリット
が生じる。

【０００４】そこで、電源高調波歪みを抑制できる力率
改善技術が開発された。この技術は、スイッチング電源
を構成するスイッチング素子の導通角を制御したり、あ
るいはスイッチング周波数制御によって交流入力電圧の
正弦波形と相似である交流入力電流とするアクティブフ
ィルタ回路によって力率を１に近ずけ後段のスイッチン
グ電源回路によってリップル電圧を抑圧して直流安定化
出力電圧を得る技術である。このように、スイッチング
素子の導通角を大きくしたり、交流入力電流の波形を正
弦波に近ずけるようにすれば力率を改善できることは当
然のことであるが、交流入力電流が正弦波に近づくこと
から高調波電流を抑制することもできるようになる。

【０００５】一般的な昇圧コンバータ回路により力率を
０、９に近づけることが可能なアクティブフィルタ回路
と直列共振周波数制御方式電流共振型コンバータ回路を
組み合わせたスイッチング電源回路を図１１に示す。こ
の図において、アクティブフィルタ回路のスイッチング
素子Ｑ１はパワーＭＯＳＦＥＴであり、直流出力電圧の
電圧検出回路１０３と、導通角制御回路（ＰＷＭ）１０
２、ドライブ回路１０５、発振回路１０１及び起動回路
１００により力率を０、９程度に改善することができ
る。

【０００６】また、ＡＣは商用交流電源、Ｌｏはコモン
モードノイズ除去用の電源フィルタ、Ｃｎはノーマルモ
ードノイズの除去用コンデンサ、Ｄｏは交流電圧を全波
整流するダイオードブリッジ、Ｃ１は平滑用コンデン
サ、Ｌ１は昇圧用のチョークコイル、Ｃｉは昇圧された
電圧で充電されるコンデンサ、Ｑ２、Ｑ３は交互にスイ
ッチングされ直列共振回路に交番電流を供給するバイポ
ーラトランジスタ、ＣＤＴはバイポーラトランジスタＱ
２、Ｑ３と共に自励発振回路を構成するコンバータドラ
イブトランスである。

【０００７】さらに、ＰＲＴ（パワーレギュレーション
トランス）は直交フェライトトランスであり、その一次
側は直列共振回路の一部を構成し、２次側から制御され
た出力電圧を取り出すために、制御コイルＮＣを有して
いる。Ｄ３、Ｄ４はＰＲＴの２次側の出力電圧を全波整
流するダイオード、Ｃ３は平滑用コンデンサ、ＡＭＰ１
は２次側の電圧を検出して所定の電圧になるよう直流電
流をＰＲＴの制御コイルＮＣに印加する制御用誤差増幅
器、Ｃ２は直列共振回路を構成するコンデンサ、ＲＳ
１、ＲＳ２は起動用抵抗、ＤＢ１、ＤＢ２はベース−エ
ミッタ間をクランプするクランプ用ダイオード、ＣＢ
１、ＣＢ２は自励発振用コンデンサ、ＬＢ１、ＬＢ２は
コンデンサＣＢ１、ＣＢ２と共に自励発振用直列共振回
路を構成するＣＤＴのインダクタである。

【０００８】なお、発振回路１０１、導通角制御回路１
０２、電圧検出回路１０３及びドライブ回路１０５はハ
イブリッド集積回路ＩＣ１として構成されている。この
スイッチング電源回路において、商用電源が投入される
とこの電源からの交流電圧はダイオードブリッジＤｏで
全波整流されて、平滑用コンデンサＣ１により平滑され
る。平滑された電圧は昇圧用チョークコイルＬ１に印加
される。このコイルの２次側から電圧を検出することに
より、電源が投入されたことが起動回路１００で検出さ
れ、起動回路１００は発振回路１０１を起動して発振を
開始させる。

【０００９】この発振回路１０１の出力パルスは導通角
制御回路１０２により電圧検出回路１０４の出力に応じ
てパルス幅変調（ＰＷＭ）されて、ドライブ回路１０５
を介してＦＥＴＱ１をオンあるいはオフさせる。電圧検
出回路１０４はコンデンサＣｉに充電された電圧が印加
されており、この電圧に比例するようにパルス幅変調さ
れる。そして、ＦＥＴＱ１がオンしている時は、昇圧用
チョークコイルＬ１にＦＥＴＱ１を流れる電流が供給さ
れてエネルギが蓄積される。そして、ＦＥＴＱ１がオフ
するようになると蓄積されたエネルギが放出されるよう
になり、このためチョークコイルＬ１の両端に電圧が発
生し、この電圧にコンデンサＣ１で平滑された電圧が重
畳されて昇圧された電圧となり、この昇圧電圧がダイオ
ードＤ１を介してコンデンサＣｉに供給されてコンデン
サＣｉを充電するようになる。

【００１０】一方、コンデンサＣｉで保持されている昇
圧電圧により、トランジスタＱ２のベースに抵抗ＲＳ１
を介してベース電流が供給されてトランジスタＱ２がオ
ンし、そのエミッタからエミッタ電流が流れ出し、ＣＤ
Ｔに供給される。すると、ＣＤＴのインダクタンスＬＢ
１に発生した電圧が抵抗ＲＢ１及びコンデンサＣＢ１を
介してトランジスタＱ２のベースに供給されるため、ト
ランジスタＱ２はオンを持続する。このとき、トランジ
スタＱ２のエミッタを流れる電流はＣＤＴを介してＰＲ
Ｔの１次側に供給され、さらに、コンデンサＣ２を介し
てアースに流れ込むようになる。

【００１１】コンデンサＣ２とＰＲＴのリークインダク
タンスとにより直列共振回路が構成されているため、Ｐ
ＲＴの１次側に流れる電流は正弦波状の電流となる。そ
して、コンデンサＣＢ１とＣＤＴのインダクタンスＬＢ
１とからなる直列共振回路の時定数に応じてトランジス
タＱ２のベースに供給される電流が反転されるようにな
ると、トランジスタＱ２がオフされる。同時に、インダ
クタンスＬＢ２とコンデンサＣＢ２との直列共振回路に
よりトランジスタＱ３がオンされるようになる。

【００１２】すると、反転したＰＲＴとコンデンサＣ２
からなる直列共振回路に流れる正弦波状の電流が破線で
図示するようにコンデンサＣ２、ＰＲＴの１次側のコイ
ル、ＣＤＴ及びトランジスタＱ３のコレクタ−エミッタ
からなるループに流れるようになる。このように、時定
数回路ＬＢ１とＣＢ１及び時定数回路ＬＢ２とＣＢ２の
時定数に応じて、トランジスタＱ２とトランジスタＱ３
とは交互にスイッチングされ、これによりＰＲＴの２次
側のコイルに交番電流が供給される。したがって、ＰＲ
Ｔの２次側のコイルに交流電圧が誘起され、この誘起さ
れた交流電圧はダイオードＤ３、Ｄ４により全波整流さ
れると共に、コンデンサＣ３で平滑されて直流出力電圧
となる。

