JP2001298330A - 絶縁型ｐｗｍ電力増幅器 - Google Patents
絶縁型ｐｗｍ電力増幅器Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/26—Modifications of amplifiers to reduce influence of noise generated by amplifying elements
Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力が電源から絶縁されたＰＷＭ電力増幅器
を大型の低周波変圧器を使わず本来の電力増幅回路と独
立に動作する電源用のスイッチング回路を持つこともな
く実現する。 【解決手段】 高周波変圧器の一次側と二次側にスイッ
チング回路を接続し、一次側と二次側のスイッチングの
周波数を同一、通流率を一定、位相差を入力信号に応じ
て変化させることによって二次側にパルス幅制御された
出力を得る。
を大型の低周波変圧器を使わず本来の電力増幅回路と独
立に動作する電源用のスイッチング回路を持つこともな
く実現する。 【解決手段】 高周波変圧器の一次側と二次側にスイッ
チング回路を接続し、一次側と二次側のスイッチングの
周波数を同一、通流率を一定、位相差を入力信号に応じ
て変化させることによって二次側にパルス幅制御された
出力を得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は出力が電源から絶縁
されたＰＷＭ電力増幅器に関するものである。
されたＰＷＭ電力増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭ電力増幅器はＤ級電力増幅器とも
呼ばれ直流電源を高周波でスイッチングすることによっ
て出力電力を入力に応じて制御するものである。スイッ
チングには高速な半導体スイッチが利用されている。Ａ
級、Ｂ級などのスイッチングを使わないアナログ電力増
幅器と比べて電力効率が何倍も良いため装置を小型化で
きる。
呼ばれ直流電源を高周波でスイッチングすることによっ
て出力電力を入力に応じて制御するものである。スイッ
チングには高速な半導体スイッチが利用されている。Ａ
級、Ｂ級などのスイッチングを使わないアナログ電力増
幅器と比べて電力効率が何倍も良いため装置を小型化で
きる。
【０００３】ＰＷＭ電力増幅器もアナログ電力増幅器も
直流電源を加工して出力を得ている。この直流電源は電
池等から直接あるいは交流電源から変換して得られる。
用意される電源電圧が要求される電圧と異なる場合変圧
器が必要となる。交流の場合は直接に変圧器で電圧変換
できるが、直流の場合いったん交流に変換してから変圧
器で電圧変換することになる。ここで変圧器は電圧変換
のために使用されるのであるが、それだけではなく出力
と電源を絶縁する効果も持っている。この絶縁の効果は
電圧変換に劣らず重要である。出力と電源が絶縁されて
いると第一に感電の危険性が減る。また複数の電力増幅
器の出力を直列接続することで出力を増大することも可
能となる。並列接続によって出力を増大しようとすると
出力電圧のわずかな差によって電力増幅器の出力間に流
れる循環電流の問題があるため単純には実現できない。
しかし直列接続にはこの問題はない。さらに測定設備等
に電力増幅器を使用する場合、他の電源装置と直列接続
して出力電圧を合成することも容易になる。このように
出力と電源が絶縁されていると利用価値が高まる。本発
明は出力が電源から絶縁されている電力増幅器を対象と
する。
直流電源を加工して出力を得ている。この直流電源は電
池等から直接あるいは交流電源から変換して得られる。
用意される電源電圧が要求される電圧と異なる場合変圧
器が必要となる。交流の場合は直接に変圧器で電圧変換
できるが、直流の場合いったん交流に変換してから変圧
器で電圧変換することになる。ここで変圧器は電圧変換
のために使用されるのであるが、それだけではなく出力
と電源を絶縁する効果も持っている。この絶縁の効果は
電圧変換に劣らず重要である。出力と電源が絶縁されて
いると第一に感電の危険性が減る。また複数の電力増幅
器の出力を直列接続することで出力を増大することも可
能となる。並列接続によって出力を増大しようとすると
出力電圧のわずかな差によって電力増幅器の出力間に流
れる循環電流の問題があるため単純には実現できない。
