JP3198093U - 交流電位治療器 - Google Patents

Abstract

【課題】位相が互いに１８０?異なる２系統の正弦半波出力を昇圧トランスにおける二つの１次コイルに交互正逆に入力することで、その２次側から高圧の生体印加交流を得ることができる交流電位治療器を提供する。【解決手段】正弦低周波発生回路１からの正弦低周波信号を１次コイルに加え、位相が互いに１８０?異なる２系統の正弦半波信号を得る一方、高周波パルス発生回路３から得た２系統の高周波パルスをパルス幅変調回路２により、等電圧２系統の幅変調済高周波パルスを得ると共に、二つのスイッチング素子Ｑをそれぞれ各別にスイッチング制御することで、これら各パルス出力を各別に復調し、位相が互いに１８０?異なる２系統の正弦半波復調済出力を得ると共に、２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路５により正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となす。【選択図】図１

Description

本考案は、交流電位治療器に係り、特に昇圧トランスに入力する正弦波交流の発生手段
の改良に関する。

従来の交流電位治療器としては、例えば特許第２６０９５７４号公報（特許文献１）に
記載のような商用交流昇圧トランスの２次コイルに設けた正電圧ブリーダ回路により、生
体印加交流の正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器が周知で
あるし、実開昭６１−１１８３４６号公報（特許文献２）・特開２００６−２３９０３２
号公報（特許文献３）のような、矩形波発振回路の増幅出力を昇圧トランスの１次コイル
に供給し、このトランスの高圧２次コイルにダイオードと抵抗を接続して矩形波高電圧を
得る電位治療器が周知である。

前記特許文献１（特許第２６０９５７４号公報）は、交流高電圧を生体に印加して治療
を実行する際に、交流正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器
であり、健康な人体内における正負イオンの理想的な存在比率に等しい割合で生体に交流
電位を印加できるが、この特許文献１は、その段落０００９における唯一の実施例記載の
ように、商用電源による交流を昇圧トランスの入力としているので、生体印加交流として
も、我が国では５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ限定となる。

近年、国内において、上記特許文献１の交流電位治療器による電位治療を実行している
多数患者の中には、富士川と糸魚川を境として西の６０Ｈｚ地域における複数患者の方が
、東の５０Ｈｚ地域の複数患者よりも、治療効果の有効性と速効性に優れているようだと
いう意見が多くなりつつあり、５０Ｈｚ地域の複数患者のなかには、今一つ物足りないと
いう意見も多少出始めてきたという問題点が有る。

一方、前記実開昭６１−１１８３４６号公報および特開２００６−２３９０３２号公報
（特許文献２・３）は、共に発振回路を有する電位治療器だから、生体印加交流は商用電
源周波数に限定されない反面、これら各文献は、それぞれ唯一の実施例記載のように、矩
形波発振回路で得た矩形波信号をそのまま出力増幅して昇圧トランスの１次コイルに入力
し、その２次コイルに生じた矩形波の高圧出力電圧からこれら各公報第２図のような矩形
波に近い波形の生体印加交流電圧を得ている。

したがって、これら各文献２・３における矩形波出力増幅回路にＢ級ブッシュプル増幅
回路を用いたとしても、効率が最大で５０％以下の低効率であるという本質的な問題点が
有るし、各文献２・３の入・出力は、共に矩形波電圧だから、商用電源に対応した心材と
捲線で作った現用一般安価な昇圧トランスを用いると、トランスに無用な唸り音が生じ易
いし、トランスが過熱し易いという根源的で切実な問題点が有る。

さらに、上記各特許文献２・３の高圧矩形波出力による生体印加交流には、有害無用な
リンギングとか、オーバーシュートやプリシュートが生じ易いので、滑らかに変化する正
弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、これら各特許文献２・３は、電位治
療後に湯当たりのような不快感が残り易いし、電位治療効果の有効性と速効性に乏しく、
生体拒否反応も生じるという根源的な問題点も有る。

各特許文献１〜３による従来例の他に、特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献
４）のように、スイッチングインバータにより高周波成分を含む交流波形を生成し、この
交流出力をフィルタ回路を経て昇圧トランスの１次コイルに供給するとした電位治療器と
か、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）のように、２系統の高周波パルスを
２個の昇圧用パルストランスに各別入力し、各パルストランスの高圧２次コイルにそれぞ
れダイオードと平滑コンデンサと電極とを接続した電位治療器も周知である。

