JP2015054105A - 交流電位治療器 - Google Patents

Abstract

【課題】 交流電位治療器の昇圧トランスに入力する６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦波交流を効率よく発生させること。【解決手段】 位相が互いに１８０?異なる２系統の正弦半波信号でパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、正負の各直流電圧を各別交互にスイッチング制御して正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各パルス出力をそれぞれ２個のチョークコイルと２個のダイオードとコンデンサとを有する２系統の復調回路で、逆向きパルスを除去しつつ各別交互に復調することで、位相が互いに１８０?異なる正負２系統の復調済正弦半波出力を得ると共に、これら正負の正弦半波出力を昇圧トランスの１次コイルに交互に供給することで、トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした。【選択図】図１

Description

本発明は、交流電位治療器に係り、特に昇圧トランスに入力する正弦波交流の発生手段の改良に関する。

従来の交流電位治療器としては、例えば特許第２６０９５７４号公報（特許文献１）に記載のような商用交流昇圧トランスの２次コイルに設けた正電圧ブリーダ回路により、生体印加交流の正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器が周知であるし、実開昭６１−１１８３４６号公報（特許文献２）・特開２００６−２３９０３２号公報（特許文献３）のような、矩形波発振回路の増幅出力を昇圧トランスの１次コイルに供給し、このトランスの高圧２次コイルにダイオードと抵抗を接続して矩形波高電圧を得る電位治療器が周知である。

前記特許文献１（特許第２６０９５７４号公報）は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する際に、交流正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器であり、健康な人体内におけるイオンの理想的な存在比率に等しい割合で生体に交流電位を印加できるが、この特許文献１は、その段落０００９における唯一の実施例記載のように、商用電源による交流を昇圧トランスの入力としているので、生体印加交流としても、我が国では５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ限定となる。

近年、国内において、上記特許文献１の交流電位治療器による電位治療を実行している多数患者の中には、富士川と糸魚川を境として西の６０Ｈｚ地域における複数患者から、「東の５０Ｈｚ地域での電位治療よりも、こちらの方が治療効果の有効性と速効性に優れているようだ」という声がチラホラ聞こえつつ有るし、５０Ｈｚ地域の複数患者のなかには、「今一つ物足りない」という声も多少出始めている。

一方、前記実開昭６１−１１８３４６号公報および特開２００６−２３９０３２号公報（特許文献２・３）は、共に発振回路を有する電位治療器だから、生体印加交流は商用電源周波数に限定されない反面、これら各文献は、それぞれ唯一の実施例記載のように、矩形波発振回路で得た矩形波信号をそのまま出力増幅して昇圧トランスの１次コイルに入力し、その２次コイルに生じた矩形波の高圧出力電圧からこれら各公報第２図のような矩形波に近い波形の生体印加交流電圧を得ている。

したがって、これら各文献２・３における矩形波出力増幅回路にＢ級ブッシュプル増幅回路を用いたとしても、効率が最大で５０％以下の低効率であるという本質的な問題点が有るし、各文献２・３の入・出力は、共に矩形波電圧だから、商用電源に対応した心材と捲線で作った現用一般安価な昇圧トランスを用いると、トランスに無用な唸り音が生じ易いし、トランスが過熱し易いという本質的な大きい問題点が有る。

さらに、上記各特許文献２・３の高圧矩形波出力による生体印加交流には、有害無用なリンギングとか、オーバーシュートやプリシュートが生じ易いので、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、これら各特許文献２・３は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り易いし、電位治療効果の有効性と速効性に乏しく、生体拒否反応も生じるという根源的で切実な問題点が有る。

各特許文献１〜３による従来例の他に、特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）のように、スイッチングインバータにより高周波成分を含む交流波形を生成し、この交流出力をフィルタ回路を経て昇圧トランスの１次コイルに交互に供給するとした電位治療器とか、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）のように、２系統の高周波パルスを２個の昇圧用パルストランスに各別入力し、各パルストランスの高圧２次コイルにそれぞれダイオードと平滑コンデンサと電極とを接続した電位治療器も周知である。

前記特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）は、出願人が直接出願の公開特許公報であり、周知事項や願望事項を手書きマンガ図面と共に断片的に羅列しているだけで、この文献４の意図する処は、結局、その段落００１１の記載から、昇圧トランスの１次コイルに加える交流出力回路として、パルス幅変調による現用一般のＤ級オーディオアンプを用いた電位治療器であると読み取れるが、肝心な具体回路に関する記載が一切無いから、これでは当業者がこの特開公報を見ても、上記電位治療器を作れず、実施できないという本質的な大きい問題点が有る。

