JP6378354B2 - 高周波直列ａｃ電圧レギュレータ - Google Patents

Description

優先権の主張
本出願は、その開示全体が参照により本明細書に組み込まれている、２０１３年１２月１０日に出願された米国仮特許出願第６１／９１３，９３２号、２０１３年１２月１０日に出願された米国仮特許出願第６１／９１３，９３４号、２０１３年１２月１０日に出願された米国仮特許出願第６１／９１３，９３５号、２０１４年６月３日に出願された米国仮特許出願第６２／００６，９００号、２０１４年６月３日に出願された米国仮特許出願第６２／００６，９０１号、および２０１４年６月３日に出願された米国仮特許出願第６２／００６，９０６号の優先権を米国特許法第１１９条の下で主張する。

本発明は一般にパワーエレクトロニクスに関する。詳しくは、本発明は、交流（ＡＣ）電圧を調節するための方法およびパワーエレクトロニクスに関し、より詳しくは、入力ＡＣ電圧の変動にかかわらず出力ＡＣ電圧を所望のレベルに調節するための方法およびパワーエレクトロニクスに関する。

ＡＣ電圧レギュレータは、ＡＣ電圧レギュレータの入力におけるＡＣ電圧の変動にかかわらず、ＡＣ電圧レギュレータの出力に接続された負荷に供給されるＡＣ電圧レベルを厳密に制御し調節するのに使用される。

これは、従来、典型的には５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの、または他の周波数の様々な低周波数（ＬＦ）の電源磁気構造によって行われてきた。これらの構造は、典型的には様々な変圧器または変圧器構成における特定の個別変圧器電圧タップから取り出される。それにもかかわらず、すべてのこれらの構造は、リレーなどの従来のＡＣスイッチングデバイスまたは逆並列ＡＣスイッチとして接続されるシリコン制御整流器（ＳＣＲ）もしくはゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、ＴＲＩＡＣ、例えば、整流器間に接続され、ＡＣスイッチとして構成される、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ、およびＳＣＲなどのＡＣスイッチなどの半導体デバイスを利用する。これらのＡＣスイッチは、選択された磁気変圧器構造タップを自動的に切り替えるために電子制御回路によって選択され、作動され、次いで、ＡＣ出力電圧を可能な限り所望のレベルの近くに制御するために変圧器または変圧器構成の巻数比を調整する。

出力ＡＣ電圧を調節する別の従来の方法は、制御された電動機などの電子機械的手段によって駆動される、電子機械的に調整された単巻変圧器を使用することである。この場合、電子制御装置は、入力電圧を感知し、次いで、出力接点を移動させて単巻変圧器の巻線を調整するために電子機械的手段を駆動し、次いで出力ＡＣ電圧を所望のレベルに固定するために正しい巻数比を設定する。これらの電子機械的に調整された単巻変圧器デバイスは、典型的には５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの、または他の周波数のＬＦ磁気構造でもあり、単巻変圧器巻線との可動式の電気接触を行うために一般に炭素ブラシを使用する。しかし、これらのブラシは、頻繁な保守および交換を必要とするなど、機械的摩耗を受ける。

より高度の完全な電子バージョンは、この場合も、電圧レギュレータのＡＣ入力とＡＣ出力との間に直列に接続された、典型的には５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの、または他の周波数のＬＦ電源変圧器を利用する。入力ＡＣ電圧レベルが変動するとき、ＡＣ電圧レギュレータの電子制御装置は、入力電圧レベルを感知し、次いで、変動する入力ＡＣ電圧に加算しまたは変動する入力ＡＣ電圧から減算して出力ＡＣ電圧を所望の設定レベルに維持する同相正のまたは同相負の差動ＡＣ電圧を設定する。この従来の方式は、その様々な形態において、典型的には５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの、または他の周波数のＬＦ電源周波数変圧器またはＬＦ磁気構造を依然として使用する。１つの構成において、パワーエレクトロニクスは、高周波パルス幅変調（ＨＦ ＰＷＭ）手段によって入力ＡＣ電圧を補正するためにＬＦ電源周波数を発生させ、入力ＡＣ電源電圧を調整するためにこの同相補正電圧は、ＬＦ変圧器の一次側に印加され、ＬＦ変圧器の二次側はＡＣ電力線の入力と出力との間に直列に接続される。依然として、これらの構成に磁気構造は使用されるが、パワーエレクトロニクスがより高いＰＷＭ周波数で動作しても、最終的な差動ＡＣ波形は、依然として典型的には５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの、または他の周波数のＬＦ直列変圧器に加えられ、したがって、ＬＦ変圧器または磁気構造は、依然としてサイズおよび重量の不利点を有する。

米国特許出願第１４／５２５，２３０号（その開示全体が参照により本明細書に組み込まれている）に開示されている電圧レギュレータは、直列低電源周波数の、大型で重量のある磁気構造を使用する際の従来の設計の不利点にも対処する。任意の磁気のサイズがその動作周波数に大いに逆比例するので、本発明は中心設計パラメータとしてこれに取り組む。‘２３０電圧レギュレータの目的は、これらの磁気構造のサイズ、重量、およびコストを大幅に低減するＨＦ（例えば、１ＫＨｚ〜１０００ｋＨｚ）直列磁気構造だけを利用する独自のＡＣ電圧レギュレータトポロジーを達成することである。しかし、‘２３０電圧レギュレータは、追加損失を示す双方向ＡＣスイッチを使用する。

