JP3079564B2 - インバータ電源回路 - Google Patents
インバータ電源回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はインバータ電源回路に関し、特にDC−ACプッ
シュ・プル・インバータ電源回路に関する。
シュ・プル・インバータ電源回路に関する。
従来、スイッチング・レギュレータにおけるDC−ACプ
ッシュ・プル・インバータ電源回路として、第３図およ
び第４図に示すものがそれぞれ提案されている。第３図
に示すものは、直流電源１をDC−DCコンバータ２で電圧
変換したものを、スイッチング素子3,4で断続し、これ
を変換トランス５で電圧変換することでAC出力を得てい
る。この場合、スイッチング素子3,4は固定デューティ
で駆動させている。また、第４図に示すものは、帰還用
ダイオード８と昇降圧用インダクタ９を備えており、ス
イッチング素子3,4の駆動デューティを制御することに
よりインバータ電源回路自体に出力安定化の機能を持た
せている。
ッシュ・プル・インバータ電源回路として、第３図およ
び第４図に示すものがそれぞれ提案されている。第３図
に示すものは、直流電源１をDC−DCコンバータ２で電圧
変換したものを、スイッチング素子3,4で断続し、これ
を変換トランス５で電圧変換することでAC出力を得てい
る。この場合、スイッチング素子3,4は固定デューティ
で駆動させている。また、第４図に示すものは、帰還用
ダイオード８と昇降圧用インダクタ９を備えており、ス
イッチング素子3,4の駆動デューティを制御することに
よりインバータ電源回路自体に出力安定化の機能を持た
せている。
なお、これらDC−ACインバータ回路には仮想線で示す
ように、整流・平滑回路６が接続され、負荷回路７に接
続される。
ように、整流・平滑回路６が接続され、負荷回路７に接
続される。
このような従来のインバータ電源回路では、スイッチ
ング素子3,4を駆動する信号に矩形波を使用しているた
め、高効率化，小型化に伴ってスイッチング素子3,4の
駆動信号の高周波化を図ると、高調波の発生により変換
トランスでの損失が増加するという問題がある。また、
変換トランスの２次側に整流器を接続した場合に、その
整流器の逆回復特性により雑音を発生するという問題が
ある。
ング素子3,4を駆動する信号に矩形波を使用しているた
め、高効率化，小型化に伴ってスイッチング素子3,4の
駆動信号の高周波化を図ると、高調波の発生により変換
トランスでの損失が増加するという問題がある。また、
変換トランスの２次側に整流器を接続した場合に、その
整流器の逆回復特性により雑音を発生するという問題が
ある。
これらを改善するために、変換トランスの１次側イン
ダクタンスと結合コンデンサ等による共振回路を挿入し
た共振型インバータ回路が提案されているが、この共振
回路の定数の選定が容易ではないことと、共振特性を利
用した場合、デューティ制御をかけることが困難であり
回路が複雑になるという問題が生じる。
ダクタンスと結合コンデンサ等による共振回路を挿入し
た共振型インバータ回路が提案されているが、この共振
回路の定数の選定が容易ではないことと、共振特性を利
用した場合、デューティ制御をかけることが困難であり
回路が複雑になるという問題が生じる。
本発明の目的は、これらの問題を解消し、低損失、低
雑音のインバータ電源回路を提供することにある。
雑音のインバータ電源回路を提供することにある。
本発明のインバータ電源回路は、スイッチング素子を
断続させる駆動回路として、変換トランスの自己共振周
波数より低い第１の変換周波数信号を発生する手段と、
この自己共振周波数より高い第２の変換周波数信号を発
生する手段とを備えており、第１の変換周波数信号を第
２の変換周波数信号でパルス幅変調した信号で前記スイ
ッチング素子を駆動するように構成する。
断続させる駆動回路として、変換トランスの自己共振周
波数より低い第１の変換周波数信号を発生する手段と、
この自己共振周波数より高い第２の変換周波数信号を発
生する手段とを備えており、第１の変換周波数信号を第
２の変換周波数信号でパルス幅変調した信号で前記スイ
ッチング素子を駆動するように構成する。
この場合、第１の変換周波数信号は基準正弦波信号で
あり、第２の変換周波数信号は三角波信号である。
あり、第２の変換周波数信号は三角波信号である。
本発明によれば、変換トランスの自己共振周波数より
低い第１の変換周波数信号を、自己共振周波数よりも高
い第２の変換周波数信号でパルス幅変調した信号でスイ
ッチング素子を駆動することで、変換トランスの二次側
には第１の変換周波数のみを発生させることができる。
低い第１の変換周波数信号を、自己共振周波数よりも高
い第２の変換周波数信号でパルス幅変調した信号でスイ
ッチング素子を駆動することで、変換トランスの二次側
には第１の変換周波数のみを発生させることができる。
次に、本発明を図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例のブロック図である。同図
において、１は直流電源、3,4はスイッチング素子、５
は変換トランスであり、変換トランス５の一次側におい
て直流電源１をスイッチング素子3,4で断続して二次側
に電圧を発生させる。
において、１は直流電源、3,4はスイッチング素子、５