前記特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）は、出願人が直接出願の公開特
許公報であり、周知事項や願望事項を手書き漫画図面と共に断片的に羅列しているだけで
、結局、この文献４の意図するところは、その段落００１１の記載から、昇圧トランスの
１次コイルに加える交流出力回路として、パルス幅変調による現用一般のＤ級オーディオ
アンプを用いた電位治療器であると読み取れるが、肝心な具体回路に関する記載が一切無
いから、当業者がこの特開２００９−２７９０２４号公報を見ても、当業者は、上記電位
治療器を作れず、実施できないという根源的で切実な問題点が有る。

Ｄ級オーディオアンプには、直列２個のスイッチング素子を２列用いたフルブリッジ回
路構成のものと、直列２個のスイッチング素子を用いたハーフブリッジ回路構成のものと
が存在し、上記ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、部品点数少なく安価に使
用できるという肝心な事柄は、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無い。

反面、ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプの欠点としては、負荷（昇圧トラン
ス）ドライブ時に、主として復調用コイルの蓄積電荷等による「バス・ポンピング」現象
に起因する電源電圧変動を抑制するためのフリー・ホィーリング（ｆｒｅｅ・ｗｈｅｅｌ
ｌｉｎｇ）・ダイオードを交流が流れるアンプ回路内に接続できる箇所が無く、上記現象
による電源電圧の変動を払拭できないという根源的で切実な問題点が有るという肝心な事
柄も、上記特許文献４には全く記載が無いのである。

現用一般的なハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、負荷（昇圧トランス）を
２００Ｈｚ以下の低域周波数でバスドライブする時に、前記「バス・ポンピング」現象に
よる電源電圧の変動も大きくなり、その程度は上記周波数が低い程・負荷インピーダンス
が小さい程・バスコンデンサの値が小さい程・デューティ比が２５％の時と７５％の時に
、それぞれ前記有害無用な「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動が増大し、電
位治療器の動作が著しく不安定になるという本質的かつ大きい問題点が有るという肝心な
事柄も、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無い。

ただし、直列２個のスイッチング素子を２列用いた現用一般的なフルブリッジ回路構成
のＤ級オーディオアンプでは、前記「バス・ポンピング」現象を休止中のスイッチング素
子のダイオード作用で抑制防止できるから、上記現象による電源電圧の変動は生じないが
、使用部品点数がハーフブリッジ構成の２倍要し、スペース的にもコスト的にも不利であ
るという互いに相容れない本質的問題点が有る。

さらに、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）は、その段落００２０と００
２２に記載のように、２系統の高周波スイッチングパルスをそれぞれ２個の昇圧用高周波
パルストランスに各別入力し、一方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオ
ードおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で正の高圧パルス電圧を得ると共に、他方
のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサと
の並列回路で負の高圧パルス電圧を得た後、これら正負の各高圧パルス電圧を二つの電極
にそれぞれ保護抵抗を経て各別供給する電位治療器である。

したがって、この特許文献５は、単一電極では生体に対して高圧交流を印加できないと
いう本質的かつ大きい問題点が有るし、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流に
よる電位治療に比して、この特許文献５は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り
易いという根源的で切実な問題点が有る。

また、上記特許文献５では、単一電極の電位治療器に比して、パルス昇圧トランスを初
めとして、その高圧２次コイルに接続したダイオード・平滑コンデンサとか、生体保護用
ハイメグ抵抗や電極などの高価な高圧用電気部品をそれぞれ２倍数ずつ必要とするので、
特許文献５は、加工性悪く高価になるという本質的かつ大きい問題点が有る。

特許第２６０９５７４号公報 実開昭６１−１１８３４６号公報 特開２００６−２３９０３２号公報 特開２００９−２７９０２４号公報 特開２０１１−２４８５９号公報

本考案の目的は、前記多くの問題点を解決するために、位相が互いに１８０°異なる２
系統の幅変調済増幅パルス出力を復調して得た２系統の正弦半波復調済出力を昇圧トラン
スにおける二つの１次コイルに交互正逆に入力することで、その２次側から高圧の生体印
加交流出力を得ることに有る。