本明細書に開示されるのは、米国特許出願第１４／５２５，２３０号に開示されているＡＣ昇降圧電圧レギュレータのトポロジーよりも改善された電圧レギュレータトポロジーである。ＡＣスイッチとして接続された単極スイッチを使用する代わりに、本発明の一実施形態は、降圧区分および昇圧区分内のＡＣインダクタの電流経路を２つの単極経路に分割する。この実施形態において、降圧区分では、２つの単極経路がハーフブリッジ分岐として接続された２つのダイオードで表され、各々単極電流の導通を受け持つ。１つのハーフブリッジ分岐は１つの方向に電流を導通させ、他の分岐は反対方向に電流を導通させる。２つのハーフブリッジ分岐内のインダクタは、対称性の理由で、同一の巻数を有する結合インダクタである。典型的な降圧コンバータの波形を有する全出力電流は、２つの分岐の電流の合計である。電圧調節は、この場合も、降圧区分を例にとると、従来のＰＷＭ方法によって制御される。ＡＣ出力電圧は、フォワードスイッチのデューティサイクルに線形的に比例する。

ＡＣ出力電流は、トポロジースイッチおよびダイオードの方向によって決定された２つの単極経路に分割される。２つの経路内に小さな循環電流の蓄積があり、それは全負荷電流のほんのわずかであり、負荷電流が増加するにつれて増加しない。出力電流ゼロ交差の近くの瞬時リップル電流の方向反転は、トポロジーによって自動的に扱われる循環電流リップルの合計である。特定の動作電圧における循環電流の量は、ＰＷＭ重複時間と結合インダクタの漏れインダクタンスとの関数である。

ＡＣ電流出力電流は、入力および出力電圧に対して任意の位相関係であり得る。このため、このＡＣレギュレータトポロジーは、ＡＣ電圧および電流のサイクルのすべての４つの可能な象限内で動作することができる。トポロジーは、中間ＤＣリンクを必要とせずに任意の力率および双方向電力潮流を扱うことができる。個々のスイッチング分岐の固有の単極性により、ダイオード直列接続のハーフブリッジ分岐は、耐シュートスルー（ｓｈｏｏｔ−ｔｈｒｏｕｇｈ ｐｒｏｏｆ）である。このトポロジーは、動作するのに正確な電圧および電流極性感知を必要とせず、単純なＰＷＭ関係により、このトポロジーは電力線電圧および電流の摂動に対して非常に堅牢となる。

本発明の実施形態は、以下、図面を参照してより詳細に説明される。

従来の降圧コンバータの実施形態の回路図。 従来の昇圧コンバータの実施形態の回路図。 双方向ＡＣ半導体を有するＨＦ ＡＣ直列降圧コンバータの実施形態の回路図。 双方向ＡＣ半導体を有するＨＦ ＡＣ直列昇圧コンバータの実施形態の回路図。 ＨＦ ＡＣ直列昇降圧電圧レギュレータの実施形態の回路図。 本発明による、改善されたＨＦ ＡＣ直列昇降圧電圧レギュレータの実施形態の回路図。 本発明による、改善されたＨＦ ＡＣ直列昇降圧電圧レギュレータの入力ＡＣ電圧減結合と感知、ＡＣ降圧トポロジー、負荷、負荷ステッピング制御についての部分的回路の実施形態の詳細な回路図。 改善されたＨＦ ＡＣ直列昇降圧電圧レギュレータのＰＷＭ、ハウスキーピングについての部分的回路の実施形態の詳細な回路図。 改善されたＨＦ ＡＣ直列昇降圧電圧レギュレータの電流感知についての部分的回路の実施形態の詳細な回路図。 本発明による、改善されたＨＦ ＡＣ直列昇降圧電圧レギュレータの例示的な実施形態（ＰＷＭ ４０ＫＨｚ、Ｖｉｎ＝２７０ＶＡＣ ＲＭＳ、Ｖｏｕｔ＝２３２ＶＡＣ ＲＭＳ、５０Ｈｚ、負荷＝１１．２５オーム）の出力電圧および電流、降圧および昇圧巻線電流の波形を示す図。

以下の説明において、入力ＡＣ電圧などの変動にもかかわらず出力ＡＣ電圧を所望のレベルに調節するための方法、システム、および装置が好ましい例として記載される。本発明の範囲および精神から逸脱することなく追加および／または代替を含む変更を加えることができることは当業者には明らかであろう。本発明を曖昧にしないように特定の詳細を省略することができる。しかし、本開示は当業者が本明細書の教示を過度の実験なしで実施することが可能になるように作成されている。

図１を参照する。図１ａは、直列ＨＦインダクタＬ１を有する、従来の非絶縁の２つのスイッチのＤＣ−ＤＣ逓減降圧コンバータである。コンデンサＣ３は、スイッチング電流パルスを平滑化する電荷蓄積コンデンサであり、コンデンサＣ１およびＣ２は、使用される電圧源、動作周波数、および構成部品により任意選択であるＨＦバイパスコンデンサである。図１ｂは、直列ＨＦインダクタＬ２を有する、従来の非絶縁の２つのスイッチのＤＣ−ＤＣ逓増昇圧コンバータである。コンデンサＣ６は、スイッチング電流パルスを平滑化する電荷蓄積コンデンサであり、コンデンサＣ４およびＣ５は、使用される電圧源、動作周波数、および構成部品により任意選択であるＨＦバイパスコンデンサである。図１ａおよび図１ｂは、それぞれ正の電圧入力と出力とを有するＤＣ−ＤＣ降圧コンバータおよびＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータである。それぞれ負または正の電圧入力と出力とを有する、同様のＤＣ−ＤＣ降圧コンバータおよびＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータを当業者が構築できることに留意されたい。