は変換トランスであり、変換トランス５の一次側におい
て直流電源１をスイッチング素子3,4で断続して二次側
に電圧を発生させる。
前記スイッチング素子3,4の制御回路として、第１の
変換周波数信号を発生する基準正弦波発生回路10と、第
２の変換周波数信号を発生する三角波同期信号発生回路
11と、前記基準正弦波を半波毎に分割する半波分割回路
12と、PWMコンパレータ14,15を備えて分割された半波の
正弦波を三角波でPWM変調するパルス幅変調回路13と、
前記基準正弦波の振幅を制御する出力電圧検出回路16と
を備えている。
変換周波数信号を発生する基準正弦波発生回路10と、第
２の変換周波数信号を発生する三角波同期信号発生回路
11と、前記基準正弦波を半波毎に分割する半波分割回路
12と、PWMコンパレータ14,15を備えて分割された半波の
正弦波を三角波でPWM変調するパルス幅変調回路13と、
前記基準正弦波の振幅を制御する出力電圧検出回路16と
を備えている。
ここで、第１の変換周波数信号は変換トランス５の自
己共振周波数より低くなるように設定され、第２の変換
周波数信号は変換トランス５の自己共振周波数より高く
なるように設定されている。
己共振周波数より低くなるように設定され、第２の変換
周波数信号は変換トランス５の自己共振周波数より高く
なるように設定されている。
この構成によれば、第２図に一部の波形を示すよう
に、基準正弦波発生回路10からの第１の変換周波数信号
は、半波分割回路12により位相が180゜ずれた２つの半
波信号17に分割される。２つの半波信号17は、それぞれ
パルス幅変調回路13内のPWMコンパレータ14,15により、
三角波同期信号発生回路11からの第２の変換周波数信号
としての三角波同期信号18と比較され、パルス幅変調さ
れたスイッチング駆動信号19となる。
に、基準正弦波発生回路10からの第１の変換周波数信号
は、半波分割回路12により位相が180゜ずれた２つの半
波信号17に分割される。２つの半波信号17は、それぞれ
パルス幅変調回路13内のPWMコンパレータ14,15により、
三角波同期信号発生回路11からの第２の変換周波数信号
としての三角波同期信号18と比較され、パルス幅変調さ
れたスイッチング駆動信号19となる。
そして、スイッチング素子3,4は、それぞれ位相が180
゜ずれた２つの半波信号から発生する正弦波近似された
スイッチング駆動信号19により駆動される。このスイッ
チング素子3,4が駆動されて直流電源１を断続すること
で、変換トランス５の二次側に所要電圧の交流信号が出
力される。このとき、第１の変換周波数を変換トランス
５の自己共振周波数より低く、第２の変換周波数を変換
トランス５の自己共振周波数より高く設定しているた
め、変換トランス５では第２の変換周波数は伝送され
ず、第１の変換周波数である正弦波のみが出力に発生す
る。
゜ずれた２つの半波信号から発生する正弦波近似された
スイッチング駆動信号19により駆動される。このスイッ
チング素子3,4が駆動されて直流電源１を断続すること
で、変換トランス５の二次側に所要電圧の交流信号が出
力される。このとき、第１の変換周波数を変換トランス
５の自己共振周波数より低く、第２の変換周波数を変換
トランス５の自己共振周波数より高く設定しているた
め、変換トランス５では第２の変換周波数は伝送され
ず、第１の変換周波数である正弦波のみが出力に発生す
る。
しかも、出力電圧検出回路16からの信号により、基準
正弦波発生回路10において、正弦波の振幅を制御してい
るため、出力電圧の振幅を制御でき、インバータ回路の
みで出力電圧の安定化を容易に図ることができる。
正弦波発生回路10において、正弦波の振幅を制御してい
るため、出力電圧の振幅を制御でき、インバータ回路の
みで出力電圧の安定化を容易に図ることができる。
なお、出力電圧検出回路16は、半波分割回路12におい
て発生された半波信号17の基底部の直流分のレベルを制
御して出力電圧の安定化を図るようにしてもよい。
て発生された半波信号17の基底部の直流分のレベルを制
御して出力電圧の安定化を図るようにしてもよい。
以上説明したように本発明は、変換トランスの自己共
振周波数より低い第１の変換周波数信号を、自己共振周
波数よりも高い第２の変換周波数信号でパルス幅変調し
た信号でスイッチング素子を駆動するように構成してい
るので、変換トランスの二次側には第１の変換周波数の
みを発生させることができる。これにより、高調波成分
の発生を抑え、変換トランスでの損失を低減できる。ま
た、二次側に整流器を接続した際の雑音を低減すること
ができる。また、基準正弦波の振幅を制御し、あるいは
半波信号の直流レベルを制御することで出力電圧の安定
化を図ることもできる。
振周波数より低い第１の変換周波数信号を、自己共振周
波数よりも高い第２の変換周波数信号でパルス幅変調し
た信号でスイッチング素子を駆動するように構成してい
るので、変換トランスの二次側には第１の変換周波数の
みを発生させることができる。これにより、高調波成分
の発生を抑え、変換トランスでの損失を低減できる。ま
た、二次側に整流器を接続した際の雑音を低減すること
ができる。また、基準正弦波の振幅を制御し、あるいは
半波信号の直流レベルを制御することで出力電圧の安定
化を図ることもできる。
第１図は本発明の一実施例のブロック回路図、第２図は