上記本考案の目的は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成す
るに当たり、周波数が７０〜１２０Ｈｚ程度の正弦低周波信号を半波整流して位相が互い
に１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得ると共に、これら各半波信号でパルス幅変調
した周波数が１００ＫＨｚ程度の幅変調済高周波パルスにより、前記半波信号よりも充分
高い直流電圧をスイッチング制御して２系統の幅変調済増幅パルス出力を得る。

その後、上記各パルス出力をチョークコイルとダイオードとの並列回路およびコンデン
サからなる２系統の復調回路を経て各別に復調し、位相が互いに１８０°異なる等電圧２
系統の正弦半波復調済出力を得ると共に、これら各復調済出力を昇圧トランスにおける二
つの１次コイルに交互正逆に供給することで、２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正
電圧ブリーダ回路により正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした
ことで達成できた。

ただし、前記半波信号よりも充分高い直流電圧を加えた昇圧トランスにおける二つの１
次コイルおよびこれら各コイルに並列のコンデンサと、ダイオードを並列接続したチョー
クコイルとからなる２系統の復調回路を順次各別に経た直流をそれぞれ位相が互いに１８
０°異なる前記２系統の幅変調済高周波パルスで各別にスイッチング制御し、前記二つの
１次コイルに復調済正弦半波電流を交互正逆に流すことでも、トランス２次コイルに高圧
正弦波交流を発生させ得る。

この考案における請求項１の考案によれば、周波数が７０〜１２０Ｈｚ程度の正弦低周
波信号から得た位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号により、高周波パルス
を各別に幅変調して２系統の幅変調済高周波パルスを作り、これら各パルスで直流電圧を
スイッチング制御して２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各出力の復調時
には、チョークコイルの出力側に生じた蓄積電荷をこのコイルに並列のダイオードで入力
側に戻すことで、有害無用なバス・ポンピング現象による電源電圧の変動を無理なく抑制
できるという優れた効果が有る。

すなわち、チョークコイルに並列のダイオードは、幅変調済増幅パルス出力の復調時に
チョークコイルに生じた蓄積電荷を出力側から入力側に戻すことで、バス・ポンピング現
象による電源電圧の変動を抑制するための前記フリー・ホィーリング・ダイオードとして
動作するから、前記２系統のパルス出力を各別に無理なく正しく復調でき、位相が互いに
１８０°異なる等電圧２系統の正弦半波復調済出力を得ることができる。

さらに具体的には、前記幅変調済増幅パルス出力を得るためのスイッチング素子のオン
期間には、入力電圧の一部をチョークコイルに蓄積しつつ出力側への供給を抑え、オフ期
間にこのコイルに並列接続したダイオードを経由して上記コイルの蓄積電荷を出力側から
入力側に戻せるので、バス・ポンピング現象による電源電圧変動を抑制できると共に、こ
れら各チョークコイルとダイオードは、高周波パルスの方形波の変化分、つまり交流成分
を小さくするフィルターとして動作するので、滑らかに変化する正弦半波復調済出力を効
率約９０％程度と極めて高い効率で前記二つの１次コイルに交互正逆に供給でき、トラン
ス２次コイルに高圧正弦波交流を発生させ得るから、消費電力の低減化が可能であるとい
う優れた効果を奏し得た。

また、本考案は、周波数が７０〜１２０Ｈｚ程度で、位相が互いに１８０°異なる２系
統の正弦半波復調済出力を昇圧トランスにおける二つの１次コイルに交互正逆に供給する
ことで、トランス２次コイルに高圧正弦波交流を発生させ得るから、この昇圧トランスに
は、商用電源に対応した珪素鋼板で捲線を設定した安価な現用一般の昇圧トランスを採用
できるという優れた効果が有る。

さらに本考案によれば、周波数が７０〜１２０Ｈｚ程度で滑らかに変化する正弦波を用
いた生体印加交流として、健康な人体内における正負イオンの理想的な存在比率に等しい
割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を生体に印加できるので、
商用電源周波数に関係なく、常に治療効果の有効性と速効性とを大幅に促進できるという
優れた効果が有る。

