JP3902030B2 - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、双方向の電流をオン，オフすることができる半導体双方向スイッチを用いた電力変換装置の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６に、自己消弧形半導体素子とダイオードを逆並列に接続した半導体スイッチ２個（１と２，３と４、１〜４を以下単にスイッチともいう）を逆直列に接続して構成される半導体双方向スイッチ（以下、単に双方向スイッチとも呼ぶ）９，１０を用いた単相降圧形交流チョッパ回路の例を示す。
図１６の単相降圧形交流チョッパ回路では、双方向スイッチ9と１０を交互にオン，オフすることで、負荷電圧（図１６の場合、抵抗１５とリアクトル１８の直列回路に印加される電圧）を電源電圧１３よりも低い電圧に調整でき、その負荷電圧値は２つの双方向スイッチ９，１０のオン，オフ比で決定される。
【０００３】
図１８は、降圧形交流チョッパ回路の従来の双方向スイッチ制御方法を説明する説明図で（図中Ｈがオン、Ｌはオフを示す）、スイッチ１とスイッチ２、スイッチ３とスイッチ４を組にして同時にオン，オフすることにより、双方向スイッチ９，１０を交互にオン，オフさせている。また、交流電源１３の短絡を防止するため、双方向スイッチ９，１０が同時にオフとなる期間（図１８の符号Ａ参照）を設けるようにしている。
【０００４】
図１７に、昇圧形交流チョッパ回路の従来例を示す。
図示のように、交流電源１３に対し、双方向スイッチ９，１０、抵抗１５、リアクトル１８、昇圧リアクトル２１およびコンデンサ２２等を接続して構成される。この回路では、２つの双方向スイッチ９，１０を交互にオン，オフさせることで、負荷電圧（抵抗１５とリアクトル１８の直列回路に印加される電圧）を電源１３の電圧より高い電圧に調整でき、その負荷電圧値は、２つの双方向スイッチ９，１０のオン，オフ比で決定される。
その動作は、図１８に示す図１６の場合と殆ど同様で、図１８の符号Ａで示される期間は、コンデンサ２２の短絡を防止するために設けられる。
【０００５】
ここで、降圧形チョッパ回路の場合は、２つの双方向スイッチが同時にオフすると、負荷リアクトル１８に蓄積された誘導性エネルギーの径路が断たれ、また、昇圧形チョッパ回路の場合は、昇圧リアクトル２１に蓄積されたエネルギーの径路が断たれることになり、双方向スイッチ９または１０にスパイク電圧が発生し、双方向スイッチが破壊するおそれがある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、従来は、双方向スイッチに発生するスパイク電圧を抑制するために、例えば図１９に示すようなダイオード２８〜３１およびコンデンサ２７からなる交流スナバ回路を双方向スイッチと並列に接続するとともに、交流スナバ回路のコンデンサに蓄積されたエネルギーを処理するため、コンデンサと並列に抵抗を接続したり、または、エネルギーを電源に回生するため、半導体スイッチにより構成されるインバータ回路をコンデンサと並列に接続するなどしており、その結果、装置が大形化し高価になると言う問題がある。
したがって、この発明の課題は、双方向スイッチに発生するスパイク電圧を小型な装置で低コストに抑制可能とすることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、第１，第２の半導体スイッチの逆直列回路からなる第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列に交流電圧源を接続し、第２の半導体双方向スイッチと並列に負荷回路を接続して構成するか、または、第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列にコンデンサおよび負荷回路を接続し、第１の半導体双方向スイッチをリアクトルを介して交流電圧源に接続して構成した電力変換装置において、
前記負荷または電源の電流極性が第１の極性のときは、前記第１の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフし、前記第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンする第１の期間、第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンする第２の期間、第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフする第３の期間を設け、
負荷または電源の電流極性が第２の極性のときは、第１の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフし、第２の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンする第４の期間、第１の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンする第５の期間、第１の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフする第６の期間を設けることを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明では、第１，第２の半導体スイッチの逆直列回路からなる第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列に交流電圧源を接続し、第２の半導体双方向スイッチと並列に負荷回路を接続して構成するか、または、第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列にコンデンサおよび負荷回路を接続し、第１の半導体双方向スイッチをリアクトルを介して交流電圧源に接続して構成した電力変換装置において、