【００１３】出力された直流電圧のレベルは制御用誤差
増幅器ＡＭＰ１で検出され、誤差に比例する直流電流が
ＰＲＴの制御コイルＮＣに印加される。このため、ＰＲ
Ｔのインダクタンスは直流電流により制御されて、ＰＲ
Ｔの２次側の出力電圧が所定の電圧になるよう制御され
る。

【００１４】図１１に示すスイッチング回路の動作波形
を図１２に示す。この図において、（ａ）はＦＥＴＱ１
のドレイン−ソース間電圧Ｖｃｐ１であり、ＦＥＴＱ１
がオンしている時はゼロであり、ＦＥＴＱ１がオフする
と、昇圧された矩形状の電圧となり、この矩形状の電圧
は導通角制御回路１０２の出力波形を反転した波形と相
似波形である。同図（ｂ）はＦＥＴＱ１のドレイン−ソ
ース間に流れる電流Ｉｃｐ１であり、ＦＥＴＱ１がオン
している時に右上りの鋸歯状の電流となる。同図（ｃ）
はダイオードＤ１のアノード−カソード間に流れる電流
Ｉｄ１であり、ＦＥＴＱ１がオフしている時に昇圧用チ
ョークコイルＬ１から供給され、右下がりの鋸歯状の電
流となる。

【００１５】また、同図（ｄ）はトランジスタＱ２のコ
レクタ−エミッタ間に流れる電流Ｉｃｐ２であり、トラ
ンジスタＱ２がオンしている時に正弦波状の電流とな
る。同図（ｅ）はトランジスタＱ３のコレクタ−エミッ
タ間に流れる電流Ｉｃｐ３であり、トランジスタＱ３が
オンしている時に正弦波状の電流が流れる。トランジス
タＱ２とトランジスタＱ３に正弦波状の電流が流れるの
は、この電流がＰＲＴのリークインダクタとコンデンサ
Ｃ２とで構成される直列共振回路の直列共振電流となる
からである。

【００１６】図１２を参照すると、コンデンサＣＢ１と
インダクタンスＬＢ１及びコンデンサＣＢ２とインダク
タンスＬＢ２との時定数回路で自励発振するトランジス
タＱ２とトランジスタＱ３との発振周波数は約１００ｋ
Ｈｚであり、一方アクティブフィルタ回路のＦＥＴＱ１
は上記の発振周波数とは異なる約１１０ｋＨｚの周波数
でスイッチングされていることがわかる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】図１１に示すようなス
イッチング電源回路によると次のような問題点がある。 （１）制御用のハイブリッドＩＣとパワーＭＯＳＦＥＴ
の組み合わせのため回路構成が複雑となり部品点数が多
く、高価なアクティブフィルタとなる。 （２）また、アクティブフィルタから出力される直流出
力電圧は商用周波数の２倍のリップル電圧を含んでいる
が、負荷の変動、交流入力電圧の変動に対して、平均値
が一定に制御されており、後段のスイッチング電源でも
直流出力電圧が一定に制御されるため２組の定電圧機能
を有させているという無駄が生じている。 （３）さらに、アクティブフィルタ回路とスイッチング
電源回路は各々異なったスイッチング周波数で動作して
いるため、電磁妨害波（ＥＭＩ）が多くなる。 （４）制御用ハイブリッドＩＣにそのＩＣの定格の電圧
を供給する電源回路が必要であり、昇圧用チョークコイ
ルＬ１に起動用の２次巻き線、整流用のダイオード及び
高耐圧の起動回路を付加する必要がある。

【００１８】そこで、本発明は部品点数を低減できる簡
略化された構成のアクティブフィルタを提供できると共
に、電磁妨害波を低減できるスイッチング電源を提供す
ることを目的としている。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、自励発振器を構成するＣＤＴの２次巻線
に、アクティブフィルタ回路のスイッチング素子をスイ
ッチングする時定数回路を接続するようにしたものであ
る。

【００２０】

【作用】本発明によれば、アクティブフィルタ回路のス
イッチング素子をスイッチングするための起動回路や、
昇圧用チョークコイルに検出用巻き線及び制御用ハイブ
リッドＩＣを不要とすることができるため、アクティブ
フィルタ回路の構成を簡略かすることができる。また、
スイッチング電源の自励発振周波数とアクティブ回路の
スイッチング素子のスイッチング周波数とが同期した同
一の周波数とすることができるため、電磁妨害波（ＥＭ
Ｉ）の発生を少なくすることができる。このため、高調
波歪みの規制値を簡単にクリアすることができる。

【００２１】

【実施例】本発明のスイッチング電源回路の第１実施例
を図１に示す。この図において、ＡＣは商用交流電源、
Ｌｏはコモンモードノイズ除去用の電源フィルタ、Ｃｎ
はノーマルモードノイズの除去用コンデンサ、Ｄｏは交
流電圧を全波整流するダイオードブリッジ、Ｃ１は平滑
用コンデンサ、Ｌ１は昇圧用の、チョークコイルＣｉは
昇圧された電圧で充電されるコンデンサ、Ｑ２、Ｑ３は
交互にスイッチングされ直列共振回路に交番電流を供給
するバイポーラトランジスタ、ＣＤＴはスイッチング素
子Ｑ２、Ｑ３と共に自励発振回路を構成するコンバータ
ドライブトランスである。

【００２２】さらに、ＰＲＴ（パワーレギュレーション
トランス）は直交フェライトトランスであり、その一次
側は直列共振回路の一部を構成し、２次側から制御され
た出力電圧を取り出すために、制御コイルＮＣを有して
いる。Ｄ３、Ｄ４はＰＲＴの２次側の出力電圧を全波整
流するダイオード、Ｃ３は平滑用コンデンサ、ＡＭＰ１
は２次側の電圧を検出して所定の電圧になるよう直流電
流をＰＲＴの制御コイルＮＣに印加する制御用誤差増幅
器、Ｃ２は直列共振回路を構成するコンデンサ、ＲＳ
１、ＲＳ２は起動用抵抗、ＤＢ２、ＤＢ３はトランジス
タＱ２、Ｑ３のベース−エミッタ間をクランプするクラ
ンプ用ダイオード、ＣＢ２、ＣＢ３は自励発振用コンデ
ンサ、ＬＢ１、ＬＢ２はコンデンサＣＢ２、ＣＢ３と共
に自励発振用直列共振回路を構成するＣＤＴの２次側の
インダクタである。

【００２３】また、起動用抵抗ＲＢ２と時定数用コンデ
ンサＣＢ３との接続点にアクティブフィルタ回路の時定
数用のコンデンサＣＢ１の一端が接続され、その他端は
アクティブフィルタ回路のバイポーラトランジスタＱ１
のベースに接続されて、このトランジスタＱ１をスイッ
チングしている。ＤＢ１はトランジスタＱ１のベース−
エミッタ間をクランプするクランプダイオードである。