周知の通り、Ｄ級オーディオアンプには、直列２個のパワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等のスイッチング素子を２列用いたフルブリッジ回路構成のＤ級アンプと、直列２個のスイッチング素子を１列だけ用いたハーフブリッジ回路構成のＤ級アンプが存在し、上記ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、部品点数少なく安価に使用できるが、スイッチング素子から復調用チョークコイルの入力側に幅変調済増幅パルス出力を加えると、コイルの自己誘導作用で上記パルス出力の消滅毎に、コイル入力側に電源電圧よりも高電圧のピーク値を有する多数の逆向きパルス（バックパルスや微分パルス等）が発生することは、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無いのである。

具体的には、周波数が例えば６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度・振幅が５Ｖ程度の正弦半波信号で、幅変調した繰り返し周波数が１００ＫＨｚ程度の高周波パルスにより、１３０Ｖ程度の直流電源に接続したスイッチング素子をスイッチング制御し、上記直流電源電圧程度の幅変調済増幅パルス出力を得た後、このパルス出力を復調して負荷（スピーカや昇圧トランス）をドライブする際には、上記パルス出力消滅部分毎にコイルの自己誘導作用で、チョークコイルの入力側にピーク値が上記出力レベルの数倍、例えば尖頭値が６００〜７００Ｖ程度で、上記パルス出力幅よりも狭い幅の多数の逆向きパルスが生じるので、各スイッチング素子の両端には、上記１３０Ｖ＋６００〜７００Ｖ＝７３０〜８３０Ｖ程度の高電圧が加わる結果となる。

したがって、上記各スイッチング素子には、最大許容電圧が７３０〜８３０Ｖ以上の高圧用で高価な素子が必要となり、コスト高になると共に、上記高電圧の逆向きパルス等のコイル自己誘導作用による「バス・ポンピング」（Ｂａｓｓ・Ｐｕｍｐｉｎｇ）現象に基づく電源電圧変動が大きくなり、負荷ドライブが著しく不安定になるという根源的な問題点が有ることも、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無い。

現用一般的なハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、負荷（スピーカや昇圧トランス）を２００Ｈｚ以下の低域周波数でバスドライブ（Ｂａｓｓ・Ｄｒｉｖｅ）する時には、前記「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動も大きくなり、その程度は、上記周波数が低い程・負荷インピーダンスが小さい程・直流電源の出力電圧変動防止コンデンサや負荷に接続した復調コンデンサの値がそれぞれ小さい程・デューティ比が２５％の時と７５％の時に、それぞれ前記有害無用な「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動が増大し、電位治療器の動作が著しく不安定になる。

現用一般的なハーフブリッジＤ級オーディオアンプで、上記「バス・ポンピング」現象を軽減させるには、直流電源電圧の変動防止用コンデンサの静電容量を大容量にしたり、復調ローパスフィルタ用チョークコイルのインダクタンスを大きくしたり、コンデンサの静電容量を大容量にすること等の姑息的な手段で電源電圧の変動を小さくしていた。

ただし、寄生ダイオードを有するパワーＭＯＳ・ＦＥＴ等を用いた一般的なフルブリッジ回路構成のＤ級オーディオアンプでは、前記逆向きパルスやコイル自己誘導作用を休止中のスイッチング素子の上記寄生ダイオードにより、ある程度吸収して抑制できるが、この寄生ダイオードは、一般的に高周波特性が悪く、逆回復時間が長いので、復調用チョークコイルの入力側に生じた前記逆向きパルスを確実には除去できず、特に負荷を６０〜２００Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブする時は、前記段落００１３で述べたように、「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動を完全には払拭できないという根源的で切実な問題点が有ることも、上記特許文献４には全く記載が無い。

一方、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）は、その段落００２０と００２２に記載のように、２系統の高周波スイッチングパルスをそれぞれ２個の昇圧用高周波パルストランスに各別入力し、一方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で正の高圧パルス電圧を得ると共に、他方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で負の高圧パルス電圧を得た後、これら各高圧パルス電圧を二つの電極にそれぞれ保護抵抗を経て各別供給する電位治療器である。

したがって、この特許文献５は、単一電極では生体に対して高圧交流を印加できないという根源的で切実な問題点が有るし、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、この特許文献５は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り易いという本質的な大きい問題点が有る。

