CN105874701B - 高频串联交流调压器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种AC调压器，其利用高频串联电感器L3‑L6并使用与一个或多个整流器D1‑D8串联的单极半导体低损耗开关Q1‑Q8来调节输出AC电压电平，无论AC输入电压如何变化，该高频串联电感器L3‑L6仅处理总输出功率的一部分。

Description

高频串联交流调压器
优先权要求
本申请依据35U.S.C.§119要求以下申请的优先权:2013年12月10日提交的美国临时专利申请第61/913,932号、2013年12月10日提交的美国临时专利申请第61/913,934号、2013年12月10日提交的美国临时专利申请第61/913,935号、2014年6月3日提交的美国临时专利申请第62/006,900号、2014年6月3日提交的美国临时专利申请第62/006,901号和2014年6月3日提交的美国临时专利申请第62/006，906号，其公开的全部内容以引用方式并入本文。
技术领域
本发明一般涉及电力电子电路(power electronics)。具体地，本发明涉及用于调节交流(AC)电压的方法及电力电子电路(power electronics)，更具体地，涉及无论输入交流电压如何变化而将输出交流电压特别调节至所需的电平。
背景技术
交流调压器用于严密地控制并调节传递到与交流调压器的输出连接的负载的交流电压电平，无论在交流调压器的输入端的交流电压如何变化。
传统上，这已经通过各种低频(LF)(通常为50Hz或60Hz或其它频率)的电源磁结构来完成。在各种变压器和变压器配置中，这些结构通常以特定变压器电压抽头形式实现。然而，所有这些结构依赖于传统的交流切换器件，如，继电器或半导体器件，如，可控硅整流器(SCR)或作为反并联交流开关连接的门极可关断晶闸管(GTO)，三端双向可控硅开关元件(TRIAC)、交流开关，如，绝缘栅双极晶体管(IGBT)、金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和配置为交流开关的SCR，例如连接在整流器之间。这些交流开关由电子控制电路进行选择并激活以自动地切换所选择的磁性变压器结构抽头，继而调节变压器或变压器配置的匝数比以控制交流输出电压尽可能靠近所需的电平。
另一种调节输出交流电压的传统方法是使用由电气机械装置(如受控电机)驱动的电-机械调整的自耦变压器。在这种情况下电子控制检测输入电压且然后驱动电-机械装置以移动输出触点从而调整自耦变压器的匝数，继而设置正确的匝数比以固定输出交流电压为所需的电平。这些电-机械调节的自耦变压器装置也是低频磁性结构，通常为50Hz或60Hz，或其它频率，并且通常使用碳刷使电触点移动到自耦变压器绕组。然而，这些碳刷经历机械磨损，以致需要频繁的维护和更换。
一种更复杂的全电子版本再次利用低频电源变压器，通常为50Hz或60Hz，或其它频率，其串联连接在调压器的交流输入和交流输出之间。当输入交流电压电平发生变化时，交流调压器电子控制感测输入电压电平，且然后建立同相或反相交流电压差并加到变化的输入交流电压上或从其中减去，以维持输出交流电压在所需的设置电平。这种传统的方式，在其各种形式中，仍然使用低频电源频率变压器或低频磁性结构，通常为50Hz或60Hz，或其它频率。在一种配置中，电源电路(power electronics)产生低频电源频率以通过高频脉宽调制(HF PWM)装置校正输入交流电压，并且调整输入交流电源电压的此同相校正电压施加在低频变压器的初级，而低频变压器的次级串联连接在交流电源线的输入与输出之间。但仍然是在这些配置中使用的磁性结构，即使电力电子电路(power electronics)在更高的PWM频率下工作，最终交流波形仍然施加在低频串联变压器，通常为50Hz或60Hz，或其它频率，因此低频变压器或磁性结构仍然存在尺寸和重量方面的缺点。