しかし直列接続にはこの問題はない。さらに測定設備等
に電力増幅器を使用する場合、他の電源装置と直列接続
して出力電圧を合成することも容易になる。このように
出力と電源が絶縁されていると利用価値が高まる。本発
明は出力が電源から絶縁されている電力増幅器を対象と
する。
【０００４】絶縁のためには電力増幅器のどこかに変圧
器が必要である。電源が商用周波数（５０／６０Ｈｚ）
の交流であれば直接にこの周波数の変圧器を使う方法が
ある。図２にこの構成例を示す。図中スイッチ２は高周
波スイッチングに適した半導体スイッチである。多くの
種類の素子が適用可能なので一般的なスイッチの記号で
示している。この方法は部品点数が少なくノイズの発生
も少ないが低周波変圧器１３が大型になりＰＷＭ電力増
幅器の利点を損なう。小型化に適す方法は電源部分に絶
縁型のスイッチング電源を採用することである。図３に
この構成例を示す。平滑コンデンサ１０から左の部分は
電源回路であり、それ以外の部分が本来の電力増幅回路
である。図３では交流電源１４をスイッチング電源の入
力としているが電池等の直流電源が用意される場合は交
流電源１４とこれに接続された整流器９の部分を直流電
源に置き換えればよい。スイッチング電源はこの直流ま
たは脈流をスイッチングによって高周波の交流に変換し
てから高周波変圧器１の二次側で整流して再び直流に変
換する。変換後の直流電圧を駆動回路１１に帰還して直
流電圧を安定化することもできる。この方法は小型化は
容易であるがスイッチングノイズと回路規模の増大が問
題となる。特にスイッチングノイズは本来の電力増幅回
路が発生するものと電源回路が発生するものの二つにな
るため単純に増大するだけではなく、これらが独立に動
作するとスイッチング周波数の差の周波数のうなりが出
力に重畳し易いので十分な対策が必要となる。また高周
波変圧器１の二次側の整流回路に使われる整流器９、平
滑コンデンサ１０などの電力損失と体積も無視できな
い。結局、小型高効率であるＰＷＭ電力増幅器も電源の
絶縁まで考慮するとその利点が小さくなってしまう。こ
のため従来は出力と電源が非絶縁で済むモータ制御など
の分野に応用が限定されてきた。例えば音響用電力増幅
器としては電力効率の低いアナログ電力増幅器が現在で
も多く使われている。
器が必要である。電源が商用周波数（５０／６０Ｈｚ）
の交流であれば直接にこの周波数の変圧器を使う方法が
ある。図２にこの構成例を示す。図中スイッチ２は高周
波スイッチングに適した半導体スイッチである。多くの
種類の素子が適用可能なので一般的なスイッチの記号で
示している。この方法は部品点数が少なくノイズの発生
も少ないが低周波変圧器１３が大型になりＰＷＭ電力増
幅器の利点を損なう。小型化に適す方法は電源部分に絶
縁型のスイッチング電源を採用することである。図３に
この構成例を示す。平滑コンデンサ１０から左の部分は
電源回路であり、それ以外の部分が本来の電力増幅回路
である。図３では交流電源１４をスイッチング電源の入
力としているが電池等の直流電源が用意される場合は交
流電源１４とこれに接続された整流器９の部分を直流電
源に置き換えればよい。スイッチング電源はこの直流ま
たは脈流をスイッチングによって高周波の交流に変換し
てから高周波変圧器１の二次側で整流して再び直流に変
換する。変換後の直流電圧を駆動回路１１に帰還して直
流電圧を安定化することもできる。この方法は小型化は
容易であるがスイッチングノイズと回路規模の増大が問
題となる。特にスイッチングノイズは本来の電力増幅回
路が発生するものと電源回路が発生するものの二つにな
るため単純に増大するだけではなく、これらが独立に動
作するとスイッチング周波数の差の周波数のうなりが出
力に重畳し易いので十分な対策が必要となる。また高周
波変圧器１の二次側の整流回路に使われる整流器９、平
滑コンデンサ１０などの電力損失と体積も無視できな
い。結局、小型高効率であるＰＷＭ電力増幅器も電源の
絶縁まで考慮するとその利点が小さくなってしまう。こ
のため従来は出力と電源が非絶縁で済むモータ制御など
の分野に応用が限定されてきた。例えば音響用電力増幅
器としては電力効率の低いアナログ電力増幅器が現在で
も多く使われている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】出力が電源から絶縁さ
れたＰＷＭ電力増幅器を大型の低周波変圧器を使わず、
本来の電力増幅回路が持つスイッチング回路と独立に動
作する電源用のスイッチング回路を持つこともなく実現
する。
れたＰＷＭ電力増幅器を大型の低周波変圧器を使わず、
本来の電力増幅回路が持つスイッチング回路と独立に動
作する電源用のスイッチング回路を持つこともなく実現
する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は図３に示す従来
の構成から高周波変圧器の二次側でいったん直流を作る
工程をなくし、一次、二次のスイッチングがともに出力
波形を作ることで上記課題を解決する。すなわち入力信
号周波数より十分高いスイッチング周波数で動作する高
周波変圧器と、前記変圧器の一次側に接続されるスイッ
チング回路と、前記変圧器の二次側に接続される双方向
スイッチング回路と、前記一次側と二次側のスイッチン
グ周波数を同一とし、通流率を一定とし、一次二次間の
位相差を入力信号に応じて変化させるスイッチ駆動回路
とを有し、入力信号に応じてパルス幅変調された出力を
二次側の双方向スイッチング回路から得ることを特徴と
するＰＷＭ電力増幅器である。
の構成から高周波変圧器の二次側でいったん直流を作る
工程をなくし、一次、二次のスイッチングがともに出力
波形を作ることで上記課題を解決する。すなわち入力信
号周波数より十分高いスイッチング周波数で動作する高
周波変圧器と、前記変圧器の一次側に接続されるスイッ
チング回路と、前記変圧器の二次側に接続される双方向
スイッチング回路と、前記一次側と二次側のスイッチン
グ周波数を同一とし、通流率を一定とし、一次二次間の
位相差を入力信号に応じて変化させるスイッチ駆動回路
とを有し、入力信号に応じてパルス幅変調された出力を
二次側の双方向スイッチング回路から得ることを特徴と
するＰＷＭ電力増幅器である。
【０００７】
【発明の実施の形態】図４に本発明の回路構成を示す。
２ａ、２ｂは高周波変圧器１の一次側に接続されるスイ
ッチである。ここには高周波スイッチングに適した半導
体スイッチが使われる。２ａ、２ｂは二つの等しい容量
のコンデンサ４とともにハーフブリッジ形電力変換回路
を構成する。二つのスイッチは交互にオンオフを繰り返
す。この通流率は５０％ずつの固定とする。この結果高
周波変圧器１の一次巻線にはパルス幅比５０％の方形波
が入力される。二次巻線には巻数比に応じた電圧で相似
の波形が得られる。３ａ、３ｂは高周波変圧器１の二次
側に接続されるスイッチである。一次側同様高周波スイ
ッチングに適した半導体スイッチが使われる。こちらの
スイッチは一次側と同じ周期で通流率も同じ５０％ずつ
で交互にオンオフするが、その一次側に対する位相差す
なわち２ａがオンしてから３ａがオンするまでの時間は
変化できるようにしておく。位相差０°は２ａと３ａの
オン期間が一致している場合である。位相差１８０°は
２ａのオフ期間すなわち２ｂのオン期間に３ａがオンと
なる場合である。各瞬間において出力６には２ａと３ａ
がオンの時プラス、２ａと３ｂがオンの時マイナス、２
ｂと３ａがオンの時マイナス、２ｂと３ｂがオンの時プ
ラスの電圧が得られる。
２ａ、２ｂは高周波変圧器１の一次側に接続されるスイ
ッチである。ここには高周波スイッチングに適した半導
体スイッチが使われる。２ａ、２ｂは二つの等しい容量
のコンデンサ４とともにハーフブリッジ形電力変換回路
を構成する。二つのスイッチは交互にオンオフを繰り返
す。この通流率は５０％ずつの固定とする。この結果高
周波変圧器１の一次巻線にはパルス幅比５０％の方形波
が入力される。二次巻線には巻数比に応じた電圧で相似
の波形が得られる。３ａ、３ｂは高周波変圧器１の二次
側に接続されるスイッチである。一次側同様高周波スイ
ッチングに適した半導体スイッチが使われる。こちらの
スイッチは一次側と同じ周期で通流率も同じ５０％ずつ
で交互にオンオフするが、その一次側に対する位相差す
なわち２ａがオンしてから３ａがオンするまでの時間は
変化できるようにしておく。位相差０°は２ａと３ａの
オン期間が一致している場合である。位相差１８０°は
２ａのオフ期間すなわち２ｂのオン期間に３ａがオンと
なる場合である。各瞬間において出力６には２ａと３ａ
がオンの時プラス、２ａと３ｂがオンの時マイナス、２
ｂと３ａがオンの時マイナス、２ｂと３ｂがオンの時プ
ラスの電圧が得られる。
【０００８】図５に出力６の電圧波形を位相差が（ａ）
２０°、（ｂ）９０°、（ｃ）１６０°の場合について
示す。位相差を０°から１８０°まで変化させれば出力
のパルス幅がそれに比例して変化し、出力の一周期の平
均値は正の最大値から負の最大値まで変化することがわ
かる。出力の一周期の平均値を得るため、すなわち出力
に含まれる高調波を減衰させるためには従来のＰＷＭ電
力増幅器と同様出力にローパスフィルタを付加する。０
の出力は位相差９０°の時に得られるので正から負に至
る途中に不連続な動作点は存在しない。位相差を９０°
から入力信号に比例して変化させれば出力は入力に比例
したものが得られ電力増幅器として機能する。入力信号
が交流の場合その周波数がスイッチング周波数に比べて
十分低ければ動作は直流の場合と同様である。ここで一
次側のスイッチ２ａ、２ｂには一定の極性の電圧がかか
るが二次側のスイッチ３ａ、３ｂには正負の電圧が交互
にかかることに注意しなければならない。この意味で３
ａ、３ｂは双方向のスイッチングが可能でなければなら
ない。
２０°、（ｂ）９０°、（ｃ）１６０°の場合について
示す。位相差を０°から１８０°まで変化させれば出力
のパルス幅がそれに比例して変化し、出力の一周期の平
均値は正の最大値から負の最大値まで変化することがわ
かる。出力の一周期の平均値を得るため、すなわち出力
に含まれる高調波を減衰させるためには従来のＰＷＭ電
力増幅器と同様出力にローパスフィルタを付加する。０
の出力は位相差９０°の時に得られるので正から負に至
る途中に不連続な動作点は存在しない。位相差を９０°
から入力信号に比例して変化させれば出力は入力に比例
したものが得られ電力増幅器として機能する。入力信号
が交流の場合その周波数がスイッチング周波数に比べて
十分低ければ動作は直流の場合と同様である。ここで一
次側のスイッチ２ａ、２ｂには一定の極性の電圧がかか
るが二次側のスイッチ３ａ、３ｂには正負の電圧が交互
にかかることに注意しなければならない。この意味で３
ａ、３ｂは双方向のスイッチングが可能でなければなら
ない。
【０００９】図６に入力信号に応じてこのような位相差
を持ったスイッチの駆動信号を発生させる回路例（ａ）
とその動作波形（ｂ）を示す。入力信号５と、ＰＷＭの
搬送波である三角波発生器１５の出力１９を、比較器１
６で比較すると比較器出力２０が得られる。通常のＰＷ
Ｍ電力増幅器では比較器出力２０がそのまま相似形でス
イッチの駆動信号となるが、本発明ではこの信号をロジ
ックＩＣであるＤタイプ・フリップフロップ１８、イン
バータ１７からなる回路を通すことによって所期の駆動
信号を得ることができる。比較器出力２０の立ち上がり
エッジ毎に反転する信号２１で一次側のスイッチ２ａを
オンし、比較器出力２０の立ち下りエッジで信号２１を
保持した信号２２で二次側のスイッチ３ａをオンする。
スイッチ２ｂ、３ｂは理想的にはそれぞれ信号２１、２
２の反転信号でオンすればよい。ただし実際はスイッチ
ング回路の一般的特性として２ａと２ｂの同時オン、ま
た３ａと３ｂの同時オンによる短絡電流を防ぐために若
干の追加回路が必要となる。
を持ったスイッチの駆動信号を発生させる回路例（ａ）
とその動作波形（ｂ）を示す。入力信号５と、ＰＷＭの
搬送波である三角波発生器１５の出力１９を、比較器１
６で比較すると比較器出力２０が得られる。通常のＰＷ
Ｍ電力増幅器では比較器出力２０がそのまま相似形でス
イッチの駆動信号となるが、本発明ではこの信号をロジ
ックＩＣであるＤタイプ・フリップフロップ１８、イン
バータ１７からなる回路を通すことによって所期の駆動
信号を得ることができる。比較器出力２０の立ち上がり
エッジ毎に反転する信号２１で一次側のスイッチ２ａを
オンし、比較器出力２０の立ち下りエッジで信号２１を
保持した信号２２で二次側のスイッチ３ａをオンする。
スイッチ２ｂ、３ｂは理想的にはそれぞれ信号２１、２
２の反転信号でオンすればよい。ただし実際はスイッチ
ング回路の一般的特性として２ａと２ｂの同時オン、ま
た３ａと３ｂの同時オンによる短絡電流を防ぐために若
干の追加回路が必要となる。
【００１０】図４に示した本発明の構成を図３に示した
従来の構成と比較すると高周波変圧器１の二次側の整流
器９、平滑コンデンサ１０が不必要となっている。高周
波変圧器１の二次側で一度直流を作る工程がなくなった
ためである。整流器から平滑コンデンサには充電される
向きにしか電流が流れないので負荷から回生電流が流入
すると平滑コンデンサの電圧が上昇する。この電圧上昇
を低く制限するためと許容リップル電流のためにスイッ
チング周波数を高くしても平滑コンデンサの容量は小さ
くできない。本発明でこのコンデンサが不必要なのは大
きな利点となる。また図５からわかるように出力に含ま
れる高調波の周波数は一次、二次のスイッチング周波数
の２倍となっている。これは一次、二次のスイッチング
がともに出力波形に現れるためである。この結果高調波
フィルタも小型化できる。高調波の周波数を同一とすれ
ば本発明のスイッチング周波数は図３の場合の半分でよ
く、全体のスイッチング損失を小さくできる。
従来の構成と比較すると高周波変圧器１の二次側の整流
器９、平滑コンデンサ１０が不必要となっている。高周
波変圧器１の二次側で一度直流を作る工程がなくなった
ためである。整流器から平滑コンデンサには充電される
向きにしか電流が流れないので負荷から回生電流が流入
すると平滑コンデンサの電圧が上昇する。この電圧上昇
を低く制限するためと許容リップル電流のためにスイッ
チング周波数を高くしても平滑コンデンサの容量は小さ
くできない。本発明でこのコンデンサが不必要なのは大
きな利点となる。また図５からわかるように出力に含ま
れる高調波の周波数は一次、二次のスイッチング周波数
の２倍となっている。これは一次、二次のスイッチング
がともに出力波形に現れるためである。この結果高調波
フィルタも小型化できる。高調波の周波数を同一とすれ
ば本発明のスイッチング周波数は図３の場合の半分でよ
く、全体のスイッチング損失を小さくできる。
【００１１】ただし本発明では高周波変圧器の二次側の
スイッチには正負の電圧がかかり双方向の電流をオンオ
フする必要がある。多くの半導体スイッチは機械的スイ
ッチと異なり逆向きの電圧、電流に対して同じ動作をし
ないので工夫が必要である。例えばＮチャンネルパワー
ＭＯＳＦＥＴは内蔵ダイオードのため単独ではソースか
らドレインに向かう電流をオフにすることはできない。
図７にこの問題を解決する双方向スイッチの例を示す。
二つのパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン、ソースを逆向き
にして直列接続したものである。（ａ）はドレイン同士
を接続した場合（ｂ）はソース同士を接続した場合であ
る。このようにすると半導体スイッチの数が増え図３の
例より不利のように見えるが、図３におけるダイオード
の数を考慮すると出力電流の経路に入る半導体スイッチ
の個数は同じである。電力損失についてはパワーＭＯＳ
ＦＥＴのオン抵抗×出力電流と、ダイオードの順方向電
圧の比較になる。オン抵抗の十分低いパワーＭＯＳＦＥ
Ｔを使えば前者の方が小さくできるのでこの点でも有利
である。
スイッチには正負の電圧がかかり双方向の電流をオンオ
フする必要がある。多くの半導体スイッチは機械的スイ
ッチと異なり逆向きの電圧、電流に対して同じ動作をし
ないので工夫が必要である。例えばＮチャンネルパワー
ＭＯＳＦＥＴは内蔵ダイオードのため単独ではソースか
らドレインに向かう電流をオフにすることはできない。
図７にこの問題を解決する双方向スイッチの例を示す。
二つのパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン、ソースを逆向き
にして直列接続したものである。（ａ）はドレイン同士
を接続した場合（ｂ）はソース同士を接続した場合であ
る。このようにすると半導体スイッチの数が増え図３の
例より不利のように見えるが、図３におけるダイオード
の数を考慮すると出力電流の経路に入る半導体スイッチ
の個数は同じである。電力損失についてはパワーＭＯＳ
ＦＥＴのオン抵抗×出力電流と、ダイオードの順方向電
圧の比較になる。オン抵抗の十分低いパワーＭＯＳＦＥ
Ｔを使えば前者の方が小さくできるのでこの点でも有利
である。
【００１２】
【実施例】図１に本発明の実施例を示す。これは図４を
より具体的に表したものである。電源は商用周波数の交
流電源１４を使っている。スイッチ３ａ、３ｂは双方向
の電流に対してオンとオフを行なわなければならないの
でパワーＭＯＳＦＥＴを逆向きに直列接続したもので実
現している。スイッチ２ａ、２ｂのゲート駆動電源は小
電力なので商用周波数の低周波変圧器１３から得てい
る。スイッチ３ａ、３ｂのゲート駆動電源は高周波変圧
器１に出力６を得るための主巻線と別に設けた巻線から
得ている。本発明では高周波変圧器１に発生する高周波
電圧は出力によらず一定なので二次側のゲート駆動用の
電源として利用できる。駆動回路７は図６の（ａ）に示
した回路例に短絡電流を防ぐための遅延回路とパワーＭ
ＯＳＦＥＴのゲート駆動用フォトカプラ駆動回路を追加
したものである。遅延回路２３はスイッチ３ａと３ｂの
同時オンによる短絡電流を避けるためのデッドタイムを
作り、同時にデッドタイム中にパワーＭＯＳＦＥＴの内
蔵ダイオードを通る電流経路を確保するためのものであ
る。パワーＭＯＳＦＥＴのゲート駆動にフォトカプラを
使っているため出力６は交流電源１４からも駆動回路７
からも絶縁されている。
より具体的に表したものである。電源は商用周波数の交
流電源１４を使っている。スイッチ３ａ、３ｂは双方向
の電流に対してオンとオフを行なわなければならないの
でパワーＭＯＳＦＥＴを逆向きに直列接続したもので実
現している。スイッチ２ａ、２ｂのゲート駆動電源は小
電力なので商用周波数の低周波変圧器１３から得てい
る。スイッチ３ａ、３ｂのゲート駆動電源は高周波変圧
器１に出力６を得るための主巻線と別に設けた巻線から
得ている。本発明では高周波変圧器１に発生する高周波
電圧は出力によらず一定なので二次側のゲート駆動用の
電源として利用できる。駆動回路７は図６の（ａ）に示
した回路例に短絡電流を防ぐための遅延回路とパワーＭ
ＯＳＦＥＴのゲート駆動用フォトカプラ駆動回路を追加
したものである。遅延回路２３はスイッチ３ａと３ｂの
同時オンによる短絡電流を避けるためのデッドタイムを
作り、同時にデッドタイム中にパワーＭＯＳＦＥＴの内
蔵ダイオードを通る電流経路を確保するためのものであ
る。パワーＭＯＳＦＥＴのゲート駆動にフォトカプラを
使っているため出力６は交流電源１４からも駆動回路７
からも絶縁されている。
【００１３】
【発明の効果】本発明は出力が電源から絶縁されたＰＷ
Ｍ電力増幅器を、大型の低周波変圧器を使わず、本来の
電力増幅回路が持つスイッチング回路と独立に動作する
電源用のスイッチング回路を持つこともなく実現できる
ため、スイッチングノイズを増大させずに装置の小型化
を図ることができる。
Ｍ電力増幅器を、大型の低周波変圧器を使わず、本来の
電力増幅回路が持つスイッチング回路と独立に動作する
電源用のスイッチング回路を持つこともなく実現できる
ため、スイッチングノイズを増大させずに装置の小型化
を図ることができる。
【図１】本発明の実施例の回路図である。
【図２】商用周波数の低周波変圧器を使った絶縁型ＰＷ
Ｍ電力増幅器の構成図である。
Ｍ電力増幅器の構成図である。
【図３】スイッチング電源を使った絶縁型ＰＷＭ電力増
幅器の構成図である。
幅器の構成図である。
【図４】本発明の構成図である。
【図５】本発明の出力部分の動作波形を示す図である。
【図６】本発明のスイッチ駆動回路の回路例と動作波形
を示す図である。
を示す図である。
【図７】本発明に必要な双方向スイッチの例を示す図で
ある。
ある。
１ 高周波変圧器 ２、２ａ、２ｂ 半導体スイッチ ３、３ａ、３ｂ 双方向半導体スイッチ ４ 平滑と電圧分割と直流阻止の役割を果たすコンデン
サ ５ 入力信号 ６ 出力 ７ 絶縁型ＰＷＭ電力増幅器駆動回路 ９ 整流器 １０ 平滑コンデンサ １１ スイッチング電源駆動回路 １２ ＰＷＭ電力増幅器駆動回路 １３ 低周波変圧器 １４ 交流電源 １５ ＰＷＭ搬送波発生器 １６ 比較器 １７ インバータ（ロジックＩＣ） １８ Ｄタイプ・フリップフロップ（ロジックＩＣ） １９ ＰＷＭ搬送波 ２０ 比較器出力 ２１ 半導体スイッチ２ａの駆動信号 ２２ 双方向半導体スイッチ３ａの駆動信号 ２３ 遅延回路
サ ５ 入力信号 ６ 出力 ７ 絶縁型ＰＷＭ電力増幅器駆動回路 ９ 整流器 １０ 平滑コンデンサ １１ スイッチング電源駆動回路 １２ ＰＷＭ電力増幅器駆動回路 １３ 低周波変圧器 １４ 交流電源 １５ ＰＷＭ搬送波発生器 １６ 比較器 １７ インバータ（ロジックＩＣ） １８ Ｄタイプ・フリップフロップ（ロジックＩＣ） １９ ＰＷＭ搬送波 ２０ 比較器出力 ２１ 半導体スイッチ２ａの駆動信号 ２２ 双方向半導体スイッチ３ａの駆動信号 ２３ 遅延回路
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Claims (1)
- 【請求項１】 入力信号周波数より十分高いスイッチン
グ周波数で動作する高周波変圧器と、前記変圧器の一次
側に接続されるスイッチング回路と、前記変圧器の二次
側に接続される双方向スイッチング回路と、前記一次側
と二次側のスイッチング周波数を同一とし、通流率を一
定とし、一次二次間の位相差を入力信号に応じて変化さ
せるスイッチ駆動回路とを有し、入力信号に応じてパル
ス幅変調された出力を二次側の双方向スイッチング回路
から得ることを特徴とするＰＷＭ電力増幅器。
Priority Applications (2)
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|---|---|---|---|
| JP2000109104A JP2001298330A (ja) | 2000-04-11 | 2000-04-11 | 絶縁型ｐｗｍ電力増幅器 |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000109104A JP2001298330A (ja) | 2000-04-11 | 2000-04-11 | 絶縁型ｐｗｍ電力増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001298330A true JP2001298330A (ja) | 2001-10-26 |
Family
ID=18621844
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000109104A Pending JP2001298330A (ja) | 2000-04-11 | 2000-04-11 | 絶縁型ｐｗｍ電力増幅器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
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| KR (1) | KR20010096579A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005525736A (ja) * | 2002-05-13 | 2005-08-25 | ジャム テクノロジーズ リミテッド ライアビリティ カンパニー | 多相インピーダンス変換増幅器 |
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| US8054053B2 (en) | 2008-02-27 | 2011-11-08 | Onkyo Corporation | Audio apparatus, switching power supply, and switching control method |
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2000
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-
2001
- 2001-02-28 KR KR1020010010521A patent/KR20010096579A/ko not_active Application Discontinuation
Cited By (5)
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| US8054053B2 (en) | 2008-02-27 | 2011-11-08 | Onkyo Corporation | Audio apparatus, switching power supply, and switching control method |
| EP2211460A1 (en) | 2009-01-22 | 2010-07-28 | Canon Kabushiki Kaisha | Amplifier circuitry |
| US8203382B2 (en) | 2009-01-22 | 2012-06-19 | Canon Kabushiki Kaisha | Amplifier circuitry |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR20010096579A (ko) | 2001-11-07 |
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