また、上記特許文献５では、単一電極の電位治療器に比して、パルス昇圧トランスを初めとして、その高圧２次コイルに接続したダイオード・平滑コンデンサとか、生体保護用ハイメグ抵抗や電極などの高価な高圧用電気部品をそれぞれ２倍数ずつ必要とするので、特許文献５は、加工性悪く高価になるという根源的な大きい問題点が有る。

特許第２６０９５７４号公報 実開昭６１−１１８３４６号公報 特開２００６−２３９０３２号公報 特開２００９−２７９０２４号公報 特開２０１１−２４８５９号公報

本発明の目的は、交流電位治療器の昇圧トランスに入力する６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦波交流を効率よく発生させることに有る。

交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成するに当たり、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波信号から位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得ると共に、これら各半波信号で各別にパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、前記半波信号電圧よりも充分大きい電圧の正電源と負電源とにそれぞれ各別に接続した第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にスイッチング制御することで、各素子の出力側から位相が互いに１８０°異なる正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を取り出せる。

上記各パルス出力の復調回路として、前記各スイッチング素子間に第１および第２のチョークコイルを直列接続し、これら各コイルの相互接続部はコンデンサを経て接地すると共に、第１チョークコイルの入力側には、前記負電源にカソードを接続した第１ダイオードのアノードを接続し、第２チョークコイルの入力側には、前記正電源にアノードを接続した第２ダイオードのカソードを接続して構成した２系統の復調回路で前記正負２系統の増幅パルス出力を各別に復調することで、前記各チョークコイルの相互接続部と接地間に接続した昇圧トランスの１次コイルに電流方向が半波毎に反転する正負２系統の復調済正弦半波出力を交互に供給し、トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となしたことで達成できた。

前記正負２系統の各直流電源として、電源出力インピーダンスが前記各スイッチング素子の出力側インピーダンスよりも充分小さい現用一般の直流電源を用い、前記各幅変調済増幅パルス出力を各別に復調する際、本発明によれば、前記第１スイッチング素子から第１チョークコイルの入力側に加えた＋１３０Ｖ程度の正パルス出力の消滅毎に生じる逆向き負パルスのピーク部のうち、前記負電源電圧（−１３０Ｖ）よりも低電圧のピーク部は、第１ダイオードを経た負電源電流で除去できると共に、第２チョークコイルの入力側に加えた−１３０Ｖ程度の負パルス出力の消滅毎に生じる逆向き正パルスのピーク部のうち、前記正電源電圧（＋１３０Ｖ）よりも高電圧のピーク部は、前記第２ダイオードを経て正電源に流出させて除去できる。

したがって、正負２系統の電源に対する前記各逆向きパルスのピーク部電流は、各電源電圧の変動をキャンセルする向きに流れるから、前記「バス・ポンピング」現象による電源電圧変動を小さくできると共に、前記正負２系統の各逆向きパルスのピーク値は、プラス・マイナス１３０Ｖ程度であり、前記段落（００１１）における７３０〜８３０Ｖに対し、ピーク値が著減したので、各スイッチング素子には、最大耐電圧が正負各１４０Ｖずつ、計２８０Ｖ程度の安価な素子を使用できるという実効が有る。

また、本発明によれば、正負２系統の電源に対する上記各逆向きパルスのピーク部電流は、負荷電流による正負各電源の減電圧分をそれぞれ補う向きに流れるから、前記「バス・ポンピング」現象も著減し、電源電圧の変動が小さくなるし、本発明によれば、商用電源周波数に関係なく、何処でも常に、各スイッチング素子の出力側から波高値が正負各１３０Ｖ程度の幅変調済増幅パルス出力を９５％以上の高効率で取り出せると共に、これら各パルス出力の復調出力、つまり実効値が９５〜１００Ｖ程度で、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦波交流により、昇圧トランスＴをドライブできるから、交流電位治療器としてのランニングコストを大幅に削減できる等、省エネ効果も大きい。

さらに、本発明では、昇圧トランスを上記周波数範囲と電圧で使用する場合には、商用電源周波数（５０または６０Ｈｚの正弦波）と電圧（実効値が１００Ｖ）に対応した現用一般の珪素鋼板コア材と巻き線とを用いた安価な既存の昇圧トランスを改変せずにそのまま採用でき、オーディオ周波数用の高価な珪素鋼板コア材が不要だから、本発明による交流電位治療器は、その製造コストの削減効果が著しく大きい。

また本発明では、６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の周波数、例えば７０〜１２０Ｈｚ程度の周波数で滑らかに変化する正弦波高電圧から、健康な人体内における正負イオンの理想的な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を得て、この交流電圧を生体に印加できるので、商用電源周波数に関係なく、何処でも常に、治療効果の有効性と速効性に優れた交流電位治療が実行できると共に、生体拒否反応も著減できたという優れた効果も有る。

本発明による交流電位治療器の一例を示す系統回路図 図１の回路動作説明に供する波形図 図１の回路動作説明に供する波形図 図１の回路動作説明に供する波形図

次に、本発明を実施するための形態例を図面と共に説明すると、本発明の交流電位治療器は、先ず、図１に示す系統回路図のように、Ｃ・Ｒ発振回路・正帰還発振回路などを用いた現用一般の直流電源ＤＣで動作する正弦低周波発生回路１から得た周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度で実効値が５Ｖ程度の正弦低周波信号を低周波トランスＴ１の１次コイルに入力する。

そして、上記トランスＴ１における中点接地の２次コイルの両端Ａ・Ｂに生じた図２のＡ・Ｂのような実効値が５Ｖ程度で位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦波電圧をそれぞれ同方向に接続したダイオードｄで半波整流することで、図２のＣ・Ｄのような振幅が５Ｖ程度で位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得た後、これら各信号をそれぞれ図１のように前記直流電源ＤＣで動作する現用一般のパルス幅変調回路２の各入力端Ｃ・Ｄに各別入力する。

一方、繰り返し周波数が１００ＫＨｚ程度の三角波発振器等による前記直流電源ＤＣで動作する現用一般的な高周波パルス発生回路３から振幅が５Ｖ程度で、繰り返し周波数が、上記１００ＫＨｚ程度の高周波パルスを得ると共に、この高周波パルスを図１に示す前記パルス幅変調回路２に入力し、この入力高周波パルスを前記２系統の正弦半波信号により各別にパルス幅変調することで、図２のＥ・Ｆのように振幅が５Ｖ程度で位相が互いに１８０°異なる２系統の幅変調済高周波パルスを得る。

その後、上記各パルスを図１のようにパルストランスＰＴまたは現用一般的なゲートドライブＩＣを経て、パワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等の二つのスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の各ゲートやベース等の制御電極Ｅ・Ｆとソース（エミッタ）との間にそれぞれ各別に供給する。なお、上記ゲートドライブＩＣとしては、米国フェアーチャイルド社製のＩＣ・ＦＡＮ７３８２Ｎ等が有り、これらのゲートドライブＩＣをその接続仕様に基づき、前記パルストランスＰＴの代わりに使用してもよい。

次いで、図１のように前記直流電源ＤＣから得た正負２系統の直流電圧のうち、プラス１３０Ｖ程度の直流電圧＋Ｖは、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン（コレクタ）に印加し、マイナス１３０Ｖ程度の直流電圧−Ｖは、第２スイッチング素子Ｑ２のソース（エミッタ）にそれぞれ図１のように各別印加する。

また、前記パルストランスＰＴを経て図１のように各素子Ｑ１・Ｑ２の制御電極Ｅ・Ｆとソース（エミッタ）との間に各別に加えた図２のＥ・Ｆのような２系統の幅変調済高周波パルスにより、正負２系統の各直流電圧を上記二つのスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２で各別交互にスイッチング制御することで、各素子Ｑ１・Ｑ２の各出力側Ｇ・Ｈにそれぞれ繰り返し周波数が１００ＫＨｚ程度・波高値がプラス・マイナス各１３０Ｖ程度で位相が互いに１８０°異なる図３のＧ・Ｈのような正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を発生させ得る。

上記各幅変調済増幅パルス出力の復調回路としては、図１における前記各スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２間に第１および第２のチョークコイルＬ１・Ｌ２を直列接続し、これら各コイルの相互接続部ＩはコンデンサＣを経て接地すると共に、第１チョークコイルＬ１の入力側には、前記負電源−Ｖにカソードを接続した第１ダイオードＤ１のアノードを接続し、第２チョークコイルＬ２の入力側には、前記正電源＋Ｖにアノードを接続した第２ダイオードＤ２のカソードを接続して２系統の復調回路４を構成し、これら各復調回路における各チョークコイルＬ１・Ｌ２とコンデンサＣとのローパス・フィルタで、前記正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を復調できる。

その結果、各コイルＬ１・Ｌ２の上記相互接続部Ｉに図４のＩに示すような波高値が正負各１３０Ｖ程度の正弦波による交流が発生し、これを昇圧トランスＴにおける１端接地の１次コイルｔ1 の他端に、実効値が１００Ｖ程度の正弦波交流として供給できるから、トランス２次コイルｔ2 のホット側Ｊに図４のＪのような１０〜１５キロＶ程度の高圧正弦波交流が発生する。

具体的には、前記直列２個のチョークコイルＬ１・Ｌ２には、それぞれ１８０μＨ程度の高周波コイルを用い、これら各コイルは互いに電磁結合させずに配置すると共に、前記コンデンサＣには０．１μＦ程度のセラミックコンデンサを用い、また前記正負２系統の各直流電源としては、前記各スイッチング素子の出力側インピーダンスよりも充分小さい電源出力インピーダンスの現用一般的な直流電源を用い、電源出力インピーダンスが前記各スイッチング素子の出力側インピーダンスよりも充分小さい現用一般の直流電源を用い、前記繰り返し周波数が１００ＫＨｚ程度の前記幅変調済増幅パルス出力を復調する。

上記復調に当っては、前記第１チョークコイルＬ１の入力側に加えた図３のＧのようなプラス１３０Ｖ程度の正パルス出力の消滅時に生じる逆向き負パルスのピーク部のうち、前記負電源電圧（−１３０Ｖ）よりも低電圧のピーク部は、第１ダイオードＤ１を経た負電源電流で同図Ｇのように除去できると共に、第２チョークコイルＬ２の入力側に加えた図３のＨのようなマイナス１３０Ｖ程度の負パルス出力の消滅時に生じる逆向き正パルスのピーク部のうち、前記正電源電圧（＋１３０Ｖ）よりも高電圧のピーク部は、前記第２ダイオードＤ２を経て正電源に流出させて同図Ｈのように除去できる。

すなわち、正負２系統の電源に対する上記各逆向きパルスのピーク部電流は、負荷電流による正負各電源の減電圧分をそれぞれ補う向きに流れるから、前記「バス・ポンピング」現象も著減し、電源電圧の変動が小さくなるし、各逆向きパルスのピーク値は、それぞれ本発明ではプラス・マイナス１３０Ｖ程度に納まるから、各スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２には、最大耐電圧が正負各１３０Ｖずつ、計２６０Ｖ程度の素子を使用できる。

また、本発明では、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２のオン期間にチョークコイルＬ１・Ｌ２に交互に加えた幅変調済増幅パルス出力をそれぞれ各コイルに交互に蓄積しつつコイル出力側への供給を抑え、各素子Ｑ１・Ｑ２のオフ期間に上記蓄積電力をダイオードＤ１・Ｄ２および電源−Ｖ・＋Ｖと接地ラインをそれぞれ順次に経て昇圧トランスの１次コイルに滑らかな復調済正弦波出力として供給できるし、上記各素子Ｑ１・Ｑ２のスイッチングオフ毎に生じる正負２系統の高圧逆向きパルスのピーク値は、前記のように各ダイオードＤ１・Ｄ２で前記各直流電源電圧程度のレベルに納まる。

さらに、上記各チョークコイルＬ１・Ｌ２とコンデンサＣは、幅変調済増幅パルス出力の方形波の変化分、つまり高域の交流成分を小さくするローパスフィルターとして動作するから、繰り返し周波数が１００ＫＨｚ程度・波高値がプラス・マイナス各１３０Ｖ程度で位相が互いに１８０°異なる図３のＧ・Ｈのような正負２系統の幅変調済増幅パルス出力をそれぞれ各別交互に復調することで、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度で滑らかに変化する正負２系統の復調済正弦半波出力を約９０％以上の高い効率で昇圧トランスの１次コイルに交互に供給できる。

前記昇圧トランスＴにおける２次コイルｔ2 の１端は、アース取りハイメグ抵抗Ｒ０・（５ＭΩ程度）を経て直流電源ＤＣの商用電源入力側に接続すると共に、上記２次コイルｔ2 の両端には、５〜１０ＭΩ・１０Ｗ程度の大型ハイメグ抵抗によるブリーダ抵抗Ｒ１と高圧用ダイオードｄ1 との並列回路と、この並列回路に対して直列の大型ハイメグ抵抗によるブリーダ抵抗Ｒ２と高圧用ダイオードｄ2 用いた正電圧ブリーダ回路５を接続すると共に、その相互接続部Ｋに図４のＫのように生じた正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を大地と生体に対して絶縁配置した導電マットｍに電流制限ハイメグ抵抗Ｒ３を経て供給する。

本発明による上記生体印加交流は、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度で滑らかに変化する高電圧の正弦波交流を前記各ブリーダ抵抗Ｒ１とＲ２との抵抗値比率を２対１に設定することで、波高値比率が１対３の生体印加交流となしたので、健康な人体内における正負イオンの理想的な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を生体に対して前記導電マットｍに電流制限ハイメグ抵抗Ｒ３を経て供給印加でき、商用電源周波数に関係なく、何処でも常に、上記周波数で滑らかに変化する生体印加交流で、常時治療効果の有効性と速効性とを大幅に促進でき、しかも生体拒否反応の発生を確実に防止できた。

また、本発明によれば、商用電源周波数に関係なく、何処でも常に、各スイッチング素子の出力側から波高値が正負各１３０Ｖ程度の幅変調済増幅パルス出力を９５％以上の高効率で取り出せると共に、これら各パルス出力の復調出力、つまり実効値が９５〜１００Ｖ程度で、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦波交流により、既存の商用電源用昇圧トランスをドライブできる。

本発明による交流電位治療器は、前記導電マットｍを用いる代わりに、生体患部に対して通電導子により接触加電する交流電位治療器としても、当然に利用できる。

１…正弦低周波発生回路 Ｃ…コンデンサ
２…パルス幅変調回路 Ｑ１・Ｑ２…スイッチング素子
３…高周波パルス発生回路 Ｄ１・Ｄ２・ｄ・ｄ1 ・ｄ2 …ダイオード
４…復調回路 Ｒ１・Ｒ２・Ｒ０・Ｒ３…ハイメグ抵抗
５…正電圧ブリーダ回路 Ｔ…昇圧トランス
Ｔ１…低周波トランス ｔ1 …昇圧トランスの１次コイル
ＰＴ…パルストランス ｔ2 …昇圧トランスの２次コイル
Ｒ…ゲート（ベース）入力抵抗 ｍ…導電マット
Ｌ１・Ｌ２…チョークコイル

Claims (2)

1. 交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波信号から位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得ると共に、これら各半波信号で各別にパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、前記半波信号電圧よりも充分大きい電圧の正電源と負電源とにそれぞれ各別に接続した第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にスイッチング制御することで、各素子の出力側から位相が互いに１８０°異なる正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を得る一方、これら各パルス出力の復調回路として、前記各スイッチング素子間に第１チョークコイルと第２チョークコイルを直列接続し、これら各コイルの相互接続部はコンデンサを経て接地すると共に、第１チョークコイルの入力側には、前記負電源にカソードを接続した第１ダイオードのアノードを接続し、第２チョークコイルの入力側には、前記正電源にアノードを接続した第２ダイオードのカソードを接続して２系統の復調回路を構成し、これら各復調回路で前記正負２系統のパルス出力を各別交互に復調することで、前記各チョークコイルの相互接続部と接地間に接続した昇圧トランスの１次コイルに電流方向が半波毎に反転する正負２系統の復調済正弦半波出力を交互に供給し、トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。
2. 交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波信号から位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得ると共に、これら各半波信号で各別にパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、前記半波信号電圧よりも充分大きい電圧の正電源と負電源とにそれぞれ各別に接続した第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にスイッチング制御することで、各素子の出力側から位相が互いに１８０°異なる正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を得る一方、これら各パルス出力の復調回路として、前記各スイッチング素子間に第１チョークコイルと第２チョークコイルを直列接続し、これら各コイルの相互接続部はコンデンサを経て接地すると共に、第１チョークコイルの入力側には、前記負電源にカソードを接続した第１ダイオードのアノードを接続し、第２チョークコイルの入力側には、前記正電源にアノードを接続した第２ダイオードのカソードを接続して２系統の復調回路を構成し、これら各復調回路で前記正負２系統の増幅パルス出力を各別に復調するに当たり、第１チョークコイルの入力側に加えた正パルス出力の消滅時に生じる逆向き負パルスのピーク部のうち、前記負電源電圧よりも低電圧のピーク部は、第１ダイオードを経た負電源電流で除去すると共に、第２チョークコイルの入力側に加えた負パルス出力の消滅時に生じる逆向き正パルスのピーク部のうち、前記正電源電圧よりも高電圧のピーク部は、前記第２ダイオードを経て正電源に流出させて除去した状態で、前記正負２系統のパルス出力を各チョークコイルと前記コンデンサとで各別交互に復調することで、前記各チョークコイルの相互接続部と接地間に接続した昇圧トランスの１次コイルに電流方向が半波毎に反転する正負２系統の復調済正弦半波出力を交互に供給し、トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。

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