在美国专利申请第14/525，230号(其公开的全部内容以引用方式并入本文)中公开的调压器还解决了传统设计在使用串联低电源频率、大而重的磁性结构方面的缺点。由于磁性装置的尺寸与其操作频率在很大程度上成反比，所以本发明将其作为中心设计参数来处理。14/525,230调压器的目的是实现独特的交流调压器拓扑结构，其仅利用显着降低这些磁性结构的尺寸、重量和成本的高频(例如1kHz至1000kHz)串联磁性结构。然而，14/525，230调压器使用了存在额外损失的双向交流开关。
发明内容
本文所公开的是对在美国专利申请第14/525，230号中所公开的交流降压-升压调压器的拓扑结构的改进的调压器拓扑结构。取代使用连接为交流开关的单极开关，本发明的一个实施方案将降压和升压部分中的交流电感器电流路径分为两个单极路径。在本实施方案中，在降压部分中，两个单极路径由连接为半桥分支的两个二极管(每个负责单极电流的传导)表示。一个半桥分支在一个方向上传导电流且另一个分支在相反方向上传导电流。由于对称原因，两个半桥分支上的电感器是具有相同匝数的耦合电感器。总输出电流(其具有传统降压变换器的波形)是两个分支的电流总和。电压调节(再次举降压部分为例)由常规脉宽调制(PWM)方法控制。交流输出电压与正向开关的占空比成线性比例。
如由拓扑结构开关和二极管方向所确定，交流输出电流被分为两个单极路径。在两个路径中建立了小循环电流，其是满载电流的一小部分且不会随负载电流增加而增加。输出电流过零附近的方向反转的瞬时脉动电流是由拓扑结构自动处理的循环电流脉动的总和。特定操作电压下的循环电流的量是脉宽调制(PWM)重叠期间和耦合电感器的漏电感的函数。
交流电流输出电流可相对于输入和输出电压成任何相位关系。因为这个原因，交流调节器拓扑结构能够在交流电压和电流周期的所有四个可能象限内操作。在无需中间直流环节的情况下，拓扑结构可处理任何功率因数和双向功率流。由于单个切换分支的内在单极本质。与半桥分支串联连接的二极管防止逆向导通。该拓扑结构无需准确的电压和电流极性检测来操作，简单的脉宽调制(PWM)关系使得该拓扑结构对于电源线电压和电流扰动具有非常强的可靠性。
附图说明
在下面参考附图更详细地描述本发明的实施方案，其中
图1a描绘了常规降压变换器的一个实施方案的电路图；
图1b描绘了常规升压变换器的一个实施方案的电路图；
图2a描绘了具有双向交流半导体的高频交流串联降压变换器的一个实施方案的电路图；
图2b描绘了具有双向交流半导体的高频交流串联升压变换器的一个实施方案的电路图；
图3描绘了高频交流串联降压-升压调压器的一个实施方案的电路图；
图4描绘了根据本发明的改进的高频交流串联降压-升压调压器的一个实施方案的电路图；
图5a描绘了根据本发明的改进的高频交流串联降压-升压调压器的输入交流电压去耦和感测、交流降压拓扑结构、负载和负载步进控制部分的一个实施方案的详细电路图；
图5b描绘了用于改进的高频交流串联降压-升压电压调节器的脉宽调制(PWM)和管理(housekeeping)部分的一个实施方案的详细电路图；
图5c描绘了用于改进的高频交流串联降压-升压电压调节器的电流感测部分的一个实施方案的详细电路图；和
图5d示出了根据本发明的改进的高频交流串联降压-升压调压器的示例性实施方案的输出电压和电流、降压和升压绕组电流的波形(PWM 40KHz,Vin＝270VAC RMS1，Vout＝232VAC RMS，50Hz，负载＝11.25Ohm)。
具体实施方式
在以下描述中，作为优选实例阐述了用于调节输出交流电压至所需的电平(无论输入交流电压如何变化)的方法、系统和仪器。本领域技术人员显而易见的是，在不脱离本发明的范围和精神的情况下可以作出修改，包括增设和/或替换。可省略具体细节以免模糊本发明；然而，本公开记载了为允许本领域技术人员在不需要过度实验的情况下实施本文中的教导。