本考案における請求項２に記載の考案によれば、前記多くの効果のほかに、二つのスイ
ッチング素子のエミッタやソースをそれぞれ接地できるので、パルストランスやゲートド
ライブＩＣは不要となり、単なる抵抗結合によりトランジスタやＦＥＴのドライブが可能
になるという効果を付加できた。

本考案による交流電位治療器の一例を示す系統回路図 図１の回路における動作波形図 図１の回路における動作波形図 図１の回路における動作波形図 本考案による交流電位治療器の他の例を示す系統回路図

次に、本考案を実施するための形態例を図面と共に説明すると、本考案の交流電位治療
器は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成するに当たり、先ず
、図１に示す系統回路図のように、Ｃ・Ｒ発振回路・正帰還発振回路などの現用一般的な
正弦低周波発生回路１から得た周波数が７０〜１２０Ｈｚ程度の正弦低周波信号を初段ト
ランスＴの１次コイルに入力する。

上記トランスＴにおける中点接地の２次コイルの両端Ａ・Ｂに生じた図２のＡ・Ｂのよ
うな位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦波電圧をそれぞれ同方向に接続したダイオ
ードｄでそれぞれ半波整流することで、図２のＣ・Ｅのような振幅が１０ボルト程度で位
相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得ることができ，これら各信号をそれ
ぞれ現用一般のパルス幅変調回路２の各入力端Ｃ・Ｅに各別入力する。

これら各正弦半波信号で周波数が１００ＫＨｚ程度の三角波発振器等による図１に示す
現用一般的な高周波パルス発生回路３から得た高周波パルスをそれぞれ上記パルス幅変調
回路２で各別にパルス幅変調することで、図２のＦ・Ｇのような位相が互いに１８０°異
なる等電圧２系統の幅変調済高周波パルスを得ると共に、これら各パルスをパルストラン
スＰＴまたは現用一般的なゲートドライブＩＣ（米国フェアーチャイルド社製のＩＣ・Ｆ
ＡＮ７３８２Ｎ等が有る）を経たパワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等の二
つのスイッチング素子Ｑのゲートやベース等の制御電極Ｆ・Ｇにそれぞれ供給する。

次いで、図１のように商用電源を用いた現用一般の直流電源ＤＣから得た例えばプラス
１３０ボルト程度の直流＋Ｖを上記スイッチング素子Ｑのドレインに供給印加すると共に
、パルストランスＰＴを経て各素子Ｑのゲートに加えた前記幅変調済高周波パルスにより
上記直流をスイッチング制御することで、各素子ＱのソースＨ・Ｉからそれぞれ図３のＨ
・Ｉのようなほぼ櫛歯状波形の幅変調済増幅パルス出力を得ることができる。

ただし、昇圧トランスにおける二つの１次コイルＬ１・Ｌ１のうち、一方の１次コイル
の上記パルス出力間におけるインターバルには、他方の１次コイルＬ１に流れたパルス出
力による負の誘導電圧が図３のＨ・Ｉのように互いに生じるが、これら各誘導電圧の発生
期間内は、上記一方のスイッチング素子はオフ期間だから、各スイッチング素子のスイッ
チング動作には全く支障が無い。

その後、前記幅変調済高周波パルス出力を復調した後、昇圧トランスＴＯにおける二つ
の１次コイルＬ１・Ｌ１に交互正逆に供給するのであるが、この復調に当たっては、図１
のように前記フリー・ホィーリング・ダイオードｄ１を並列接続した１５０μＨ程度のチ
ョークコイルＬと、昇圧トランスＴＯにおける二つの１次コイルＬ１・Ｌ１に並列接続し
た０．１μＦ程度のチタバリコンデンサＣ１・Ｃ１を有する復調回路４により、前記２系
統のパルス出力を各別に復調して上記各１次コイルＬ１・Ｌ１両端Ｊ・Ｋにそれぞれ図４
のＪ・Ｋのような位相が互いに１８０°異なる等電圧２系統の正弦半波復調済出力を交互
正逆に供給することで、トランス２次コイルＬ２に図４のＬのような１０〜１５キロボル
ト程度の高圧正弦波交流を発生させ得る。