第１図の構成における主要部の波形図、第３図および第
４図はそれぞれ異なる従来のインバータ電源回路のブロ
ック回路図である。 １……直流電源、２……DC−DCコンバータ、3,4……ス
イッチング素子、５……変換トランス、６……整流・平
滑回路、７……負荷回路、８……帰還用ダイオード、９
……昇降圧用インダクタ、10……基準正弦波発生回路、
11……三角波同期信号発生回路、12……半波分割回路、
13……パルス幅変調回路、14,15……PWMコンパレータ、
16……出力電圧検出回路、17……半波信号、18……三角
波同期信号、19……スイッチング駆動信号。
第１図の構成における主要部の波形図、第３図および第
４図はそれぞれ異なる従来のインバータ電源回路のブロ
ック回路図である。 １……直流電源、２……DC−DCコンバータ、3,4……ス
イッチング素子、５……変換トランス、６……整流・平
滑回路、７……負荷回路、８……帰還用ダイオード、９
……昇降圧用インダクタ、10……基準正弦波発生回路、
11……三角波同期信号発生回路、12……半波分割回路、
13……パルス幅変調回路、14,15……PWMコンパレータ、
16……出力電圧検出回路、17……半波信号、18……三角
波同期信号、19……スイッチング駆動信号。
Claims (2)
- 【請求項１】変換トランスの一次側の直流電源をスイッ
チング素子で断続して二次側に交流電圧を得るようにし
たインバータ電源回路において、前記スイッチング素子
を断続させる駆動回路として、前記変換トランスの自己
共振周波数より低い第１の変換周波数信号を発生する手
段と、この自己共振周波数より高い第２の変換周波数信
号を発生する手段とを備え、前記第１の変換周波数信号
を第２の変換周波数信号でパルス幅変調した信号で前記
スイッチング素子を駆動するように構成したことを特徴
とするインバータ電源回路。 - 【請求項２】第１の変換周波数信号は基準正弦波信号で
あり、第２の変換周波数信号は三角波信号である特許請
求の範囲第１項記載のインバータ電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02318622A JP3079564B2 (ja) | 1990-11-24 | 1990-11-24 | インバータ電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02318622A JP3079564B2 (ja) | 1990-11-24 | 1990-11-24 | インバータ電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04190680A JPH04190680A (ja) | 1992-07-09 |
| JP3079564B2 true JP3079564B2 (ja) | 2000-08-21 |
Family
ID=18101195
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02318622A Expired - Fee Related JP3079564B2 (ja) | 1990-11-24 | 1990-11-24 | インバータ電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3079564B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014171637A (ja) * | 2013-03-08 | 2014-09-22 | Health Holdings Co Ltd | 交流電位治療器 |
| JP2014183912A (ja) * | 2013-03-22 | 2014-10-02 | Health Holdings Co Ltd | 交流電位治療器 |
| JP2014200612A (ja) * | 2013-04-10 | 2014-10-27 | ヘルスホールディングス株式会社 | 交流電位治療器 |
| JP5717013B2 (ja) * | 2013-07-10 | 2015-05-13 | ヘルスホールディングス株式会社 | 交流電位治療器 |
| JP2015054105A (ja) * | 2013-09-12 | 2015-03-23 | ヘルスホールディングス株式会社 | 交流電位治療器 |
| US11196298B2 (en) * | 2018-03-28 | 2021-12-07 | Apple Inc. | Wireless charging device with sinusoidal pulse-width modulation |
| CN114468394A (zh) * | 2022-02-15 | 2022-05-13 | 哈勃智能传感(深圳)有限公司 | 一种谐振频率提取方法、驱动方法及雾化系统 |
-
1990
- 1990-11-24 JP JP02318622A patent/JP3079564B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04190680A (ja) | 1992-07-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |