KR20010096579A - 절연형 펄스폭 변조 전력 증폭기 - Google Patents

Abstract

출력이 전원으로부터 절연된 펄스폭 변조(PWM) 전력 증폭기를 대형 저주파 변압기를 사용하지 않고, 본래의 전력 증폭 회로와 독립적으로 동작하는 전원용 스위칭 회로를 가지지 않고도 실현한다．그 해결수단으로서, 고주파 변압기의 1차 측과 2차 측에 스위칭 회로를 접속하고，1차 측과 2차 측의 스위칭의 주파수를 동일하게 하고，통유율(通流率)을 일정하게 하고, 위상차를 입력신호에 따라 변화시킴에 의하여 2차 측에 펄스 폭이 제어된 출력을 얻는다．

Description

절연형 펄스폭 변조 전력 증폭기{Insulation Type PWM Power Amplifier}

본 발명은 출력이 전원으로부터 절연된 PWM 전력증폭기에 관한 것이다. PWM전력 증폭기는 D 급 전력 증폭기라고도 불리며 직류전원을 고주파로 스위칭하는 것에 의하여 출력전력을 입력에 따라서 제어하는 것이다. 스위칭에는 고속 반도체 스위치가 이용되고 있다. A급, B급등의 스위치를 사용하지 않는 아날로그 전력증폭기에 비하여 전력효율이 몇 배씩이나 좋기 때문에 장치를 소형화 할 수 있다.

PWM 전력 증폭기, 아날로그 전력증폭기도 직류 전원을 가공하여 출력을 얻고 있다. 이 직류 전원은 전지(電池)등으로부터 직접 또는 교류 전원으로부터 변환하여 얻을 수 있다. 준비된 전원전압이 요구되는 전압과 다른 경우, 변압기가 필요하게 된다. 교류의 경우는 직접 변압기로 전압 변환할 수 있지만, 직류의 경우 일단 교류로 변환하고 난 후, 변압기로 전압 변환하게 된다. 여기서, 변압기는 전압변환을 위하여 사용되지만 그 뿐만이 아니라 출력과 전원을 절연하는 효과도 가지고 있다. 이 절연의 효과는 전압변환 못지 않게 중요하다.

출력과 전원이 절연되어 있으면 제일 먼저 감전의 위험성이 줄어든다. 또한, 복수의 전력 증폭기의 출력을 직렬 접속하여 출력을 증대시키는 것도 가능해 진다. 병렬 접속에 의해 출력을 증대시키려 하면 출력전압의 근소한 차에 의해 전력증폭기의 출력간에 흐르는 순환 전류의 문제가 있기 때문에 단순하게 실현할 수 없다. 그러나 직렬접속에는 이런 문제가 없다. 게다가, 측정 설비 등에 전력 증폭기를 사용하는 경우, 다른 전원장치와 직렬 접속하여 출력전압을 합성하는 것도 용이하게 된다. 이처럼 출력과 전원이 절연되어 있으면 이용가치가 높아진다.

본 발명에서는 출력이 전원으로부터 절연되어 있는 증폭기를 대상으로 한다.

절연을 위해서는 전력증폭기의 어딘가에 변압기가 필요하다. 전원이 상용 주파수(50/60Hz)의 교류이면 직접적으로 이 주파수의 변압기를 사용하는 방법이 있다.

도 2 에 이 구성례를 표시한다. 도면중 스위치(2)는 고주파 스위칭에 적합한 반도체 스위치이다. 많은 종류의 소자를 적용 가능하므로 일반적인 스위치 기호로 표시하고 있다. 이 방법은 부품수가 적고 노이즈 발생도 적지만 저주파 변압기(13)가 대형화되어 PWM 전력증폭기의 잇점을 손상시킨다. 소형화에 적용하는 방법은 전원 부분에 절연형의 스위칭 전원을 채용하는 것이다. 도 3 에 이 구성례를 표시한다. 평활 콘덴서(10)으로부터 왼쪽의 부분은 전원 회로로써 그 이외의 부분이 본래의 전력 증폭 회로이다.

도 3 에서는 교류전원(14)을 스위칭 전원의 입력으로 하고 있으나 전지 등의 직류 전원이 준비되어있는 경우에는 교류전원(14)과 이것에 접속되어있는 정류기(9)의 부분을 직류 전원으로 대치하면 좋다. 스위칭 전원은 이 직류 또는 맥류를 스위칭에 따라 고주파의 교류로 변환하고, 고주파 변압기(1)의 2차 측에서 정류하여 다시 한번 직류로 변환한다. 변환 후에 직류 전압을 구동회로(11)에 귀환하여 직류 전압을 안정화하는 것도 가능하다.

이 방법은 소형화는 용이하지만 스위칭 노이즈와 회로 규모의 증대가 문제가 된다. 특히, 스위칭 노이즈는 본래의 전력 증폭회로에서 발생하는 것과 전원 회로에서 발생하는 것의 2 가지이므로 단순히 증대하는 것 뿐만 아니라 이것들이 독립적으로 작동하면 스위칭 주파수의 차에 의해 주파수의 "우웅-" 하는 잡음이 출력에 중첩하기 쉽기 때문에 충분한 대책이 필요하다.

또한, 고주파 변압기(1)의 2차 측의 정류회로에 사용되어진 정류기(9), 평활 콘덴서(10)등의 전력 손실과 체적도 무시할 수 없다. 결국, 소형 고효율인 PWM 전력증폭기도 전원의 절연까지 고려하면 그 잇점이 작아져 버리고 만다.

이 때문에, 종래에는 출력과 전원이 비절연으로 끝나는 모터 제어 등의 분야에만 응용이 한정되어왔다. 예를 들어, 음향용 전력 증폭기에는 전력 비율이 낮은 아날로그 전력 증폭기가 현재까지도 많이 사용되고있다.

출력이 전원으로부터 절연된 PWM 전력증폭기를 대형 저주파 변압기를 사용하지 않고, 본래의 전력 증폭회로가 갖는 스위칭 회로와 독립 작동하는 전원용 스위칭 회로를 갖지 않고도 실현한다.

도 1 은 본 발명 실시예의 회로도이다．

도 2 는 상용 주파수의 저주파 변압기를 사용한 절연형 PWM 전력 증폭기의 구성도이다．

도 3 은 스위칭 전원을 사용한 절연형 PWM 전력증폭기의 구성도이다．

도 4 는 본 발명의 구성도이다．

도 5 는 본 발명의 출력 부분의 동작 파형을 나타내는 그림이다．

도 6 은 본 발명의 스위치 구동회로의 회로 예와 동작 파형을 나타내는 그림이다．

도 7 은 본 발명에 필요한 쌍방향 스위치의 예를 나타내는 그림이다．

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *

1; 고주파 변압기

2,２a,２b; 반도체 스위치

3,３a,3b; 쌍방향 반도체 스위치

4; 평활과 전압 분할과 직류저지의 역할을 다한 콘덴서

5; 입력 신호

6; 출력

7; 절연형 PWM 전력 증폭기 구동회로

9; 정류기

10; 평활 콘덴서

11; 스위칭 전원 구동 회로

12; PWM 전력 증폭기 구동 회로

13; 저주파 변압기

14; 교류 전원

15; PWM 반송파 발생기

16; 비교기

17; 인버터（로직 IC）

18; D타입 플립플롭（로직 IC）

19; PWM 반송파

20; 비교기 출력

21; 반도체 스위치(2a)의 구동신호

22; 쌍방향 반도체 스위치(3a)의 구동신호

23; 지연회로

본 발명은 도 3 에 표시된 종래의 구성으로부터 고주파 변압기의 2차 측에서 일단 직류를 만드는 공정을 없애고, 1차, 2차의 스위칭이 모두 출력 파형을 만드는 것으로 상기 과제를 해결한다.

즉, 입력신호 주파수보다 훨씬 높은 스위칭 주파수에서 동작하는 고주파 변압기와 상기 변압기의 1차 측에 접속된 스위칭 회로와 상기 변압기의 2차 측의 접속된 쌍방향 스위칭 회로와 상기 1차 측과 2차 측의 스위칭 주파수를 같게 하여 통류율(通流率)을 일정하게 하고, 1차, 2차간의 위상차를 입력신호에 따라서 변화시키는 스위치 구동회로를 가지고, 입력신호에 따라서 펄스 폭 변조된 출력을 2차 측의 쌍방향 스위칭 회로로부터 얻는 것을 특징으로 하는 PMW 전력증폭기이다.

도 4 에 본 발명의 회로구성을 나타낸다. 2a, 2b 는 고주파 변압기(1)의 1차 측에 접속된 스위치이다. 여기에는 고주파 스위칭에 적합한 반도체 스위치가 사용된다. 2a, 2b 는 두 개가 같은 용량의 콘덴서(4)와 함께 하프 브리지형 전력 변환회로를 구성한다. 두 개의 스위치는 교대로 on/off를 되풀이한다.

이 통류율(通流率)은 50%씩 고정한다. 이 결과, 고주파 변압기(1)의 1차 권선에는 펄스 폭 비 50%의 방형파가 입력된다. 2차 권선에는 권수의 비에 따라 전압으로 서로 다른 파형을 얻을 수 있다. 3a, 3b는 고주파 변압기(1)의 2차 측에 접속된 스위치로서, 1차 측과 마찬가지로 고주파 스위칭에 적용한 반도체 스위치가 사용된다. 상기 2차 측의 스위치는 1 차측과 같은 주기로 통류율(通流率)도 같은 50% 씩 교대로 on/off 하지만, 상기 1 차측에 대한 위상차, 즉, 2a 가 on 하고 나서 3a가 on 할 때까지 시간은 변화할 수 있도록 해둔다. 위상차 0°는 2a와 3a의 on 기간이 일치하는 경우이다. 위상차 180°는 2a의 off 기간, 즉 ２b의 on 기간에 ３a가 on 이 되는 경우이다. 각 순간에 있어서 출력(6)에는 2a와 3a가 on 일 때 플러스(+), ２a 와３b 가 on일 때 마이너스(-),２b와 ３b가 on일 때 플러스(+)의 전압이 얻어진다.

도 5 에 출력(6)의 전합 파형을 위상차가 (a）20°（b）90°(c）160°인 경우에 대하여 나타냈다. 위상차를 0°에서 180°까지 변화시키면 출력의 펄스폭이 그에 비례하여 변화하고, 출력의 일주기의 평균치는 정(正)의 최대치로부터 부(負)의 최대치까지 변화하는 것을 알 수 있다. 출력의 일주기의 평균치를 얻기 위하여, 즉, 출력에 포함되어 있는 고조파를 감쇠시키기 위해서는 종래의 PWM 전력증폭기와마찬가지로 출력에 로우패스(low pass)필터를 부가한다. 0의 출력은 위상차 90°일 때에 얻을 수 있는 것이므로 정(正)에서 부(負)에 이르는 도중에 불연속한 동작점은 존재하지 않는다.

위상차를 90°로부터 입력신호에 비례하여 변화시키면, 출력은 입력에 비례한 것이 얻어져 출력 증폭기로써의 기능을 한다. 입력신호가 교류의 경우 그 주파수가 스위칭 주파수에 비해 훨씬 낮으면 동작은 직류의 경우와 마찬가지로 된다. 여기에서, 1 차측의 스위치(2a,2b)에는 일정한 극성의 전압이 걸리지만 2 차측의 스위치(3a,3b)에는 정(正)과 부(負)의 전압이 교대로 걸리는 것을 주의해야만 한다. 이런 의미에서 3a, 3b는 쌍방향 스위칭이 가능해야만 한다.

도 6 에는 입력신호에 따라 이와 같은 위상차를 가진 스위치의 구동신호를 발생시키는 회로예(a)와 그 동작 파형(b)를 나타냈다. 신호 입력(5)와 PWM의 반송파인 삼각파 발생기(15)의 출력(19)를 비교기(16)에서 비교하면 비교기 출력(20)을 얻는다.

통상의 PWM 전력 증폭기에서는 비교기 출력(20)이 그대로 상사형(相似型)으로 스위치의 구동신호로 되지만, 본 발명에서는 이 신호를 로직 IC인 D타입 플립플롭(18), 인버터(17)로 된 회로를 통과함에 따라 바라는 구동 신호를 얻을 수 있다.

비교기 출력(20)의 상승 에지(edge)마다 반전한 신호(21)로 1차 측의 스위치(2a)를 on 하여, 비교기 출력(20)의 하강 에지에서 신호(21)을 가지는 신호(22)로 2 차측의 스위치(3a)를 on 한다. 스위치(2b,3b)는 이상적으로는, 각각의 신호(21,22)의 반전 신호에서 on 하면 좋다. 단, 실제로는 스위칭 회로의 일반특성으로서 2a와 2b의 동시 on，또 3a와 3b의 동시 on에 의한 단락 전류를 막기 위해 약간의 추가 회로가 필요해진다．

도 4 에 나타낸 본 발명의 구성을 도 3 에 나타낸 종래의 구성과 비교하면 고주파 변압기(1)의 2차 측의 정류기(9), 평활 콘덴서(10)이 불필요하게 되어 있다. 고주파 변압기(1)의 2차 측에서 한번 직류를 만드는 공정이 없어졌기 때문이다. 정류기로부터 평활 콘덴서에는 충전되는 방향으로 밖에 전류가 흐르지 않으므로 부하(負荷)로부터 회생 전류가 유입하면 평활 콘덴서의 전압이 상승한다. 이 전압 상승을 낮게 제한하고, 허용 리플 전류를 위하여 스위칭 주파수를 높게 하여도 평활 콘덴서의 용량은 작게 할 수 없다.

본 발명으로 이 콘덴서가 불필요한 것은 커다란 잇점이 된다. 또한 도 5 로부터 알 수 있듯이 출력에 포함된 고주파의 주파수는 1차, 2차의 스위칭 주파수의 2배로 되어있다. 이것은 1차, 2차의 스위칭이 모두 출력 파형에 나타나기 때문이다. 이 결과, 고조파 필터도 소형화 할 수 있다. 고조파의 주파수를 같게 한다면, 본 발명의 스위칭 주파수는 도 3 의 경우의 반 만으로도 좋으며, 전체의 스위칭 손실을 작게 할 수 있다.

단지, 본 발명에서는 고주파 변압기의 2차 측의 스위치에는 정부(正負)의 전압이 걸려 쌍방향의 전류를 on/off 할 필요가 있다. 많은 반도체 스위치는 기계적 스위치와는 달리 역방향 전압, 전류에 대하여 같은 동작을 하지 않기 때문에 이를 궁리해 볼 필요가 있다.

예를 들면, N 채널 파워 MOSFET 는 내장 다이오드 때문에 단독으로는 소스로부터 드레인을 향한 전류를 off 할 수 없다. 도 7 에 이 문제를 해결하는 쌍방향 스위치를 나타낸다. 두 개의 파워 MOSFET 의 드레인, 소스를 역방향으로 하여 직렬 접속한 것이다. (a)는 드레인끼리 접속한 경우이고 (B)는 소스끼리 접속한 경우이다. 이와같이 하면 반도체 스위치 수가 늘어나 도 3 의 예보다 불리한 것처럼 보이지만 도 3 에 있는 다이오드의 수를 고려하면 출력 전류의 경로에 필요한 반도체 스위치의 수량은 같다.

전력 손실에 대하여는 "파워 MOSFET 의 on 저항 x 출력전류"와 "다이오드의 순방향 전압"의 비교로 된다. on 저항이 충분히 낮은 파워 MOSFET 을 사용하면 전자(前者)의 방법이 작게 할 수 있으므로, 이점 만으로도 유리하다고 할 수 있다.

도 1 에 본 발명의 실시예를 나타냈다. 이것은 도 4 를 보다 구체적으로 나타낸 것이다. 전원은 상용 주파수의 교류전원(14)를 사용하고 있다. 스위치(3a,3b)는 쌍방향 전류에 대하여 on과 off를 하지 않으면 안되므로 파워 MOSFET 을 역방향으로 직렬 접속한 것으로서 실시되고 있다. 스위치(2a, 2b)의 게이트 구동 전원은 소전력이므로, 상용 주파수의 저주파 변압기(13)로부터 얻고 있다. 스위치(3a,3b)의 게이트 구동 전원은 고주파 변압기(1)에 출력(6)을 얻기 위한 주(主)권선과 별도로 설계된 권선으로부터 얻고 있다. 본 발명에는, 고주파 변압기(1)에서 발생하는 고주파 전압은 출력에 따르지 않고 일정하므로, 2 차측의 게이트 구동용 전원으로써 이용할 수 있다. 구동 회로(7)는 도 6 의 (a)에 나타낸 회로도 예에 단락전류를 막기 위한 지연회로와 파워 MOSFET 의 게이트 구동용 포토커플러 구동회로를 추가한 것이다. 지연회로(23)은 스위치 3a와 3b의 동시 on 에 따른 단락전류를 피하기 위해 데드 타임을 만들어 동시 데드 타임 중에서 파워 MOSFET 의 내장 다이오드를 통하는 전류 경로를 확보하기 위한 것이다. 파워 MOSFET 의 구동에 포토 커플러를 사용하고 있으므로, 출력(6)은 교류전원(14)로부터, 그리고 구동회로(7)로부터 절연되어 있다.

본 발명은 출력이 전원으로부터 절연된 PWM 전력증폭기를, 대형 저주파변압기를 사용하지 않고, 원래의 전력증폭회로가 갖는 스위칭 회로와 독립적으로 동작하는 전원용 스위칭회로를 갖지 않아도 실현할 수 있기 때문에 스위칭 노이즈를 증대시키지 않으면서 장치의 소형화를 꾀하는 것이 가능하다.

Claims (1)

1. 입력 신호 주파수보다 훨씬 높은 스위칭 주파수로 동작하는 고주파 변압기와,

   상기 변압기의 1차 측에 접속되는 스위칭 회로와,

   상기 변압기의 2차 측의 접속되는 쌍방향 스위칭 회로와,

   상기 1차 측과 2차 측의 주파수를 동일하게 하고, 통유율(通流率)을 일정하게 하고,

   1차 2차간의 위상차를 입력신호에 따라서 변화시키는 스위칭 구동회로를 가지고,

   입력신호에 따라서 펄스 폭을 변조시킨 출력을 2차 측의 쌍방향 스위칭회로로부터 얻는 것을 특징으로 하는 펄스폭 변조 전력증폭기.