図２を参照する。図２ａは双方向スイッチングデバイスを有するＡＣ降圧コンバータである。図１ａのＱ１およびＱ２は、図２ａでは双方向ＡＣスイッチＱ１およびＱ２に変更される。また、図２ａでは、図１ａの出力単極電解コンデンサＣ３はＨＦフィルタＡＣコンデンサＣ４に変更される。さらに、ＨＦフィルタ構成部品が、入力および出力上のＨＦ（例えば、１ＫＨｚ〜１，０００ＫＨｚ）スイッチング周波数を抑制しフィルタリングするために追加される。フィルタバイパスコンデンサＣ１およびＣ２を入力上に有するフィルタインダクタＬ１およびＬ２ならびにフィルタバイパスコンデンサＣ３およびＣ４を出力上に有するフィルタインダクタＬ４およびＬ５。コンデンサＣ１およびＣ４は、使用される構成部品、および動作周波数により任意選択である。

図２ａにおいて、インダクタＬ３は、ＨＦ（例えば、１ＫＨｚ〜１，０００ＫＨｚ）で動作するように設計されるパワーインダクタである。ＡＣスイッチングデバイスＱ１およびＱ２は、アナログ回路またはＤＳＰもしくはマイクロプロセッサ信号処理を有するデジタル制御回路のいずれかを通じて電子制御の下でＨＦ（例えば、１ＫＨｚ〜１０００ＫＨｚ）においてスイッチングし、制御電子回路からの出力が、ＨＦ（例えば、１ＫＨｚ〜１０００ＫＨｚ）変調されたＰＷＭ変調により、およびＬＦ電源ＡＣ電圧入力（典型的には５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの、または他の周波数の）に沿った各ＨＦ点においてＡＣ半導体デバイスを駆動するので、制御電子回路は、ＡＣスイッチＱ１およびＱ２を駆動して、パワーインダクタＬ３と組み合わせて負の差動電圧を発生させるのに十分に広い特定のパルスを発生させ、したがって、入力ＡＣ電圧に沿った各点における出力電圧を内部制御基準によって設定された所望の値に降圧させ調節する。

例えば、制御装置が２５，０００Ｈｚの設計周波数でスイッチングしている場合、４０マイクロ秒ごとに、典型的には５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの、または他の周波数の入力電源ＬＦ電圧の振幅が、設定された内部電圧基準に対してその点において降圧され減少される。したがって、４０マイクロ秒ごとに、回路は、所望の設定出力ＡＣ電圧を調整し調節するために入力ＡＣ電圧を降圧させる。入力フィルタはコンデンサＣ１およびＣ２と、フィルタインダクタＬ１およびＬ２とを備える。コンデンサＣ３およびＣ４と、フィルタインダクタＬ４およびＬ５とを備える、または様々なＨＦフィルタ素子の組合せを備える出力フィルタは、この例示的な実施形態の場合など、２５，０００ＨｚにおけるＨＦでスイッチングする、ＡＣ双方向半導体スイッチのＨＦスイッチング周波数をフィルタリングしバイパスするのに使用され得る。

図２ｂは双方向スイッチングデバイスを有するＡＣ昇圧コンバータである。図１ｂのＱ１およびＱ２は図２ｂでは双方向ＡＣスイッチＱ３およびＱ４に変更される。また、図２ｂでは、図１ｂの出力単極電解コンデンサＣ６は、ＨＦフィルタＡＣコンデンサＣ８に変更される。さらに、ＨＦフィルタ構成部品が入力および出力上のＨＦ（例えば、１ＫＨｚ〜１，０００ＫＨｚ）スイッチング周波数を抑制しフィルタリングするために追加される。フィルタバイパスコンデンサＣ５およびＣ６を入力上に有するフィルタインダクタＬ６およびＬ７ならびにフィルタバイパスコンデンサＣ７およびＣ８を出力上に有するフィルタインダクタＬ９およびＬ１０。コンデンサＣ５およびＣ８は、使用される構成部品、および動作周波数により任意選択である。

図２ｂにおいて、インダクタＬ８は、ＨＦ（例えば、１ＫＨｚ〜１，０００ＫＨｚ）で動作するように設計されるパワーインダクタである。ＡＣスイッチングデバイスＱ３およびＱ４が、アナログ回路を通じて、しかし典型的にはＤＳＰまたはマイクロプロセッサ信号処理を有するデジタル制御回路を通じてのいずれかで、電子制御の下でＨＦ（例えば、１ＫＨｚ〜１，０００ＫＨｚ）においてスイッチングし、制御電子回路からの出力が、ＨＦ（例えば、１ＫＨｚ〜１，０００ＫＨｚ）変調されたＰＷＭ変調により、および典型的には５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの、または他の周波数の、ＬＦ電源ＡＣ電圧入力に沿った各ＨＦ点においてＡＣ半導体デバイスを駆動するので、制御電子回路は、ＡＣスイッチＱ１およびＱ２を駆動して、パワーインダクタＬ３と組み合わせて正の差動電圧を発生させるのに十分な幅の特定のパルスを発生させ、したがって、入力ＡＣ電圧に沿った各点における出力電圧を制御基準によって設定された所望の値に昇圧させ調節する。