【００２４】このスイッチング電源回路において、商用
電源が投入されるとこの電源はダイオードブリッジＤｏ
で全波整流されて平滑用コンデンサＣ１により平滑され
る。この電圧は昇圧用チョークコイルＬ１を介して、起
動抵抗ＲＳ２に印加される。そして、トランジスタＱ２
のベースにこの抵抗ＲＳ２を介してベース電流が供給さ
れてトランジスタＱ２がオンする。すると、そのエミッ
タからエミッタ電流が出力され、この電流はＣＤＴの１
次側に供給される。これにより、ＣＤＴの２次側のイン
ダクタンスＬＢ１に誘導された電流が抵抗ＲＢ１及びコ
ンデンサＣＢ２を介してトランジスタＱ２のベースに供
給され、トランジスタＱ２はオンを。持続する。このと
き、トランジスタＱ２のエミッタを流れる電流はＣＤＴ
を介してＰＲＴの１次側に供給されさらに、コンデンサ
Ｃ２を介してアースに流れ込むようになる。

【００２５】コンデンサＣ２とＰＲＴのリークインダク
タンスとにより直列共振回路が構成されているため、図
１に実線で示すこの電流は正弦波状の電流となって流れ
るようになる。次に、コンデンサＣＢ２とインダクタン
スＬＢ１の直列回路の時定数に応じた時間が経過する
と、トランジスタＱ２のベースに供給される電流が反転
されるようになり、トランジスタＱ２がオフとなる。同
時に、インダクタンスＬＢ２とコンデンサＣＢ３との直
列共振回路によりトランジスタＱ３がオンされるように
なる。

【００２６】すると、ＰＲＴの１次側のリークインダク
タンスとコンデンサＣ２からなる直列共振回路に発生し
た正弦波状の電流が破線で図示するように反転して、コ
ンデンサＣ２、ＰＲＴの１次側のコイル、ＣＤＴ及びト
ランジスタＱ３のコレクタ−エミッタからなるループに
流れるようになる。このように、時定数回路ＲＢ１とＣ
Ｂ２及び時定数回路ＬＢ２とＣＢ３の直列回路の時定数
に応じて、トランジスタＱ２とトランジスタＱ３とは交
互にスイッチングされ、これによりＰＲＴの２次側のコ
イルに実線と破線で図示する電流が交番して流れるよう
になる。これにより、ＰＲＴの２次側のコイルに交流電
圧が誘起され、この誘起された交流電圧はダイオードＤ
３、Ｄ４により全波整流されると共に、コンデンサＣ３
で平滑されて直流電圧が出力される。

【００２７】この直流電圧のレベルは制御用誤差増幅器
ＡＭＰ１で検出され、誤差に比例する直流電流がＰＲＴ
の制御コイルＮＣに印加される。このため、ＰＲＴのイ
ンダクタンスは直流電流により制御されて、ＰＲＴの２
次側の出力電圧が所定の電圧になるよう制御される。一
方、ＣＤＴの２次側のインダクタンスＬＢ２とコンデン
サＣＢ１との直列共振回路によりアクティブフィルタ回
路のトランジスタＱ１がオンとされ、トランジスタＱ１
のコレクタに電流Ｉｃｐ１が昇圧用インダクタＬ１から
流れ込む。この直列共振回路の時定数に応じた時間の経
過後、この直列共振回路の共振電流は反転し、トランジ
スタＱ１のベースにベース電流が供給されなくなり、ト
ランジスタＱ１はオフする。

【００２８】すると、昇圧用チョークコイルＬ１に蓄積
されていたエネルギが放出されるようになり、このため
チョークコイルＬ１の両端に電圧が発生し、この電圧に
コンデンサＣ１で平滑された直流電圧が重畳されて昇圧
された電圧が発生され、この昇圧電圧がダイオードＤ１
を介してコンデンサＣｉを充電する。この、コンデンサ
Ｃｉの両端の電圧が自励発振しているトランジスタＱ２
によりスイッチングされて、ＰＲＴの１次側のリークイ
ンダクタンスとコンデンサＣ２で構成される直列共振回
路に印加され、前記のようなスイッチング動作を繰り返
す。

【００２９】なお、抵抗ＲＢ２は抵抗ＲＢ１より小さく
設定されており、トランジスタＱ１の時比率はトランジ
スタＱ２及びトランジスタＱ３と同様に、インダクタン
スＬＢ２とコンデンサＣＢ１との直列共振回路の時定数
によって約５０パーセントとなる。図１に示すスイッチ
ング電源回路の動作波形を図２に示す。この図におい
て、（ａ）はトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間
電圧Ｖｃｐ１であり、トランジスタＱ１がオンしている
時はゼロであり、トランジスタＱ１がオフした時に、発
生された矩形状の電圧は、トランジスタＱ１の時比率が
５０パーセントであるため、コンデンサＣ１で平滑され
た電圧の約２倍の昇圧電圧２Ｖｍとなっている。

【００３０】同図（ｂ）はトランジスタＱ１のコレクタ
に流れる電流Ｉｃｐ１であり、トランジスタＱ１がオン
している時に右上りの鋸歯状の電流が流れる。同図
（ｃ）はダイオードＤ１のアノード−カソード間に流れ
る電流Ｉｄ１であり、トランジスタＱ１がオフしている
時に昇圧用チョークコイルＬ１から供給される電流であ
り、右下がりの鋸歯状の電流となる。また、同図（ｄ）
はトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間に流れる電
流Ｉｃｐ２であり、トランジスタＱ２がオンしている時
に正弦波状の電流となる。同図（ｅ）はトランジスタＱ
３のコレクタ−エミッタ間に流れる電流Ｉｃｐ３であ
り、トランジスタＱ３がオンしている時に正弦波状の電
流となる。

【００３１】トランジスタＱ２とトランジスタＱ３に正
弦波状の電流が流れるのは、この電流がＰＲＴのリーク
インダクタンスとコンデンサＣ２とで構成される直列共
振回路に生じる直列共振電流となるからである。この回
路によると、図２に示されているように、トランジスタ
Ｑ１の時比率とトランジスタＱ２、Ｑ３の時比率は同じ
５０パーセントなり、高調波電流が低下し電磁妨害波を
少なくすることができる。また、アクティブフィルタ回
路の部品点数を大幅に低減することができる。また、ア
クティブフィルタ回路はトランジスタＱ２及びトランジ
スタＱ３が動作を開始する低電圧で動作状態となるた
め、ダイオードブリッジＤｏで整流された脈流の電圧が
低い時から動作することとなり、アクティブフィルタ回
路の動作にともなって交流電流が流れるようになる。し
たがって、交流電圧に相似した交流電流となるため、力
率を改善することが出来る。

【００３２】次に、図３に昇降圧型コンバータ回路によ
るアクティブフィルタ回路と、直列共振周波数制御方式
電流共振型コンバータ回路とを組み合わせた他の実施例
を示す。この図において、ＡＣは商用交流電源、ＩACは
交流電源からスイッチング電源回路に供給される交流電
流、Ｌｏはコモンモードノイズ除去用の電源フィルタ、
Ｃｎはノーマルモードノイズの除去用コンデンサ、Ｄｏ
は交流電圧を全波整流するダイオードブリッジ、Ｃ１は
平滑用コンデンサ、Ｌ１は昇降圧用のチョークコイル、
ＣｉはダイオードＤ１からの電流により充電されるコン
デンサ、Ｑ２、Ｑ３は交互にスイッチングされ出力トラ
ンスＰＩＴのリークインダクタンスとコンデンサＣ２か
らなる直列共振回路に交番電流を供給するバイポーラト
ランジスタ、ＰＲＴはスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３と共
に自励発振回路を構成する直交フェライトトランスであ
る。