前記負荷または電源の電流極性が第１の極性のときは、前記第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチと前記第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチを交互にオン，オフし、かつ、２つの半導体双方向スイッチのオン，オフが切り替わるときに、２つの半導体スイッチが同時にオンする期間を設け、
負荷または電源の電流極性が第２の極性のときは、第１の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチと第２の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチを交互にオン，オフし、かつ、２つの半導体双方向スイッチのオン，オフが切り替わるときに、２つの半導体スイッチが同時にオンする期間を設けることを特徴とする。
【０００９】
請求項１または２の発明においては、前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源電圧極性を検出し、検出された電源電圧極性と負荷または電源電流極性との関係から、各半導体スイッチの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記変調率信号に加算してオン，オフさせることができる（請求項３の発明）。
【００１０】
請求項１または２の発明においては、前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧極性と負荷または電源電流極性との関係が、同極性の場合には負の補正量とし、異極性の場合には正の補正量とし、前記変調率信号にそれぞれ加算してオン，オフさせることができる（請求項４の発明）。
【００１１】
請求項１または２の発明においては、前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧極性と負荷または電源電流極性との関係が同極性の場合にのみ負の補正量として、前記変調率信号に加算してオン，オフさせることができる（請求項５の発明）。
【００１２】
請求項１または２の発明においては、前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧極性と負荷または電源電流極性との関係が異極性の場合にのみ正の補正量として、前記変調率信号に加算してオン，オフさせることができる（請求項６の発明）。
【００１３】
請求項１〜６のいずれかの発明においては、前記負荷または電源電流の極性判別を、入力電源と負荷がつながっている期間および還流期間中に行ない、前記期間外は前記判別結果を保持することができる（請求項７の発明）。この請求項７の発明においては、前記負荷または電源電流の極性判別結果を保持するのは、転流開始から一定期間とすることができ（請求項８の発明）、または、前記負荷または電源電流の極性判別結果を保持するのは、転流開始から完了までの期間とすることができる（請求項９の発明）。
【００１４】
【発明の実施の形態】
［実施形態１］
図１はこの発明の第１の実施の形態を説明するための説明図で、図１６に示す単相降圧形交流チョッパ回路の２つの双方向スイッチの制御方法を説明するものである（図中のＨはオン、Ｌはオフを示す）。図１からも明らかなように、双方向スイッチ９と双方向スイッチ１０を交互にオン，オフさせる点は従来と同じであるが、負荷または電源に流れる電流の極性に応じて、双方向スイッチ９と双方向スイッチ１０のオン，オフが切り替わる瞬間に、双方向スイッチを構成するスイッチ１〜４を個別にオン，オフさせる点で従来と異なっている。
【００１５】
具体的には、負荷電流の極性が正の場合（図１６の矢印の向きを正とする）には、図１（ａ）に示すようにスイッチ３のみオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ａの期間参照）、スイッチ２とスイッチ３がオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ｂの期間参照）、スイッチ２のみオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ｃの期間参照）を設ける。
一方、負荷電流の極性が負の場合には、図１（ｂ）に示すようにスイッチ４のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｄの期間参照）、スイッチ１とスイッチ４がオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｅの期間参照）、スイッチ１のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｆの期間参照）を設ける。
【００１６】
図３は単相降圧形交流チョッパ回路において、負荷電流の極性が正の場合における電流径路を説明するもので、図３（ａ）は図１の期間Ａ（還流期間）に、同（ｂ）は図１の期間Ｂ（転流期間）に、同（ｃ）は図１の期間Ｃ（入力電源に負荷がつながっている期間）にそれぞれ対応する。
つまり、この発明による制御方法を適用することで、負荷リアクトル１８に蓄積された誘導性エネルギーの径路を常に確保しつつ、電源１３の極性が正負いずれの場合においても、電源短絡が生じないように双方向スイッチ９と１０のオン，オフを切り替えることが可能となる。なお、電流極性が負の場合の電流径路も上記と同様なので、説明は省略する。
【００１７】
また、この発明は、図１７に示す単相昇圧形交流チョッパ回路の制御にも適用することができる。
すなわち、電源電流の極性が正の場合（図１７の矢印の向きを正とする）には、図１（ａ）に示すようにスイッチ３のみオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ａの期間参照）、スイッチ２とスイッチ３がオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ｂの期間参照）、スイッチ２のみオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ｃの期間参照）を設ける。