一方、上記昇圧トランスＴＯにおける２次コイルＬ２の１端は、アース取りハイメグ抵
抗Ｒ０を経て前記直流電源ＤＣにおける接地点に接続する一方、上記２次コイルＬ２の両
端間には、１０Ｗ・５〜１０ＭΩ程度の大型ハイメグ抵抗Ｒ１とダイオードＤ１との並列
回路と、この並列回路と直列のハイメグ抵抗Ｒ２とダイオードＤ２とを用いた正電圧ブリ
ーダ回路５を接続すると共に、その相互接続部Ｍに図４のＭのように生じた正電圧と負電
圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を大地に対して絶縁配置した導電マットｍに電
流制限抵抗Ｒ３を経て供給する。

したがって、上記生体印加交流は、周波数が７０〜１２０Ｈｚ程度で滑らかに変化する
正弦波を用いた生体印加交流だから、健康な人体内における正負イオンの理想的な存在比
率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を生体に前記導
電マットｍを経て印加できるので、商用電源周波数に関係なく、常に治療効果の有効性と
速効性とを大幅に促進でき、しかも生体拒否反応の発生を防止できた。

ただし、上記正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を得るには、前記
ハイメグ抵抗Ｒ１とＲ２との抵抗値比率を２対１に設定すればよい。

本考案の他の実施形態

本考案の請求項２におけるスイッチング素子Ｑに関連した回路構成は、図５のように直
流＋Ｖを加えた前記二つの１次コイルＬ１・Ｌ１および、これら各コイルに並列のコンデ
ンサＣ１・Ｃ１と、ダイオードｄ１を並列接続したチョークコイルＬとをそれぞれ有する
２系統の復調回路４を順次各別に経た直流をそれぞれ位相が互いに１８０°異なる前記２
系統の幅変調済高周波パルスをゲート入力とした二つのソース接地またはエミッタ接地の
スイッチング素子Ｑで各別にスイッチング制御し、前記二つの１次コイルＬ１・Ｌ１に復
調済正弦半波電流を交互正逆に流すようにしても、トランス２次コイルＬ２に前記実施形
態と同様に高圧正弦波交流を発生させ得る。

上記回路構成では、各スイッチング素子Ｑのソースやエミッタは、そのまま接地できる
ので、パルストランスやゲートドライブＩＣは不要となり、単なる抵抗結合によりゲート
ドライブやベースドライブが可能になる。

本考案による交流電位治療器は、前記導電マットｍを用いる代わりに、生体患部に対し
て通電導子により接触加電する交流電位治療器としても、当然に利用できる。

１…正弦低周波発生回路
２…パルス幅変調回路
３…高周波パルス発生回路
４…復調回路
５…正電圧ブリーダ回路
Ｔ…初段低周波トランス
ＰＴ…パルストランス
Ｔ０…昇圧トランス
ｄ・ｄ1 ・Ｄ１・Ｄ２…ダイオード
Ｌ…チョークコイル
Ｌ１…昇圧トランスの１次コイル
Ｌ２…昇圧トランスの２次コイル
Ｃ１…コンデンサ
Ｑ…スイッチング素子
Ｒ１・Ｒ２・Ｒ０・Ｒ３…ハイメグ抵抗
Ｒ…ゲート（ベース）入力抵抗

Claims (2)

1. 交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、７０〜１２０Ｈｚ程
   度の正弦低周波信号から得た位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号で、高周
   波パルスを幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、前記半波信号よりも充分高
   い直流電圧をスイッチング制御して２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各
   パルス出力をチョークコイルとダイオードとの並列回路およびコンデンサからなる２系統
   の復調回路を経て各別に復調し、位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波復調済出
   力を得ると共に、これら各復調済出力を昇圧トランスにおける二つの１次コイルに交互正
   逆に供給することで、２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により
   正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。
2. 交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、７０〜１２０Ｈｚ程
   度の正弦低周波信号から得た位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号で、高周
   波パルスを幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスを得る一方、前記半波信号よりも充
   分高い直流電圧を加えた昇圧トランスにおける二つの１次コイルおよびこれら各コイルに
   並列のコンデンサと、ダイオードを並列接続したチョークコイルとからなる２系統の復調
   回路を順次各別に経た前記直流をそれぞれ前記２系統の幅変調済高周波パルスで各別にス
   イッチング制御し、前記二つの１次コイルに復調済正弦半波電流を交互正逆に流すことで
   、２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧と
   の波高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。

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