例えば、制御装置が２５，０００Ｈｚの設計周波数でスイッチングしている場合、４０マイクロ秒ごとに、典型的には５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの、または他の周波数の入力電源ＬＦ電圧の振幅が、設定された内部電圧基準に対してその点において昇圧され増加される。したがって、４０マイクロ秒ごとに、パワーインダクタＬ８により半導体双方向ＡＣスイッチＱ３およびＱ４を駆動する制御回路は、所望の設定出力ＡＣ電圧を調整し調節するために入力ＡＣ電圧を昇圧させる。入力フィルタは、コンデンサＣ５およびＣ６と、フィルタインダクタＬ６およびＬ７とを備える。コンデンサＣ７およびＣ８と、フィルタインダクタＬ９およびＬ１０とを備える、またはＨＦフィルタ素子の様々な組合せを備える出力フィルタは、この例示的な実施形態の場合など、２５，０００ＨｚのＨＦでスイッチングするＡＣ双方向半導体スイッチのＨＦスイッチング周波数をフィルタリングしバイパスするのに使用され得る。

当業者は、図２ａに示されるものなど、個々の降圧ＡＣ電圧レギュレータ区分を直列ＡＣ降圧電圧レギュレータとして使用することができ、図２ｂに示されるものなど、個々の昇圧ＡＣ電圧レギュレータ区分を直列ＡＣ昇圧電圧レギュレータとして使用することができ、または図３に示されるように完全なＨＦ ＡＣ電圧レギュレータを形成するために図２ａの降圧ＡＣ電圧コンバータを図２ｂの昇圧ＡＣ電圧レギュレータと組み合わせることができる。

図３は、各ＨＦ点においてＡＣ入力電圧を降圧または昇圧させることができる、完全なＨＦ ＡＣ電圧レギュレータの基本的動作原理を示す。例えば、ＡＣ電圧レギュレータの動作周波数が２５ＫＨｚであるよう選択された場合、入力電圧は、電子アナログまたはデジタル制御装置によって感知され、内部基準と比較され、次いでＡＣ双方向スイッチがＡＣ入力電圧を降圧（減少）または昇圧（増加）させるために制御下で駆動される。電圧は内部電圧レベルを基準にしてアナログまたはデジタル電子制御の下で典型的には５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの、または他の周波数の各ＬＦ電源電圧サイクルを通じて、各４０マイクロ秒点において調整され、ＡＣ出力電圧を所望の設定レベルに調節することができる。これは図３に入力ＡＣ電圧を降圧または昇圧させるＨＦ ＰＷＭを示す波形およびＨＦスイッチングパルスを除去するためにフィルタ構成部品によってフィルタリングされる出力ＡＣ電圧で示される。

図３をやはり参照すると、このＨＦ昇降圧ＡＣ電圧レギュレータは、入力ＡＣ電圧を増加または減少させて、ＡＣ出力電圧を設定所望レベルに調節することができる独自のトポロジーを作り出すために電子制御回路によって駆動されるＡＣ双方向半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、およびＱ４と組み合わせてＨＦパワーインダクタ（例えば、１ＫＨｚ〜１，０００ＫＨｚ）Ｌ３およびＬ４を利用する。したがって、各ＨＦ ＰＷＭ間隔（例えば、２５ＫＨｚで４０マイクロ秒ＰＷＭ間隔）において、入力電圧が、制御電子回路内の所望の設定出力ＡＣ電圧に対して入力ＡＣ電圧レベルを降圧または昇圧させ補正するために典型的には５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの、または他の周波数の電源低周波数上の各ＨＦ点においてＡＣスイッチに対して正しいＰＷＭ駆動信号を発生させるＨＦスイッチ制御の下で降圧（減少）または昇圧（増加）される。また、このＨＦ直列昇降圧ＡＣ電圧レギュレータは、入力を調節してＡＣ電圧を出すために降圧および昇圧インダクタＬ３およびＬ４を介して差分電力を処理しさえすればよく、したがって、これは構成のために全出力よりもずっと少ない電力である。降圧および昇圧インダクタンスは、出力ＡＣ電圧を所望の設定レベルに調節するために差動入力ＡＣ電圧を調整するのに必要な電力を扱いさえすればよい。

図４を参照すると、図４に示されるのは、図３に示されるトポロジーよりも改善された電圧レギュレータトポロジーである。ＡＣスイッチとして接続された単極スイッチを使用する代わりに、降圧および昇圧区分内のＡＣインダクタ電流経路は、２つの単極経路に分割される。降圧区分内では、２つの単極経路は、ハーフブリッジ分岐として接続された２つのダイオードで表され、各々単極電流の導通を受け持つ。図４に示されるトポロジーでは、Ｑ１／Ｄ１、Ｑ２／Ｄ２、およびＬ３が左から右に電流を導通させ、同時に、Ｑ３／Ｄ３、Ｑ４／Ｄ４、およびＬ４が右から左に電流を導通させる。インダクタＬ３およびＬ４は、対称性の理由で同一の巻数を有する結合インダクタである。典型的な降圧コンバータの波形を有する全出力電流は、Ｌ３およびＬ４の分岐の電流の合計である。電圧調節は、この場合も降圧区分を例にとると、従来のＰＷＭの方法によって制御される。ＡＣ出力電圧は、フォワードスイッチＱ１／Ｄ１およびＱ３／Ｄ３のデューティサイクルに線形的に比例する。２つの明確に区別できるスイッチング状態は従来の降圧コンバータのスイッチング状態と同じである。すなわち、（１）フォワード状態：Ｑ１／Ｄ１およびＱ３／Ｄ３スイッチオン、Ｑ２／Ｄ２およびＱ４／Ｄ４スイッチオフ、（２）フリーホイール状態：Ｑ１／Ｄ１およびＱ３／Ｄ３スイッチオフ、Ｑ２／Ｄ２およびＱ４／Ｄ４スイッチオン。小さなターンオンタイミングオーバーレイが、２つのインダクタ経路Ｌ３およびＬ４に電流の連続性をもたらすためにフォワードからフリーホイールへの、およびフリーホイールからフォワードへのスイッチング状態の遷移の間提供される。

ＡＣ出力電流は、トポロジースイッチおよびダイオードの方向によって決定された２つの単極経路に分割される。Ｌ３およびＬ４経路内に小さな循環電流の蓄積があり、それは全負荷電流のほんのわずかであり、負荷電流が増加するにつれて増加しない。出力電流ゼロ交差の近くの瞬時リップル電流の方向反転は、トポロジーによって自動的に扱われる循環電流リップルの合計である。特定の動作電圧における循環電流の量は、ＰＷＭ重複時間と結合インダクタＬ３およびＬ４の漏れインダクタンスとの関数である。

ＡＣ電流出力電流は、入力および出力電圧に対して任意の位相関係であり得る。このため、このＡＣレギュレータトポロジーは、ＡＣ電圧および電流のサイクルのすべての４つの可能な象限内で動作することができる。トポロジーは、中間ＤＣリンクを必要とせずに任意の力率および双方向電力潮流を扱うことができる。

個々のスイッチング分岐の固有の単極性により、ダイオード直列接続のハーフブリッジ分岐は、耐シュートスルーである。このトポロジーは、動作するのに正確な電圧および電流の極性感知を必要とせず、単純なＰＷＭ関係により、このトポロジーは電力線電圧および電流の摂動に対して非常に堅牢である。Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、およびＬ６に沿った電流感知点の使用は、保護およびハウスキーピング（ｈｏｕｓｅｋｅｅｐｉｎｇ）のためである。

改善されたＡＣ昇降圧電圧レギュレータは、１つの整流器に直列に、より低い損失の単極スイッチを採用する。しかし、パワーインダクタは、別々に取り扱われる必要がある。したがって、図４を参照し、単極半導体スイッチングデバイスＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、およびＱ８をそれぞれ直列ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、およびＤ８を有するようにさせることによって、ここで、図３のパワーインダクタＬ３およびＬ４を、図４に示されるように降圧区分内のパワーインダクタＬ３およびＬ４と、昇圧区分内のＬ５およびＬ６とに分割することができる。

入力ＡＣ電圧では、ＡＣ電圧入力レベルが電子制御回路内の所望の設定ＡＣ基準レベルを超える場合、降圧区分は、典型的には５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの、または他の周波数のＬＦ周波数電源ＡＣ入力電圧上の各４０マイクロ秒点（例として２５ＫＨｚの周波数）における電圧を低減し、その場合、Ｑ１およびＤ１と、Ｑ２およびＤ２とが正のＡＣ半サイクルを処理するＨＦパワーインダクタＬ３を有し、Ｑ３およびＤ３とＱ４およびＤ４とが負のＡＣ半サイクルを処理するパワーインダクタＬ４を有する。

同様に、ＡＣ電圧入力レベルが電子制御回路内の所望の設定ＡＣ基準レベルより低い場合、昇圧区分は、典型的には５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの、または他の周波数のＬＦ周波数電源ＡＣ入力電圧上の各４０マイクロ秒点（例として２５ＫＨｚの周波数）における電圧を増加させ、その場合、Ｑ５およびＤ５と、Ｑ６およびＤ６とが正のＡＣ半サイクルを処理するＨＦパワーインダクタＬ５を有し、Ｑ７およびＤ７と、Ｑ８およびＤ８とが負のＡＣ半サイクルを処理するインダクタＬ６を有する。

正および負の半サイクルを降圧または昇圧入力ＡＣ電圧処理において別々に処理して、正および負の半サイクルが独立して処理される。したがって、各半導体スイッチがここで１つの整流器だけに直列の単一の単極半導体デバイスであるとき、単極低損失半導体スイッチのいずれかによる破壊的シュートスルーはやはり何もない。さらに、この単極スイッチトポロジーは、１近くからゼロ（非結合）までの範囲にわたる、結合インダクタ対Ｌ３／Ｌ４およびＬ５／Ｌ６の広い結合係数の変動を受け入れることができる。この柔軟性により、人は場所を節約するために２つの巻線を同じインダクタコアに巻き付けるかまたは循環電流を最小限に抑えるために結合インダクタ対を２つの個々のインダクタに分離させるかのいずれかをすることができる。

図３に示されるＡＣスイッチトポロジーにおいて、これらのバイポーラＡＣ半導体スイッチは、追加の整流器の電力損失を加える、全整流器ブリッジに挿入されるＳＣＲ、ＧＴＯ、ＩＧＢＴ、またはＭＯＳＦＥＴを使用するなど、典型的には単極半導体デバイスの組合せから、またはＴＲＩＡＣＳ、背面結合ＳＣＲ、もしくはＧＴＯなどの高損失ＡＣバイポーラデバイスを使用することから作り出される。

他方、本発明は、いくつかの利点を有する。すなわち、シュートスルーの可能性がないので非常に堅牢な昇降圧ＨＦＡＣ電圧レギュレータ、ピーク電流を低減するための最小限のおよび非致命的なスイッチングの重複タイミング、ならびに従来の単一のＡＣ半導体スイッチに比較して損失を低減する１つの整流器に直列の低損失単極半導体スイッチの使用である。アナログ制御回路、または好ましくは、ＤＳＰもしくはマイクロプロセッサを使用するデジタル電子制御回路は、半導体スイッチタイミングの電圧感知および制御のすべてを扱うように構成される。半導体デバイスのシュートスルーの破壊的可能性が除去されるので、制御回路は、非致命的な基準スイッチの重複タイミングにより実装するのがより容易である。したがって、本発明は、非常に堅牢な改善されたＨＦ ＡＣ電圧レギュレータを提供する。

この文書に説明される回路は、１つの整流器に直列の単極半導体スイッチを利用し、それ自体のパワーインダクタを電圧の減少には降圧構成またはＡＣ電圧の増加には昇圧構成のいずれかにして、入力ＡＣ電圧の正および負のサイクルが別々に処理される本発明の基本的原理を示すために簡略化されている。１つの整流器に直列の単極半導体スイッチを、図４に示されるように、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ、ＳＣＲ、ＧＴＯのような能動整流器である整流器、または同じ単極スイッチング性能を達成する任意の構成のそのようなデバイスのいずれかで代替することができることが当業者には明らかであるはずである。単極スイッチングデバイスのいくつかの構成は、電子制御回路からの駆動接続を容易にするために変更され得る。

例えば、図４において、各々直列整流器Ｄ１およびＤ２に結合された単極半導体スイッチングデバイスＱ１およびＱ２を参照して、２つの単極スイッチング半導体デバイスＱ１およびＱ２は、整流器Ｄ１およびＤ２をそれぞれ電力線および接地に接続して、パワーインダクタＬ３における共通点に接続され得る。この、または他の同様の構成は、スイッチング素子の各々に適用され得るが、しかし整流器に直列の単極スイッチング半導体デバイスの効果である、基本的に同じ効果を達成する。直列の追加の整流器が使用され得るが、損失がより大きくなり得る。また、図４に示されるように、降圧ＡＣ電圧レギュレータ区分は、単独の直列ＡＣ降圧電圧レギュレータとして使用され得る。また、図４に示されるように、昇圧ＡＣ電圧レギュレータは、単独の直列ＡＣ昇圧電圧レギュレータとして使用され得る。当業者は、本発明の範囲および精神から逸脱することなく、本明細書に説明された本発明の原理を三相電気システムなどの任意の多相ＡＣシステムに適用することができる。

本明細書に開示される実施形態は、汎用または専用コンピューティングデバイス、コンピュータプロセッサ、マイクロコントローラまたは限定はされないが、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、および本開示の教示により構成またはプログラムされた他のプログラマブルロジックデバイスを含む電子回路を使用して実装され得る。汎用または専用コンピューティングデバイス、コンピュータプロセッサ、またはプログラマブルロジックデバイス内で実行するコンピュータ命令またはソフトウェアコードは、本開示の教示に基づいてソフトウェアまたは電子技術分野の当業者によって容易に作成され得る。

本発明の前述の説明は、例示および説明のために行われてきた。開示された正確な形態に網羅されるまたは本発明を開示された正確な形態に限定することが意図されていない。多くの変更および変形が当業者には明らかであろう。

実施形態は、本発明の原理およびその実際的な適用を最もよく説明するために選択され、説明されたが、それによって他の当業者が本発明を様々な実施形態に関しておよび企図される特定の用途に適した様々な変更について理解することが可能になる。本発明の範囲は以下の特許請求の範囲およびそれらの同等物によって定義されることが意図されている。
以下に、本出願時の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
［付記１］
それぞれ第１および第２の独立に制御可能な単極スイッチに直列に接続された第１および第２の整流器を備える第１のハーフブリッジ、および
第１のパワーインダクタを備える
第１の単極経路と、
それぞれ第３および第４の独立に制御可能な単極スイッチに直列に接続された第３および第４の整流器を備える第２のハーフブリッジ、および
第２のパワーインダクタを備える
第２の単極経路と
を備えるＡＣ入力電源のＡＣ入力電圧を降圧させるためのＡＣ高周波（ＨＦ）直列電圧降圧電力レギュレータトポロジーと、
それぞれ第５および第６の独立に制御可能な単極スイッチに直列に接続された第５および第６の整流器を備える第３のハーフブリッジ、および
第３のパワーインダクタを備える
第３の単極経路と、
それぞれ第７および第８の独立に制御可能な単極スイッチに直列に接続された第７および第８の整流器を備える第４のハーフブリッジ、および
第４のパワーインダクタを備える
第４の単極経路と
を備える前記ＡＣ入力電圧を昇圧させるためのＡＣ ＨＦ直列電圧昇圧電力レギュレータトポロジーと、
前記ＡＣ入力電圧、ＡＣ基準電圧、およびＡＣ出力電圧を受け取り、前記単極スイッチ用のスイッチ駆動信号を発生させるための制御回路と
ここにおいて、前記ＡＣ ＨＦ直列電圧昇圧電力レギュレータトポロジーまたは前記ＡＣ ＨＦ直列電圧降圧電力レギュレータトポロジーのいずれかにおいて別々におよび独立に処理されるＡＣ入力電圧の正および負の半サイクルが、任意の時点において任意の電力「シュートスルー」を除去する、
を備える、ＡＣ出力電源の前記ＡＣ出力電圧を調節するための交流（ＡＣ）直列電圧レギュレータ。
［付記２］
前記第１および第２のパワーインダクタが、第１の所定の結合係数と結合され得、前記第３および第４のパワーインダクタが、第２の所定の結合係数と結合され得る、付記１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記３］
前記ＡＣ ＨＦ直列電圧昇圧電力レギュレータトポロジーまたは前記ＡＣ ＨＦ直列電圧降圧電力レギュレータトポロジーのいずれかが不作動にされる、付記１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記４］
ＨＦスイッチングエネルギーを前記ＡＣ入力電源に戻ることから除去するための入力フィルタをさらに備える、付記１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記５］
前記入力フィルタが、２つのコンデンサと２つのインダクタとを備える、付記４に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記６］
前記ＡＣ出力電圧に滑らかに調節された電圧レベルを作り出すためにＨＦ電圧リップルを平均化するための出力フィルタをさらに備える、付記１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記７］
前記出力フィルタが、２つのコンデンサと２つのインダクタとを備える、付記６に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記８］
過電流保護を達成するために前記制御回路に対して出力電流測定信号を発生させるための電流変圧器をさらに備える、付記１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記９］
前記ＡＣ双方向スイッチ用の前記スイッチ駆動信号が、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号である、付記１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記１０］
単極スイッチの各々が、１つまたは複数の電力半導体デバイスを備える、付記１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記１１］
前記電力半導体デバイスが、単極ＭＯＳＦＥＴ電力半導体デバイス、シリコン制御整流器（ＳＣＲ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、ＴＲＩＡＣ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、またはＭＯＳＦＥＴトランジスタである、付記１０に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記１２］
それぞれ第１および第２の独立に制御可能な単極スイッチに直列に接続された第１および第２の整流器を備える第１のハーフブリッジ、および
第１のパワーインダクタを備える
第１の単極経路と、
それぞれ第３および第４の独立に制御可能な単極スイッチに直列に接続された第３および第４の整流器を備える第２のハーフブリッジ、および
第２のパワーインダクタを備える
第２の単極経路と、
ＡＣ入力電圧、ＡＣ基準電圧、およびＡＣ出力電圧を受け取り、前記単極スイッチ用のスイッチ駆動信号を発生させるための制御回路と
を備える、ＡＣ出力電源の前記ＡＣ出力電圧を調節するための交流（ＡＣ）直列電圧レギュレータ。
［付記１３］
前記第１および第２のパワーインダクタが、所定の結合係数と結合され得る、付記１２に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記１４］
ＨＦスイッチングエネルギーを前記ＡＣ入力電源に戻ることから除去するための入力フィルタをさらに備える、付記１２に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記１５］
前記入力フィルタが、２つのコンデンサと２つのインダクタとを備える、付記１４に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記１６］
前記ＡＣ出力電圧に対して滑らかに調節された電圧レベルを作り出すためにＨＦ電圧リップルを平均化するための出力フィルタをさらに備える、付記１２に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記１７］
前記出力フィルタが、２つのコンデンサと２つのインダクタとを備える、付記１６に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記１８］
過電流保護を達成するために前記制御回路に対して出力電流測定信号を発生させるための電流変圧器をさらに備える、付記１２に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記１９］
前記ＡＣ双方向スイッチ用の前記スイッチ駆動信号が、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号である、付記１２に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
［付記２０］
単極スイッチの各々が、１つまたは複数の電力半導体デバイスを備え、前記電力半導体デバイスが、単極ＭＯＳＦＥＴ電力半導体デバイス、シリコン制御整流器（ＳＣＲ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、ＴＲＩＡＣ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、またはＭＯＳＦＥＴトランジスタを備える、付記１２に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。

Claims (16)

1. それぞれ第１および第２の独立に制御可能な単極スイッチに直列に接続された第１および第２の整流器を備える第１のハーフブリッジ、および
   前記第１のハーフブリッジの中間ノードに接続された第１のパワーインダクタを備え、前記第１および第２の整流器は導通方向が互いに逆向きである
   第１の単方向経路と、
   それぞれ第３および第４の独立に制御可能な単極スイッチに直列に接続された第３および第４の整流器を備える第２のハーフブリッジ、および
   前記第２のハーフブリッジの中間ノードに接続された第２のパワーインダクタを備え、前記第３および第４の整流器は導通方向が互いに逆向きである
   第２の単方向経路と
   を備えるＡＣ入力電源のＡＣ入力電圧を降圧させるためのＡＣ高周波（ＨＦ）直列電圧降圧電力レギュレータトポロジーと、
   それぞれ第５および第６の独立に制御可能な単極スイッチに直列に接続された第５および第６の整流器を備える第３のハーフブリッジ、および
   前記第３のハーフブリッジの中間ノードに接続された第３のパワーインダクタを備え、前記第５および第６の整流器は導通方向が互いに逆向きである
   第３の単方向経路と、
   それぞれ第７および第８の独立に制御可能な単極スイッチに直列に接続された第７および第８の整流器を備える第４のハーフブリッジ、および
   前記第４のハーフブリッジの中間ノードに接続された第４のパワーインダクタを備え、前記第７および第８の整流器は導通方向が互いに逆向きである
   第４の単方向経路と
   を備える前記ＡＣ入力電圧を昇圧させるためのＡＣ ＨＦ直列電圧昇圧電力レギュレータトポロジーと、
   前記ＡＣ入力電圧およびＡＣ出力電圧を取得し、前記ＡＣ入力電圧を前記ＡＣ基準電圧と比較することにより、前記単極スイッチ用のスイッチ駆動信号を発生させるための制御回路と、
   を備え、
   前記ＡＣ ＨＦ直列電圧昇圧電力レギュレータトポロジーまたは前記ＡＣ ＨＦ直列電圧降圧電力レギュレータトポロジーのいずれかにおいて別々におよび独立に処理されるＡＣ入力電圧の正および負の半サイクルが、任意の時点において任意の電力「シュートスルー」を除去する、ＡＣ出力電源の前記ＡＣ出力電圧を調節するための交流（ＡＣ）直列電圧レギュレータ。
2. 前記第１および第２のパワーインダクタが、第１の所定の結合係数で結合され得、前記第３および第４のパワーインダクタが、第２の所定の結合係数で結合され得る、請求項１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
3. 前記ＡＣ ＨＦ直列電圧昇圧電力レギュレータトポロジーまたは前記ＡＣ ＨＦ直列電圧降圧電力レギュレータトポロジーのいずれか一方が動作しない、請求項１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
4. 前記ＡＣ入力電源に接続される入力フィルタを備え、当該入力フィルタは、ＨＦスイッチングエネルギーが前記ＡＣ入力電源に戻ることを阻止するように、２つのコンデンサと２つのインダクタとを備える、請求項１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
5. 前記ＡＣ出力電圧に滑らかに調節された電圧レベルを作り出すためにＨＦ電圧リップルを除去するための出力フィルタをさらに備え、前記出力フィルタが、２つのコンデンサと２つのインダクタとを備える、請求項１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
6. 前記第１のパワーインダクタ、前記第１のパワーインダクタ、前記第１のパワーインダクタ、および、前記第１のパワーインダクタの過電流保護を達成するために前記第１のパワーインダクタ、前記第１のパワーインダクタ、前記第１のパワーインダクタ、および、前記第１のパワーインダクタに沿って設けられ、前記制御回路に対して出力電流測定信号を発生させるための電流変圧器をさらに備える、請求項１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
7. 前記単極スイッチ用の前記スイッチ駆動信号が、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号である、請求項１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
8. 単極スイッチの各々が、１つまたは複数の電力半導体デバイスを備え、前記電力半導体デバイスが、単極ＭＯＳＦＥＴ電力半導体デバイス、シリコン制御整流器（ＳＣＲ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、ＴＲＩＡＣ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、またはＭＯＳＦＥＴトランジスタである、請求項１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
9. 第１および第２の単極スイッチングデバイスを備える第１のハーフブリッジ、および
   前記第１のハーフブリッジの中間ノードに接続された第１のパワーインダクタ（Ｌ３）を備える
   第１の単方向経路と、
   第３および第４の単極スイッチングデバイスを備える第２のハーフブリッジ、および
   前記第２のハーフブリッジの中間ノードに接続された第２のパワーインダクタ（Ｌ４）を備える
   第２の単方向経路と、
   を備えるＡＣ入力電源のＡＣ入力電圧を降圧させるためのＡＣ ＨＦ直列電圧降圧電力レギュレータトポロジーと、
   第５および第６の単極スイッチングデバイスを備える第３のハーフブリッジ、および
   前記第３のハーフブリッジの中間ノードに接続された第３のパワーインダクタを備える
   第３の単方向経路と、
   第７および第８の単極スイッチングデバイスを備える第４のハーフブリッジ、および
   前記第４のハーフブリッジの中間ノードに接続された第４のパワーインダクタを備える
   第４の単方向経路と
   を備える前記ＡＣ入力電圧を昇圧させるためのＡＣ ＨＦ直列電圧昇圧電力レギュレータトポロジーと、
   前記ＡＣ入力電圧およびＡＣ出力電圧を取得し、前記ＡＣ入力電圧を前記ＡＣ基準電圧と比較することにより、前記単極スイッチ用のスイッチ駆動信号を発生させるための制御回路と、
   を備え、
   前記ＡＣ ＨＦ直列電圧昇圧電力レギュレータトポロジーまたは前記ＡＣ ＨＦ直列電圧降圧電力レギュレータトポロジーのいずれかにおいて別々におよび独立に処理されるＡＣ入力電圧の正および負の半サイクルが、任意の時点において任意の電力「シュートスルー」を除去する、ＡＣ出力電源の前記ＡＣ出力電圧を調節するための交流（ＡＣ）直列電圧レギュレータ。
10. 前記第１および第２のパワーインダクタが、所定の結合係数で結合され得、前記第３および第４のパワーインダクタが、所定の第２の結合係数で結合され得る、請求項９に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
11. 前記ＡＣ入力電源に接続される入力フィルタを備え、当該入力フィルタは、ＨＦスイッチングエネルギーが前記ＡＣ入力電源に戻ることを阻止するように、２つのコンデンサと２つのインダクタとを備える、請求項９に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
12. 前記ＡＣ出力電圧に対して滑らかに調節された電圧レベルを作り出すためにＨＦ電圧リップルを除去するための出力フィルタをさらに備え、前記出力フィルタが、２つのコンデンサと２つのインダクタとを備える、請求項９に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
13. 前記単極スイッチングデバイス用の前記スイッチ駆動信号が、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号である、請求項９に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
14. 単極スイッチングデバイスの各々が、１つまたは複数の電力半導体デバイスを備え、前記電力半導体デバイスが、単極ＭＯＳＦＥＴ電力半導体デバイス、シリコン制御整流器（ＳＣＲ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、ＴＲＩＡＣ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、またはＭＯＳＦＥＴトランジスタを備える、請求項９に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
15. 前記整流器の少なくとも１つは、能動整流器である、請求項１に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。
16. 前記単極スイッチングデバイスの少なくとも１つは、能動整流器を備える、請求項９に記載のＡＣ直列電圧レギュレータ。