图1a是具有串联高频电感器L1的常规非隔离的双开关直流-直流降压变换器。电容器C3是用以平滑切换电流脉冲的电荷存储电容器，电容器Cl和C2是高频旁路电容器，其根据电压源、操作频率和所使用的组件是可选的。图1b是具有串联高频电感器L2的常规非隔离的双开关直流-直流升压变换器。电容器C6是用以平滑切换电流脉冲的电荷存储电容器，电容器C4和C5是高频旁路电容器，其根据电压源、操作频率和所使用的组件是可选的。图1a和图1b是分别具有正电压输入和输出的直流-直流降压和升压变换器。应注意，本领域的任何普通技术人员都可构造分别具有负或正电压输入和输出的类似的直流-直流降压和升压变换器。
图2a是具有双向切换器件的交流降压变换器。图1a中的Ql和Q2被改变为图2a中的双向交流开关Q1和Q2。另外，在图2a中，图1a中的输出电解质电容器C3被改变为高频滤波交流电容器C4ο此外，加入高频滤波器组件以抑制和过滤输入和输出处的高频(例如1kHz-1，OOOKHz)开关频率。滤波电感L1和L2及滤波器旁路电容器Cl和C2在输入处，且滤波电感L4和L5及滤波旁路电容器C3和C4在输出处。电容器Cl和C4根据所使用的组件和操作频率是可选的。
在图2a中，电感L3是被设计为在高频(例如1kHz至1,OOOKHz)下操作的功率电感。由于交流切换器件Ql和Q2在通过模拟电路或具有DSP或微处理器信号处理的数字控制电路的电子控制下在高频(例如I kHz至1000K HZ)下切换，来自控制电子器件(controlelectronics)的输出采用由PWM调制的高频(例如I kHz至10OOKHZ)驱动交流半导体器件，在沿低频电源交流电压输入(通常为50Hz或60Hz，或其它频率)的每个高频开关周期，控制电子电路(control electronics)产生足以驱动交流开关Ql和Q2的特定脉冲宽度以与功率电感L3结合产生负差分电压，从而降低并调节沿输入交流电压的每个高频开关周期的输出电压为由内部控制参考设置的所需值。
例如，如果控制以25,000Hz的设计频率切换，则对于每40微秒，输入电源低频(通常为50Hz或60Hz，或其它频率)电压的幅值在该高频开关周期根据参考电压设定降低并减小。因此，对于每40微秒，电路使输入交流电压降压以调整并调节所需的设置输出交流电压。输入滤波器包括电容器Cl和C2以及滤波电感器L1和L2。输出滤波器包括电容器C3和C4以及滤波电感器L4和L5，或高频滤波元件的各种组合，其可用于过滤并旁路高频(如，在此示例性实方案中为25,OOOHz)下切换的交流双向半导体开关的高频开关频率。
图2b是具有双向切换器件的交流升压变换器。图1b中的Ql和Q2被改变为图2b中的双向交流开关Q3和Q4。另外，在图2b中，图1b中的输出单极电解质电容器C6被改变为高频滤波交流电容器C8。此外，添加了高频滤波器组件来抑制并过滤输入和输出处的高频(例如1kHz-1，000KHz)切换频率。滤波电感器L6和L7及滤波旁路电容器C5和C6在输入处，且滤波电感器L9和LlO及滤波旁路电容器C7和C8在输出处。电容器C5和C8根据所使用的组件和操作频率是可选的。
在图2b中，电感L8是被设计为在高频(例如1kHz至1,OOOKHz)下操作的功率电感。由于交流切换器件Q3和Q4是在通过模拟电路或(但通常是)具有DSP或微处理器信号处理的数字控制电路的电子控制下以高频(例如，1kHz至I，OOOKHz)切换，并且来自控制电路(control electronics)的输出采用由脉宽调制(PWM)的高频(例如，1kHz至1,OOOKHz)驱动交流半导体器件，并且于低频(通常为50Hz或60Hz，或其它频率)电源交流电压输入每个高频开关周期，控制电子电路(control electronics)产生适当脉宽以驱动交流开关Ql和Q2，与功率电感器L3结合产生正电压差，将输入交流电压调节至由参考电压设定的稳定输出电压。