【００３３】さらに、ＰＩＴは出力トランスであり、そ
の一次側のリークインダクタンスは直列共振回路の一部
を構成し、２次側から安定化された出力電圧を取り出し
ている。Ｄ３、Ｄ４はＰＲＴの２次側の出力電圧を全波
整流するダイオード、Ｃ３は平滑用コンデンサ、ＡＭＰ
１は２次側の電圧を検出して所定の電圧になるような直
流電流をＰＲＴの制御コイルＮＣに印加する制御用誤差
増幅器、Ｃ２は直列共振回路を構成するコンデンサ、Ｒ
Ｓ２、ＲＳ３は起動用抵抗、ＤＢ２、ＤＢ３はトランジ
スタＱ２、Ｑ３のベース−エミッタ間をクランプするク
ランプ用ダイオード、ＣＢ２、ＣＢ３は自励発振用コン
デンサ、ＬＢ１、ＬＢ２はコンデンサＣＢ２、ＣＢ３と
共に自励発振用直列共振回路を構成するＰＲＴの２次側
のインダクタである。

【００３４】また、起動用抵抗ＲＢ２と時定数用コンデ
ンサＣＢ３との接続点にアクティブフィルタ回路の時定
数用のコンデンサＣＢ１の一端が接続され、その他端は
アクティブフィルタ回路のバイポーラトランジスタＱ１
のベースに接続されて、このトランジスタＱ１をスイッ
チングしている。ＤＢ１はトランジスタＱ１のベース−
エミッタ間をクランプするクランプダイオードである。

【００３５】このスイッチング回路において、商用電源
が投入されるとこの電源はダイオードブリッジＤｏで全
波整流されて、平滑コンデンサＣ１により平滑された直
流電圧が、アクティブフィルタ回路のトランジスタＱ１
のコレクタ−エミッタを介して昇降圧用チョークコイル
Ｌ１に印加される。このとき、トランジスタＱ１がオン
されているとトランジスタＱ１コレクタに流れる電流が
チョークコイルＬ１に供給される。そして、所定の時間
が経過してトランジスタＱ１がオフするとチョークコイ
ルＬ１に蓄積されたエネルギによりダイオードＤ１を介
してコンデンサＣｉが充電される。

【００３６】このコンデンサＣｉの両端の電圧Ｖ１が起
動抵抗ＲＳ２に印加されるため、トランジスタＱ２のベ
ースにこの抵抗ＲＳ２を介してベース電流が供給され、
トランジスタＱ２がオンする。すると、そのコレクタに
コレクタ電流Ｉｃｐ２が供給され、この電流はトランジ
スタＱ２のエミッタからＰＲＴの１次側に供給される。
これにより、ＰＲＴの２次側のインダクタンスＬＢ１に
誘導された電流は、抵抗ＲＢ１及びコンデンサＣＢ２を
介してトランジスタＱ２のベースに供給されるため、ト
ランジスタＱ２はオンを持続する。また、ＰＲＴの１次
側に供給された電流は出力トランスＰＩＴの１次側に供
給され、さらに、コンデンサＣ２を介してチョークコイ
ルＬ１に流れ込むようになる。

【００３７】また、コンデンサＣ２とＰＩＴの１次側の
リークインダクタンスとにより直列共振回路が構成され
ているため、図３に実線で示すこの電流は共振電流とし
て正弦波状の電流となって流れるようになる。次に、コ
ンデンサＣＢ２とインダクタンスＬＢ１の直列回路の時
定数に応じた時間が経過すると、トランジスタＱ２のベ
ースに供給される電流が反転されるようになり、トラン
ジスタＱ２がオフとなる。同時に、インダクタンスＬＢ
２とコンデンサＣＢ３との直列共振回路によりトランジ
スタＱ３がオンされるようになる。

【００３８】すると、ＰＩＴの１次側のリークインダク
タンスとコンデンサＣ２からなる直列共振回路に発生し
た正弦波状の電流が破線で図示するように反転して、コ
ンデンサＣ２、ＰＩＴの１次側のコイル、ＰＲＴ及びト
ランジスタＱ３のコレクタ−エミッタからなるループに
流れるようになる。このように、時定数回路ＲＢ１とＣ
Ｂ２及び時定数回路ＬＢ２とＣＢ３の時定数に応じて、
トランジスタＱ２とトランジスタＱ３とは交互に繰り返
しスイッチングされ、これによりＰＩＴの２次側のコイ
ルに実線と破線で図示する電流が交番して流れるように
なる。このとき、ＰＩＴの２次側のコイルに交流電圧が
誘起され、この誘起された交流電圧はダイオードＤ３、
Ｄ４により全波整流されると共に、コンデンサＣ３で平
滑されて直流出力電圧が出力される。

【００３９】この直流電圧のレベルは制御用誤差増幅器
ＡＭＰ１で検出され、誤差に比例する直流電流がＰＲＴ
の制御コイルＮＣに印加される。このため、ＰＲＴのＬ
Ｂ１とＬＢ２のインダクタンスはこの直流電流により制
御されて時定数が変化し、したがってトランジスタＱ２
とトランジスタＱ３のスイッチング周波数が制御されて
直流出力電圧が所定の電圧になるよう制御される。

【００４０】一方、ＰＲＴの２次側のインダクタンスＬ
Ｂ２とコンデンサＣＢ１とで形成された直列共振回路に
よりアクティブフィルタ回路のトランジスタＱ１がオン
とされ、前記したようにトランジスタＱ１のコレクタに
電流Ｉｃｐ１がダイオードブリッジＤｏから流れ込む。
そして、この直列共振回路の時定数に応じた時間の経過
後、この直列共振回路の共振電流は反転し、トランジス
タＱ１のベースにベース電流が供給されなくなり、トラ
ンジスタＱ１はオフする。このとき、インダクタＬ１に
蓄積されたエネルギにより充電されるコンデンサＣｉの
両端に発生する電圧Ｖ１は、トランジスタＱ１のオン／
オフの時比率により入力電圧Ｅｉより高くも低くも設定
できることから、昇降圧コンバータと呼ばれる。

【００４１】なお、抵抗ＲＢ２は抵抗ＲＢ１より小さく
設定されており、トランジスタＱ１の時比率はトランジ
スタＱ２とトランジスタＱ３と同様に、インダクタンス
ＬＢ２とコンデンサＣＢ１との直列共振回路によって約
５０パーセントとなる。図３に示すスイッチング電源回
路の動作波形を図４に示す。この図において、（ａ）は
トランジスタＱ１のエミッタとアース間電圧ＶＬ１であ
り、トランジスタＱ１がオンしている時は入力電圧Ｅｉ
に等しく、トランジスタＱ１がオフした時に、チョーク
コイルＬ１により発生された負の電圧となるが、そのピ
ーク値は時比率が５０パーセントの時は、交流入力電圧
の絶対値Ｖｍと等しくなる。

【００４２】同図（ｂ）はトランジスタＱ１のコレクタ
に流れる電流Ｉｃｐ１であり、トランジスタＱ１がオン
している時に右上りの鋸歯状の電流となる。同図（ｃ）
はトランジスタＱ１のべースにインダクタンスＬＢ２と
コンデンサＣＢ１の直列共振回路から供給される電流で
あり、半波の正弦波状の電流となっている。同図（ｄ）
はダイオードＤ１のアノード−カソード間に流れる電流
Ｉｄ１であり、トランジスタＱ１がオフしている時にチ
ョークコイルＬ１から供給され、右下がりの鋸歯状の電
流となる。

【００４３】また、同図（ｅ）はトランジスタＱ２のコ
レクタ−エミッタ間に流れる電流Ｉｃｐ２であり、トラ
ンジスタＱ２がオンしている時に半波の正弦波状の電流
となる。同図（ｆ）はトランジスタＱ２のベースにイン
ダクタンスＬＢ１とコンデンサＣＢ２との直列共振回路
から供給される電流であり、半波の正弦波状の電流とな
る。同図（ｇ）はトランジスタＱ３のコレクタ−エミッ
タ間に流れる電流Ｉｃｐ３であり、トランジスタＱ３が
オンしている時に半波の正弦波状の電流が流れる。同図
（ｈ）はトランジスタＱ３のベースにインダクタンスＬ
Ｂ２とコンデンサＣＢ３の直列共振回路から供給される
電流であり、半波の正弦波状の電流となる。

【００４４】トランジスタＱ２とトランジスタＱ３に正
弦波状の電流が流れるのは、この電流がＰＲＴのリーク
インダクタンスとコンデンサＣ２とで構成される直列共
振回路に供給される共振電流であるからである。なお、
図４に示されているようにトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ
３をスイッチングしている周波数は約１００ｋＨｚとさ
れている。

【００４５】さらに、図５（ａ）に示す波形は５０Ｈｚ
の商用交流電圧ＡＣの波形であり、ピーク値がＶｍで示
されており、同図（ｂ）はダイオードブリッジＤｏで全
波整流された電圧波形であり、ピーク値はＶｍとなって
いる。また同図（ｃ）はコンデンサＣｉの両端の電圧で
あり、商用交流の２倍の周期のリップルを含んでいる。
また、（ｄ）は安定化された直流出力電圧Ｅｏを示し、
同図（ｅ）は交流入力電流ＩACの波形であり、図に示さ
れているように交流入力電圧ＶACとほぼ同相であるため
力率が改善されて１に近くなる。これは、低電圧でも動
作するトランジスタＱ２，Ｑ３が動作を開始するときに
アクティブフィルタ回路のトランジスタＱ１も動作を開
始するため、交流電流ＩＡＣは交流電圧ＶＡＣにほぼ同
相となるからである。

【００４６】次に、本発明のスイッチング電源回路の第
２の実施例を図６に示す。この実施例は昇圧型コンバー
タによるアクティブフィルタと直列共振周波数制御方式
電流共振型コンバータによるスイッチング電源回路とを
組み合わせたものである。この図において、ＡＣは商用
交流電源、Ｌｏはコモンモードノイズ除去用の電源フィ
ルタ、Ｃｎはノーマルモードノイズの除去用コンデン
サ、Ｄｏは交流電圧を全波整流するダイオードブリッ
ジ、Ｃ１は平滑用コンデンサ、Ｌ１は昇圧用の、チョー
クコイルＣｉは昇圧された電圧で充電されるコンデン
サ、Ｑ２、Ｑ３は交互にスイッチングされＰＲＴのリー
クインダクタンスとコンデンサＣ２とで構成される直列
共振回路に交番電流を供給するバイポーラトランジス
タ、ＣＤＴはスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３と共に自励発
振回路を構成するコンバータドライブトランスである。

【００４７】さらに、ＰＲＴ（パワーレギュレーション
トランス）は直交フェライトトランスであり、その一次
側は直列共振回路の一部を構成し、２次側から安定化さ
れた出力電圧を取り出すための制御コイルＮＣを有して
いる。Ｄ３、Ｄ４はＰＲＴの２次側の出力電圧を全波整
流するダイオード、Ｃ３は平滑用コンデンサ、ＡＭＰ１
は２次側の誤差電圧を検出して誤差電圧がゼロとなるよ
うな直流制御電流をＰＲＴの制御コイルＮＣに印加する
制御用誤差増幅器、Ｃ２はＰＲＴの１次側のリークイン
ダクタンスと共に直列共振回路を構成するコンデンサ、
ＲＳ１、ＲＳ２は起動用抵抗、ＤＢ２、ＤＢ３はトラン
ジスタＱ２、Ｑ３のベース−エミッタ間をクランプする
クランプ用ダイオード、ＣＢ２、ＣＢ３は自励発振用コ
ンデンサ、ＬＢ１、ＬＢ２はコンデンサＣＢ２、ＣＢ３
と共に自励発振用の直列共振回路を構成するＣＤＴの２
次側のインダクタンスである。

【００４８】また、トランジスタＱ３のコレクタにアク
ティブフィルタ回路のスイッチングダイオードＤ２のカ
ソードが接続され、このダイオードＤ２のアノードは昇
圧用チョークコイルＬ１に接続されて、トランジスタＱ
３とダイオードＤ２とは同期してオン／オフされてい
る。

【００４９】このスイッチング回路において、商用電源
が投入されるとこの電源はダイオードブリッジＤｏで全
波整流されて、平滑用コンデンサＣ１により平滑された
直流電圧が昇圧用チョークコイルＬ１及びダイオードＤ
１を介して、起動抵抗ＲＳ２に印加される。すると、ト
ランジスタＱ２のベースにこの抵抗ＲＳ２を介してベー
ス電流が供給されてトランジスタＱ２がオンする。トラ
ンジスタＱ２がオンすると、そのエミッタからエミッタ
電流が流れ出し、この電流はＣＤＴの１次側に供給され
て、ＣＤＴの２次側のインダクタンスＬＢ１に誘導され
た電流が抵抗ＲＢ１及びコンデンサＣＢ２を介してトラ
ンジスタＱ２のベースに供給される。

【００５０】このため、トランジスタＱ２はオンを持続
する。このとき、トランジスタＱ２のエミッタを流れる
電流はＣＤＴを介してＰＲＴの１次側に供給され、さら
に、コンデンサＣ２を介してアースに流れ込むようにな
る。ここで、コンデンサＣ２とＰＲＴの１次側のリーク
インダクタンスとにより直列共振回路が構成されている
ため、図６に実線で示すこの電流は直列共振電流とな
り、正弦波状の波形の電流となる。次に、コンデンサＣ
Ｂ２とインダクタンスＬＢ１の直列共振回路の時定数に
応じた時間が経過すると、トランジスタＱ２のベースに
供給される電流が反転されるようになり、トランジスタ
Ｑ２がオフとなる。同時に、インダクタンスＬＢ２とコ
ンデンサＣＢ３との直列共振回路によりトランジスタＱ
３がオンされるようになる。

【００５１】すると、ＰＲＴの１次側のリークインダク
タンスとコンデンサＣ２からなる直列共振回路に発生し
た正弦波状の電流が破線で図示するように反転して、コ
ンデンサＣ２、ＰＲＴの１次側のコイル、ＣＤＴ及びト
ランジスタＱ３のコレクタ−エミッタからなるループに
流れるようになる。このように、時定数回路ＲＢ１とＣ
Ｂ２及び時定数回路ＬＢ２とＣＢ３の時定数に応じて、
トランジスタＱ２とトランジスタＱ３とは交互に繰り返
しスイッチングされ、これによりＰＲＴの２次側のコイ
ルに実線と破線で図示する電流が交番して流れるように
なる。したがって、ＰＲＴの２次側のコイルに交流電圧
が誘起され、この誘起された交流電圧はダイオードＤ
３、Ｄ４により全波整流されると共に、コンデンサＣ３
で平滑されて直流電圧Ｅｏが出力される。

【００５２】出力された直流電圧Ｅｏのレベルは制御用
誤差増幅器ＡＭＰ１で検出され、誤差に比例する直流電
流がＰＲＴの制御コイルＮＣに印加される。このため、
ＰＲＴのインダクタンスはこの直流電流により制御さ
れ、ＰＲＴの２次側の出力電圧が所定の電圧に制御され
る。一方、トランジスタＱ３がオンするとそのコレクタ
に接続されたアクティブフィルタ回路のダイオードＤ２
がオンとされ、ダイオードＤ２に電流Ｉｃｐ１が昇圧用
チョークコイルＬ１を介して流れ込む。トランジスタＱ
３がインダクタンスＬＢ２とコンデンサＣＢ３の直列共
振回路の時定数に応じた時間が経過すると、この直列共
振回路の共振電流は反転し、トランジスタＱ３がオフと
なるためダイオードＤ２もオフする。

【００５３】すると、昇圧用チョークコイルＬ１に蓄積
されていたエネルギが放出されるようになり、このため
チョークコイルＬ１の両端に電圧が発生し、この電圧に
コンデンサＣ１で平滑された直流電圧が重畳されて昇圧
された電圧が発生され、この昇圧電圧がダイオードＤ１
を介してコンデンサＣｉを充電する。この、コンデンサ
Ｃｉの両端の電圧Ｖｉが自励発振しているトランジスタ
Ｑ２によりスイッチングされて、ＰＲＴの１次側のリー
クインダクタンスとコンデンサＣ２とで構成される直列
共振回路に印加され、前記のようなスイッチング動作が
繰り返される。

【００５４】トランジスタＱ２とトランジスタＱ３の時
比率は、約５０パーセントに設定されており、したがっ
てダイオードＤ２の時比率も約５０パーセントとなる。
次に、図６に示すスイッチング電源回路の動作波形を図
７に示す。この図において、（ａ）はダイオードＤ２の
アノード電圧Ｖｃｐ１であり、ダイオードＤ２がオンし
ている時はゼロであり、ダイオードＤ２オフした時に、
発生された矩形状の電圧は時比率が５０パーセントであ
るため、コンデンサＣ１の両端の電圧の２倍の昇圧電圧
２Ｖｍとなっている。

【００５５】同図（ｂ）はダイオードＤ２に流れる電流
Ｉｃｐ１であり、ダイオードＤ２がオンしている時に右
上りの鋸歯状の電流が流れる。同図（ｃ）はダイオード
Ｄ１のアノード−カソード間に流れる電流Ｉｄ１であ
り、ダイオードＤ２がオフしている時に昇圧用チョーク
コイルＬ１から供給され、右下がりの鋸歯状の電流とな
る。 また、同図（ｄ）はトランジスタＱ２のコレクタ
−エミッタ間に流れる電流Ｉｃｐ２であり、トランジス
タＱ２がオンしている時に流れる正弦波状の電流であ
る。同図（ｅ）はトランジスタＱ３のコレクタ−エミッ
タ間に流れる電流Ｉｃｐ３であり、トランジスタＱ３が
オンしている時に流れる正弦波状の電流である。

【００５６】トランジスタＱ２とトランジスタＱ３に正
弦波状の電流が流れるのは、この電流がＰＲＴのリーク
インダクタンスとコンデンサＣ２とで構成される直列共
振回路の直列共振電流となるからである。この回路によ
ると、図７に示されているように、ダイオードＤ２のオ
ン／オフの時比率とトランジスタＱ２、Ｑ３のオン／オ
フの時比率は同じ５０パーセントとすることができるた
め、高調波の発生比率を低下でき電磁妨害波を少なくす
ることができる。また、アクティブフィルタ回路の部品
点数を大幅に低下させることができる。さらに、低電圧
でも動作するトランジスタＱ２，Ｑ３が動作を開始する
ときにアクティブフィルタ回路のダイオードＤ２も動作
を開始するため、交流電流は交流電圧にほぼ同相とな
り、力率を改善することが出来る。

【００５７】次に、図８に昇降圧型コンバータ回路によ
るアクティブフィルタ回路とスイッチング周波数制御方
式電流共振型コンバータ回路によるスイッチング回路と
の組み合わせた他の実施例を示す。この図において、Ａ
Ｃは商用交流電源、ＶACとＩACは交流電源からスイッチ
ング電源に供給される交流電圧と交流電流、Ｌｏはコモ
ンモードノイズ除去用の電源フィルタ、Ｃｎはノーマル
モードノイズの除去用コンデンサ、Ｄｏは交流電圧を全
波整流するダイオードブリッジ、Ｃ１は平滑用コンデン
サ、Ｌ１は昇降圧用のチョークコイル、Ｃｉはダイオー
ドＤ１からの電流により充電されるコンデンサ、Ｑ２、
Ｑ３は交互にスイッチングされ出力トランスＰＩＴのリ
ークインダクタンスとコンデンサＣ２からなる直列共振
回路に交番電流を供給するバイポーラトランジスタ、Ｐ
ＲＴはスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３と共に自励発振回路
を構成する直交フェライトトランスである。

【００５８】さらに、ＰＩＴは出力トランスであり、そ
の一次側のリークインダクタンスは直列共振回路の一部
を構成し、２次側から制御された出力電圧Ｅｏを取り出
している。Ｄ３、Ｄ４はＰＩＴの２次側の出力電圧を全
波整流するダイオード、Ｃ３は平滑用コンデンサ、ＡＭ
Ｐ１は２次側の電圧を検出して所定の電圧になるよう直
流電流をＰＲＴの制御コイルＮＣに印加する制御用誤差
増幅器、Ｃ２は直列共振回路を構成するコンデンサ、Ｒ
Ｓ２、ＲＳ３は起動用抵抗、ＤＢ２、ＤＢ３はトランジ
スタＱ２、Ｑ３のベース−エミッタ間をクランプするク
ランプ用ダイオード、ＣＢ２、ＣＢ３は自励発振用コン
デンサ、ＬＢ１、ＬＢ２はコンデンサＣＢ２、ＣＢ３と
共に自励発振用直列共振回路を構成するＰＲＴの２次側
のインダクタである。

【００５９】また、トランジスタＱ３のエミッタは昇降
用チョークコイルＬ１とコンデンサＣｉとの接続点に接
続され、このコンデンサＣｉの他端とアース間にダイオ
ードＤ１が接続されており、このダイオードＤ１により
コンデンサＣｉが充電されるようになる。またコンデン
サＣｉとダイオードＤ１との接続点にはダイオードＤ２
のアノードが接続され、コンデンサＣｉに充電された電
荷がダイオードＤ２を介してスイッチング電源回路に供
給されるようにされている。このスイッチング回路にお
いて、商用電源が投入されるとこの電源はダイオードブ
リッジＤｏで全波整流されて、平滑用コンデンサＣ１に
より平滑された直流電圧ＥｉがトランジスタＱ３を介し
て昇降圧用チョークコイルＬ１に印加される。このと
き、トランジスタＱ３がオンしていると、トランジスタ
Ｑ３のコレクタ電流の１部が電流Ｉｃｐ１としてチョー
クコイルＬ１に流入する。

【００６０】そして、トランジスタＱ３がオフするとチ
ョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギがダイオードＤ
１を介してコンデンサＣｉを充電するようになる。この
コンデンサＣｉの両端の電圧Ｖ１はダイオードＤ２を介
して起動抵抗ＲＳ２に印加され、トランジスタＱ２のベ
ースにこの抵抗ＲＳ２を介してベース電流が供給される
ため、トランジスタＱ２がオンする。すると、そのコレ
クタにコレクタ電流Ｉｃｐ２が流れ、この電流はトラン
ジスタＱ２のエミッタからＰＲＴの１次側に供給され
る。

【００６１】これにより、ＰＲＴの２次側のインダクタ
ンスＬＢ１に誘導された電流は、抵抗ＲＢ１及びコンデ
ンサＣＢ２を介してトランジスタＱ２のベースに供給さ
れるため、トランジスタＱ２はオンを持続する。また、
ＰＲＴの１次側に供給された電流は出力トランスＰＩＴ
の１次側に供給され、さらに、コンデンサＣ２を介して
チョークコイルＬ１に流れ込むようになる。また、コン
デンサＣ２とＰＩＴの１次側のリークインダクタンスと
により直列共振回路が構成されているため、図８に実線
で示すこの電流は共振電流として正弦波状の電流となっ
て流れるようになる。

【００６２】次に、コンデンサＣＢ２とインダクタンス
ＬＢ１の直列共振回路の時定数に応じた時間が経過する
と、トランジスタＱ２のベースに供給される電流が反転
されるようになり、トランジスタＱ２がオフとなる。同
時に、インダクタンスＬＢ２とコンデンサＣＢ３との直
列共振回路によりトランジスタＱ３がオンされるように
なる。すると、ＰＩＴの１次側のリークインダクタンス
とコンデンサＣ２からなる直列共振回路に発生した正弦
波状の共振電流が破線で図示するように反転して、コン
デンサＣ２、ＰＩＴの１次側のコイル、ＰＲＴ及びトラ
ンジスタＱ３のコレクタ−エミッタからなるループに流
れるようになる。同時に、入力電圧Ｅｉからトランジス
タＱ３を介してチョークコイルＬ１に流入する電流もト
ランジスタＱ３に流れるようになる。

【００６３】このため、電流Ｉｃｐ３電流はＩｃｐ２よ
り大きな電流となる。このように、時定数回路ＲＢ１と
ＣＢ２及び時定数回路ＬＢ２とＣＢ３の時定数に応じ
て、トランジスタＱ２とトランジスタＱ３とは交互に繰
り返しスイッチングされ、これによりＰＩＴの２次側の
コイルに実線と破線で図示する電流が交番して流れるよ
うになる。したがって、ＰＩＴの２次側のコイルに交流
電圧が誘起され、この誘起された交流電圧はダイオード
Ｄ３、Ｄ４により全波整流されると共に、コンデンサＣ
３で平滑されて直流出力電圧が出力される。

【００６４】出力された直流電圧のレベルは制御用誤差
増幅器ＡＭＰ１で検出され、誤差に比例する直流電流が
ＰＲＴの制御コイルＮＣに印加される。このため、ＰＲ
ＴのＬＢ１とＬＢ２のインダクタンスはこの直流電流に
より制御されて時定数が変化し、トランジスタＱ２とト
ランジスタＱ３のスイッチング周波数が制御されて直流
出力電圧が所定の電圧に制御される。

【００６５】図８に示すスイッチング回路の動作波形を
図９に示す。この図において、（ａ）はトランジスタＱ
１のエミッタとアース間電圧ＶＬ１であり、トランジス
タＱ３がオンしている時は入力電圧Ｅｉに等しく、トラ
ンジスタＱ３がオフした時に、チョークコイルＬ１によ
り発生された負の電圧となるが、そのピーク値はトラン
ジスタＱ３のオン／オフの時比率を５０パーセントとす
ると、交流入力電圧ＶACの絶対値Ｖｍと等しくなる。

【００６６】同図（ｂ）はトランジスタＱ３とチョーク
コイルＬ１とが接続されているラインに流れる電流Ｉｃ
ｐ１であり、トランジスタＱ３がオンしている時に右上
りの鋸歯状の電流となる。同図（ｃ）はダイオードＤ１
のアノード−カソード間に流れる電流Ｉｄ１であり、ト
ランジスタＱ３がオフしている時にチョークコイルＬ１
から供給され、右下がりの鋸歯状の電流となる。また、
同図（ｄ）はトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間
に流れる電流Ｉｃｐ２であり、トランジスタＱ２がオン
している時に半波の正弦波状の電流となる。

【００６７】同図（ｅ）はトランジスタＱ３のコレクタ
−エミッタ間に流れる電流Ｉｃｐ３であり、トランジス
タＱ３がオンしている時に半波の正弦波状の電流とな
る。トランジスタＱ２とトランジスタＱ３に正弦波状の
電流が流れるのは、この電流がＰＲＴのリークインダク
タンスとコンデンサＣ２とで構成される直列共振回路に
供給される共振電流であるからである。なお、図９に示
されているようにトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３がスイ
ッチングされている周波数は約１００ｋＨｚとなってい
る。

【００６８】さらに、図１０（ａ）に示す波形は商用交
流電源ＡＣの電圧波形ＶACであり、ピーク値がＶｍで示
されており、同図（ｂ）はダイオードブリッジＤｏの全
波整流された電圧波形であり、ピーク値はＶｍとなって
いる。また同図（ｃ）はコンデンサＣｉの両端の電圧で
あり、商用交流の２倍の周期のリップルを含んでいる。
また、（ｄ）は安定化された直流出力電圧Ｅｏを示し、
同図（ｅ）は交流入力電流ＩACの波形であり、図に示さ
れているように交流入力電圧ＶACとほぼ同相であるため
力率が改善されて１に近くなる。これは、低電圧でも動
作するトランジスタＱ２，Ｑ３が動作を開始するときに
アクティブフィルタ回路のチョークコイルＬ１にも電流
が供給されるために、交流電流ＩＡＣは交流電圧ＶＡＣ
にほぼ同相となるからである。

【００６９】

【発明の効果】本発明は以上のように構成されているの
で、力率を改善するアクティブフィルタ回路のスイッチ
ング素子をスイッチングするための起動回路や、昇圧用
あるいは降圧用チョークコイルに設ける検出用巻線及び
制御用ハイブリッドＩＣを不要とすることができるた
め、アクティブフィルタ回路の部品点数を大幅に低減す
ることができ、コストをダウンを図ることができる。ま
た、アクティブフィルタ回路とスイッチング電源回路の
スイッチング素子のスイッチングが同期して同じ周波数
でスイッチングされるため、高調波電流が低減され電磁
妨害波（ＥＭＩ）のレベルを容易に規制値内に納めるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスイッチング電源回路の第１実施例の
回路図である。

【図２】第１実施例の動作波形図である。

【図３】第１実施例の他の回路を示す回路図である。

【図４】第１実施例の他の回路の動作波形図である。

【図５】第１実施例の他の回路の各部の波形図である。

【図６】本発明のスイッチング電源の第２実施例の回路
図である。

【図７】第２実施例の動作波形図である。

【図８】第２実施例の他の回路を示す回路図である。

【図９】第２実施例の他の回路の動作波形図である。

【図１０】第２実施例の他の回路の各部の波形図であ
る。

【図１１】従来のスイッチング電源回路の回路図であ
る。

【図１２】従来の回路の動作波形図である。

【符号の説明】

１００ 起動回路 １０１ 発振回路 １０２ 導通角制御回路 １０３ 電圧検出回路 Ｃ１、Ｃ３、Ｃｎ、Ｃｉ コンデンサ Ｃ２、ＣＢ１、ＣＢ２、ＣＢ３直列共振用コンデンサ Ｄｏ ダイオードブリッジ Ｄ１、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード ＤＢ１、ＤＢ２、ＤＢ３ クランプ用ダイオード Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３ スイッチングトランジスタ Ｌｏ ノイズ除去用電源フィルタ Ｌ１ チョークコイル ＰＲＴ 直交フェライトトランス ＣＤＴ コンバータドライブトランス ＡＭＰ１ 誤差電圧検出用増幅器 ＲＳ１、ＲＳ２、ＲＳ３ 起動用抵抗 ＲＢ１、ＲＢ２ 抵抗

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流入力電圧を整流して直流ラインに直流
   を供給する整流回路と、 該直流ラインに一端が接続されたチョークコイルと、 該チョークコイルの他端とアース間に設けられた第１の
   スイッチング手段と、 上記チョークコイルの他端と出力トランスの１次側のコ
   イルとの間に設けられた第２のスイッチング手段と、 該第２のスイッチング手段と上記出力トランスの１次側
   のコイルとの接続点とアース間に設けられた第３のスイ
   ッチング手段と、 上記出力トランスの１次側のコイルに直列に接続されて
   直列共振回路を構成するコンデンサと、 上記出力トランスの２次側から直流出力電圧を出力する
   手段と、 該直流出力電圧のレベルに応じて上記出力トランスのイ
   ンダクタンスを制御して所望のレベルの直流出力電圧を
   取り出す制御手段と、 上記第２のスイッチング手段と第３のスイッチング手段
   とを交互にスイッチングする手段とを備え、 上記第１のスイッチング手段を上記第３のスイッチング
   手段をスイッチングする信号でスイッチングすることを
   特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】交流入力電圧を整流して直流ラインに直流
   電圧を供給する手段と、 該直流ラインとアース間に直列に接続された第１のスイ
   ッチング手段とチョークコイルとの直列回路と、 該第１のスイッチング手段と該チョークコイルとの接続
   点に一端が接続された第１のコンデンサと、 該第１のコンデンサの他端とアース間に設けられたダイ
   オードと、 上記第１のコンデンサの他端と出力トランスの１次側コ
   イルとの間に設けられた第２のスイッチング手段と、 該第２のスイッチング手段と上記出力トランスの１次側
   のコイルとの接続点と、上記第１のコンデンサの一端と
   の間に設けられた第３のスイッチング手段と、 上記出力トランスの１次側のコイルと直列に接続されて
   直列共振回路を構成する第２のコンデンサと、 上記出力トランスの２次側から直流出力電圧を取り出す
   手段と、 該直流出力電圧が所望のレベルとなるよう上記出力トラ
   ンスのインダクタンスを制御する手段と、 上記第２のスイッチング手段と、上記第３のスイッチン
   グ手段とを交互にスイッチングする手段とを備え、 上記第１のスイッチング手段を上記第３のスイッチング
   手段をスイッチングする信号を用いてスイッチングする
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】交流電圧を整流して直流ラインに直流を供
   給する整流回路と、 該直流ラインに一端が接続されたチョークコイルと、 該チョークコイルの他端と出力トランスの１次側のコイ
   ルとの間に、第１のダイオードを介して設けられた第２
   のスイッチング手段と、 該第２のスイッチング手段と上記出力トランスの１次側
   のコイルとの接続点に一端が接続され、他端がアースに
   接続された第３のスイッチング手段と、 該第３のスイッチング手段の一端と上記チョークコイル
   の他端との間に接続された第２のダイオードと、 上記出力トランスの１次側のコイルに直列に接続されて
   直列共振回路を構成するコンデンサと、 上記出力トランスの２次側から直流出力電圧を出力する
   手段と、 該直流出力電圧のレベルに応じて上記出力トランスのイ
   ンダクタンスを制御して所望のレベルの直流出力電圧を
   取り出す制御手段と、 上記第２のスイッチング手段と第３のスイッチング手段
   とを交互にスイッチングする手段と、 を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
4. 【請求項４】交流入力電圧を整流して直流ラインに直流
   電圧を供給する手段と、 該直流ラインとアース間に直列に接続された第１のスイ
   ッチング手段とチョークコイルとの直列回路と、 該第１のスイッチング手段と該チョークコイルとの接続
   点に一端が接続された第１のコンデンサと、 該第１のコンデンサの他端とアース間に設けられた第１
   のダイオードと、 上記第１のコンデンサの他端と出力トランスの１次側コ
   イルとの間に第２のダイオードを介して設けられた第２
   のスイッチング手段と、 上記出力トランスの１次側のコイルと直列に接続されて
   直列共振回路を構成する第２のコンデンサと、 上記出力トランスの２次側から直流出力電圧を取り出す
   手段と、 該直流出力電圧が所望のレベルとなるよう上記出力トラ
   ンスのインダクタンスを制御する手段と、 上記第２のスイッチング手段と、上記第３のスイッチン
   グ手段とを交互にスイッチングする手段と、 を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。