例如，如果控制以25，000Hz的设计频率切换，则对于每40微秒，输入电源低频(通常为50Hz或60Hz，或其它频率)电压的幅值在该高频开关周期根据参考电压设定升高。因此，对于每40微秒，控制电路驱动半导体双向交流开关Q3和Q4及功率电感L8，使输入交流电压升高以调整并调节所需的设置输出交流电压。输入滤波器包括电容器C5和C6以及滤波电感L6和L7。输出滤波器包括电容器C7和C8以及滤波电感L9和LlO，或高频过滤器元件的各种组合，其可用于过滤并旁通在高频(如，在此示例性实施方案中为25，000Hz)下切换的交流双向半导体开关的高频开关频率。
本领域的任何普通技术人员可使用单个降压交流调压器部分(如图2a所示)作为串联交流降压调压器，或单个升压交流调压器部分(如图2b所示)作为串联交流升压调压器，或组合图2a的降压交流电压转换器与图2b的升压交流调压器以形成完整的高频交流调压器，示于图3中。
图3示出具备升压降压功能的交流输入电压的完整高频交流调压器的基本操作原理。例如，如果交流调压器的操作频率被选择为25KHz，则输入电压由电子模拟或数字控制感测并与内部参考比较，且然后交流双向开关在控制下被驱动以降低(减小)或升高(增加)交流输入电压。电压在每个低频(通常为50Hz或60Hz，或其它频率)电源电压周期以每40微秒周期调整，模拟或数字电子控制按照内置参考电压将交流输出电压调节至所需电平。这示于图3中，其中波形示出高频脉宽调制(PWM)降低或升高由滤波组件滤波以消除高频切换脉冲的输入交流电压和输出交流电压。
仍参考图3。与交流双向半导体开关Ql、Q2、Q3和Q4(这些开关由电子控制电路驱动以创建可增加或减小输入交流电压的独特拓扑结构)结合，该高频降压-升压交流调压器利用高频(例如1kHz-1,OOOKHz)功率电感L3和L4，来调节交流输出电压至设置的所需电平。因此以每个高频脉宽调制(PWM)周期(例如，25KHz下的40微秒的PWM间隔)，在高频开关控制下降低(减小)或升高(增加)输入电压，该高频开关控制对电源低频率(通常为50Hz或60Hz，或其它频率)的每个高频点为交流开关产生正确的脉宽调制(PWM)驱动信号，以针对控制电子器件(control electronics)中的所需的设置输出交流电压降低或升高并校正输入交流电压电平。另外，该高频串联降压-升压交流调压器仅须处理整个降压和升压电感器L3和L4之间的功率差(differential power)以将输入调节为输出交流电压，因此由于这种配置而使这比总输出功率的功率少得多。降压和升压电感仅须处理调整差分输入交流电压以调节输出交流电压为所需的设置电平所需的功率。
参考图4。图4中示出对图3所示的拓扑结构改进的调压器拓扑结构。取代使用连接为交流开关的单极开关，降压和升压部分中的交流电感电流路径被分为两个单极路径。在降压部分中，两个单极路径由连接为半桥分支的两个二极管(每个负责单极电流的传导)来表示。在图4所示的拓扑结构中，Q1/D1、Q2/D2和L3从左至右传导电流；同时，Q3/D3、Q4/D4和L4从右至左传导电流。由于对称原因，电感器L3和L4是具有相同匝数的耦合电感器。总输出电流(具有典型的降压转换器的波形)是L3和L4分支的电流的总和。电压调节(再次举降压部分为例)由常规脉宽调制(PWM)方法控制交流输出电压与正向开关Q1/D1和Q3/D3的占空比成线性比例。两个不同切换状态与常规降压转换器的切换状态相同:(I)正击状态(forward state):Q1/Dl和Q3/D3开，Q2/D2和Q4/D4关；(2)续流状态(freewheel state):Q1/D1和Q3/D3关，Q2/D2和Q4/D4开。在从正击至续流(forward to freewheel transition)和续流至正击(freewheel to forward transition)的切换状态过渡期间提供小量接通定时重叠(timing overlap)以为两个电感路径L3和L4提供电流连续性。
如由拓扑结构开关和二极管方向所确定，交流输出电流被分为两个单极路径。在L3和L4的路径中建立有小循环电流，这是满载电流的一小部分且不会随着负载电流的增加而增加。输出电流过零附近方向反转的瞬时脉动电流是由拓扑结构自动处理的循环电流脉动的总和。特定操作电压下的循环电流量是PWM重叠时间和耦合电感L3和L4的漏感的函数。
交流电流输出电流可相对于输入和输出电压成任何相位关系。由于这个原因，交流调节器的拓扑结构能够在交流电压和电流周期的所有四个可能象限内操作。在无需中间直流环节的情况下，拓扑结构可处理任何功率因数和双向功率流。
由于单个切换分支的内在单极本质。与半桥分支串联连接的二极管保证所有半桥支路免于击穿危险。该拓扑结构无需准确的电压和电流极性检测来操作，简单的脉宽调制(PWM)关系使得该拓扑结构对于电源线电压和电流扰动具有非常强的可靠性。使用沿L3、L4、L5和L6的电流感测点用于保护和管理目的(for protection and housekeepingpurpose)。
改进的交流降压-升压调压器采用与一个整流器串联的较低损耗单极开关。然而，功率电感需要分别对待。因此，参考图4，通过制作分别具有串联二极管:D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7和D8的单极半导体切换器件:Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7和Q8，图3中的功率电感L3和L4现在可被分成降压部分中的功率电感L3和L4和升压部分中的功率电感L5和L6，如图4所示。
对于输入交流电压，如果交流电压输入电平高于电子控制电路中的所需的设置交流参考电平，则降压部分将在低频(通常为50Hz或60Hz，或其它频率)频率电源交流输入电压的每40微秒周期(25KHz频率作为实例)减小电压，其中采用Ql和D1，以及Q2和D2与高频功率电感器L3处理交流正半周期；采用Q3和D3，和Q4和D4与功率电感器L4处理交流负半周期。
类似地，如果交流电压输入电平低于电子控制电路中的所需的设置交流参考电平，则升压部分将在低频(通常为50Hz或60Hz，或其它频率)频率电源交流输入电压的每40微秒周期(25KHz频率作为实例)增加电压，其中采用Q5和D5，以及Q6和D6与高频功率电感器L5处理交流正半周期；且采用Q7和D7，和Q8和D8与电感器L6处理交流负半周期。
随着在降压或升压输入交流电压处理中单独处理正和负半周期，正和负半周期被独立处理。因此，也不会有任何单极低损耗半导体开关造成破坏性击穿，这是由于每个半导体开关现在是仅与一个整流器串联的单独单极半导体器件。此外，该单极开关拓扑结构能够接受耦合电感器对L3/L4和L5/L6的宽耦合系数变化(在从接近于一(完全耦合)至零(无耦合)的范围内。有了这种灵活性，人们既可在同一电感器芯上缠绕两个绕组以节省空间，又可将耦合电感器对分成两个单个电感器以降低循环电流。
在图3中所示的交流开关拓扑结构中，这些双极交流半导体开关通常由单极半导体器件(如使用插入增加额外整流器功率损耗的全整流桥中的SCR、GTO、IGBT，或MOSFET)的组合创建，或使用高损耗交流双极器件(如TRIACS、背对背SCR或GT0)。
另一方面，本发明具有许多优点:非常可靠的降压-升压高频交流调压器，这是由于对于降低峰值电流不存在击穿、最小和非临界切换重叠定时的可能性，且使用与一个整流器串联的低损耗单极半导体开关(与传统的单独交流半导体开关相比减小了损耗)。模拟控制电路，或优选使用DSP或微处理器的数字电子控制电路被配置为处理所有的电压感测和半导体开关定时的控制。由于半导体器件击穿的破坏可能性被消除，控制电路开关重叠定时无需高度精准控制。因此，本发明提出了非常可靠的改进的高频交流调压器。
为了展示本发明的基本原理，本文档中描述的电路被简化，其中在电压减小的降压配置中，或交流电压增加的升压配置中，其利用与一个整流器串联的单极半导体开关，且输入交流电压的正和负周期由其自己的功率电感器单独处理。本领域的任何普通技术人员应显而易见的是，能够由IGBT、FET、SCR、GT0，或任何配置中的任何这样的器件代替与一个整流器串联的单极半导体开关(如图4所述)以实现相同的单极切换性能。单极切换器件的一些配置可改变以便于从电子控制电路进行驱动连接。
例如，在图4中，参考每个都与整流器Dl和D2串联耦合的单极半导体切换器件Ql和Q2，两个单极切换半导体器件Ql和Q2可连接至功率电感器L3的公共点，其中整流器Dl和D2分别连接至相线(line)和地。这个或其它类似配置可应用于每个切换元件，但基本上实现相同效果(这是与整流器串联的单极切换半导体器件的效果)。可使用串联的附加整流器，尽管损耗会较高。另外，如图4所示的降压交流调压器部分可用作独立的串联交流降压调压器；且如图4所示的升压交流调压器可用作独立的串联交流升压调压器。在不脱离本发明的范围和精神的情况下，本领域的任何普通技术人员可应用本文所述的发明原理至任何多相交流系统，如三相电气系统。
本文公开的实施方案可使用通用或专用计算装置、计算机处理器、微控制器或电子电路来实施(包括但不限于数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)以及根据本发明的教导被配置成或被编程的其它可编程逻辑装置)。在通用或专用计算装置、计算机处理器或可编程逻辑装置中运行的计算机指令或软件代码可由软件或电子领域的普通技术人员基于本发明的教导而容易地制备。
已经针对说明和描述的目的提供了本发明的上述描述。它并非旨在穷举性的或限制本发明为公开的精确形式。许多修改和变型对于本领域技术人员来说是显而易见的。
选择并描述这些实施方案以便最好地解释本发明的原理及其实际应用，从而使本领域的其他技术人员理解本发明的各种实施方案以及用适于预期的特定用途的多种修改来理解本发明。意图是本发明的范围由以下权利要求书及其等效项限定。

Claims (16)

1.一种交流串联调压器，用于调节交流输出电源的交流输出电压，其特征在于，所述交流串联调压器包括：
用于降低交流输入电源的交流输入电压的交流高频串联电压降压电源调控器拓扑结构(series voltage buck power regulator topology)，其包括：
第一单极路径，其包括：
第一半桥，其包括第一和第二整流器，所述第一和第二整流器分别与第一和第二独立可控单极开关串联连接，和
第一功率电感器；
第二单极路径，其包括：
第二半桥，其包括第三和第四整流器，所述第三和第四整流器分别与第三和第四独立可控单极开关串联连接，和
第二功率电感器；和
用于升高所述交流输入电压的交流高频串联电压升压电源调控器拓扑结构，其包括：
第三单极路径，其包括：
第三半桥，其包括第五和第六整流器，所述第五和第六整流器分别与第五和第六独立可控单极开关串联连接，和
第三功率电感器；
第四单极路径，其包括：
第四半桥，其包括第七和第八整流器，所述第七和第八整流器分别与第七和第八独立可控单极开关串联连接，和
第四功率电感器；和
控制电路，其用于接收所述交流输入电压、交流参考电压，和交流输出电压，并产生用于所述单极开关的开关驱动信号；
其中，在消除任何功率路径“击穿”的任何一个时间，在所述交流高频串联电压升压电源调控器拓扑结构或所述交流高频串联电压降压电源调控器拓扑结构中，分离地且独立地处理正和负半周期的交流输入电压。
2.根据权利要求1所述的交流串联调压器，其特征在于，所述第一和第二功率电感器以第一预定耦合系数相耦合，且所述第三和第四功率电感器以第二预定耦合系数相耦合。
3.根据权利要求1所述的交流串联调压器，其特征在于，所述交流高频串联电压升压电源调控器拓扑结构或所述交流高频串联电压降压调控器拓扑结构功能被关闭(inactivated)。
4.根据权利要求1所述的交流串联调压器，其特征在于，还包括输入滤波器，所述输入滤波器用于消除回传至所述交流输入电源的高频切换能量；其中，所述输入滤波器包括两个电容器和两个电感器。
5.根据权利要求1所述的交流串联调压器，其特征在于，还包括输出滤波器，所述输出滤波器用于平均高频电压脉动以创建用于所述交流输出电压的平滑的已调节的电压电平；其中，所述输出滤波器包括两个电容器和两个电感器。
6.根据权利要求1所述的交流串联调压器，其特征在于，还包括电流变换器(currenttransformer)，所述电流变换器用于产生输出电流测量信号到所述控制电路以实现过电流保护。
7.根据权利要求1所述的交流串联调压器，其特征在于，用于所述单极开关的开关驱动信号是脉冲宽度调制(PWM)控制信号。
8.根据权利要求1所述的交流串联调压器，其特征在于，每个单极开关包括一个或多个功率半导体器件。
9.根据权利要求8所述的交流串联调压器，其特征在于，所述一个或多个功率半导体器件为可控硅整流器(SCR)、门极可关断晶闸管(GTO)、双向可控硅(TRIAC)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、或金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
10.一种交流串联调压器，用于调节交流输出电源的交流输出电压，其特征在于，所述交流串联调压器包括：
用于降低交流输入电源的交流输入电压的交流高频串联电压降压电源调控器拓扑结构(series voltage buck power regulator topology)，其包括：
第一单极路径，其包括：
第一半桥，其包括第一和第二单极开关器件，和
第一功率电感器；
第二单极路径，其包括：
第二半桥，其包括第三和第四单极开关器件，和
第二功率电感器；和
用于升高所述交流输入电压的交流高频串联电压升压电源调控器拓扑结构，其包括：
第三单极路径，其包括：
第三半桥，其包括第五和第六单极开关器件，和
第三功率电感器；
第四单极路径，其包括：
第四半桥，其包括第七和第八单极开关器件，和
第四功率电感器；和
控制电路，其用于接收所述交流输入电压、交流参考电压，和所述交流输出电压，并产生用于所述单极开关器件的开关驱动信号；
其中，在消除任何功率路径“击穿”的任何一个时间，在所述交流高频串联电压升压电源调控器拓扑结构或所述交流高频串联电压降压电源调控器拓扑结构中，分离地且独立地处理正和负半周期的交流输入电压。
11.根据权利要求10所述的交流串联调压器，其特征在于，所述第一和第二功率电感器以预定耦合系数相耦合；其中，所述第三和第四功率电感器以第二预定耦合系数相耦合。
12.根据权利要求10所述的交流串联调压器，其特征在于，还包括输入滤波器，所述输入滤波器用于消除回传至所述交流输入电源的高频切换能量；其中，所述输入滤波器包括两个电容器和两个电感器。
13.根据权利要求10所述的交流串联调压器，其特征在于，还包括输出滤波器，所述输出滤波器用于平均高频电压脉动以创建用于所述交流输出电压的平滑的已调节的电压电平；其中，所述输出滤波器包括两个电容器和两个电感器。
14.根据权利要求10所述的交流串联调压器，其特征在于，用于所述单极开关的开关驱动信号是脉冲宽度调制(PWM)控制信号。
15.根据权利要求10所述的交流串联调压器，其特征在于，每个单极开关器件包括一个或多个功率半导体器件。
16.根据权利要求15所述的交流串联调压器，其特征在于，所述一个或多个功率半导体器件为可控硅整流器(SCR)、门极可关断晶闸管(GTO)、双向可控硅(TRIAC)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、或金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
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