一方、電源電流の極性が負の場合には、図１（ｂ）に示すようにスイッチ４のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｄの期間参照）、スイッチ１とスイッチ４がオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｅの期間参照）、スイッチ１のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｆの期間参照）を設ける。
【００１８】
図４は単相昇圧形交流チョッパ回路において、電源電流の極性が正の場合における電流径路を示すもので、図４（ａ）は図１の期間Ａ（入力電源に負荷がつながっている期間）に、同（ｂ）は図１の期間Ｂ（転流期間）に、同（ｃ）は期間Ｃ（還流期間）にそれぞれ対応する。
この発明を適用することにより、昇圧リアクトル２１に蓄積される誘導性エネルギーの径路を常に確保しつつ、コンデンサ２２の極性が正負いずれの場合においても、コンデンサ２２の短絡が生じないように、双方向スイッチ９と１０のオン，オフを切り替えることが可能となる。なお、負荷電流の極性が負の場合の電流径路についても、上記と同様なので説明は省略する。
図１の如き制御方法は、図５に示す三相降圧形交流チョッパ回路や、図６に示す三相昇圧形交流チョッパ回路に対しても、上記と同様にして適用することができる。
【００１９】
［実施形態２］
図２はこの発明の第２の実施の形態を説明するための説明図で、図１６に示す単相降圧形交流チョッパ回路の２つの双方向スイッチの、別の制御方法を説明するものである（図中のＨはオン、Ｌはオフを示す）。
すなわち、負荷電流の極性が正の場合においては図２（ａ）に示すように、スイッチ２とスイッチ３を一定の同時オン期間（図２（ａ）の期間Ｂ’参照）を設けつつ交互にオン，オフさせ、スイッチ１とスイッチ４はオフ状態を保持させる。また、負荷電流の極性が負の場合には図２（ｂ）に示すように、スイッチ１とスイッチ４を一定の同時オン期間（図２（ｂ）の期間Ｅ’参照）を設けつつ交互にオン，オフさせ、スイッチ２とスイッチ３はオフ状態を保持させる。この場合の動作は図１の場合と同様になるので、説明は省略する。
【００２０】
この発明は、図１７に示す単相昇圧形交流チョッパ回路に対しても適用することができる。
電源電流の極性が正の場合においては図２（ａ）に示すように、スイッチ２とスイッチ３を一定の同時オン期間（図２（ａ）の期間Ｂ’参照）を設けつつ交互にオン，オフさせ、スイッチ１とスイッチ４はオフ状態を保持させる。また、電源電流の極性が負の場合には図２（ｂ）に示すように、スイッチ１とスイッチ４を一定の同時オン期間（図２（ｂ）の期間Ｅ’参照）を設けつつ交互にオン，オフさせ、スイッチ２とスイッチ３はオフ状態を保持させる。この場合の動作は図１の場合と同様になるので、説明は省略する。
なお、図２の如き制御方法は、図５に示す三相降圧形交流チョッパ回路や、図６に示す三相昇圧形交流チョッパ回路に対しても、上記と同様にして適用することができる。
【００２１】
以上のようにして、双方向スイッチに発生するスパイク電圧を、スナバ回路を用いることなく抑制することができる。
ところで、以上のようなパルスパターンでスイッチをオン，オフさせるための制御部の一般的な例を図２０に示す。
すなわち、ＰＷＭ（パルス幅変調）回路３５で変調率指令信号λ＊と搬送波信号ＣＡとを比較して、例えば双方向スイッチ９の信号を作り、これを原信号として負荷または電源電流極性毎のスイッチ１〜４の点弧信号パターンを生成し、極性判別回路３９からの信号に応じて正極性または負極性の信号を発生させるものである。なお、符号３６は正極性パルス生成回路、３７は負極性パルス生成回路、３８は切替回路である。
【００２２】
このようなパルスパターンで降圧チョッパにより負荷側に電圧を発生させようとする場合、変調率指令信号をλ＊、切替ステップ時間（図１のＡ〜Ｆの各期間時間：転流ステップ時間とも言う）をτ、搬送波信号（キャリア）の周期をＴとすると、変調率指令信号λ＊に対する実際の変調率λは、下記のようになる。
負荷または電源電流極性と電源電圧極性が同極性の場合
λ＝λ＊＋（τ／Ｔ）
負荷または電源電流極性と電源電圧極性が異極性の場合
λ＝λ＊−（τ／Ｔ）
【００２３】
その結果、電源電圧と負荷または電源電流の極性が変化する時点で、負荷端の電圧波形に歪みが発生する。一例として、図８に単相交流チョッパに遅れ力率負荷を接続した場合の負荷端電圧（平均電圧波形）ＶLを示すが、例えば変調率０．５の指令電圧に対して、電源電圧と負荷または電源電流の極性が異極性の場合には負荷電圧が低くなり、同極性の場合には負荷電圧が高くなる。
図９に図１の如きパルスパターンに対する転流タイミングを示す。
同図から、電流極性が同じであれば転流パルスパターンは同じであるが、実際に転流するタイミングは電源電圧極性により変化する。具体的には、
負荷または電源電流の極性と電源電圧の極性が同極性の場合には、
λ＊（原信号）に対して、＋τ（転流ステップ時間）が加算され、
負荷または電源電流の極性と電源電圧の極性が異極性の場合には、−τが加算される。なお、図９のＳＷ１〜ＳＷ４はスイッチ１〜４を示す。
【００２４】
［実施形態３］
以上のように、図１，２で説明したようなパルスパターンによりスイッチをオン，オフさせると、電源電圧と負荷または電源電流の極性が変化する時点で、負荷端の電圧波形に歪みが発生するので、この発明ではさらにこれを無くすようにする。図７にその制御ブロック例を示す。
これは、図２０に対し電源電圧極性判別回路４１、判別回路４１の出力である電源電圧極性判別信号と負荷または電源電流の極性との極性比較回路４２、その出力に基づいて変調率指令λ＊に補正をかける補正回路（切替回路４３および加算回路４０等参照）等を付加して構成される。
【００２５】
極性比較回路４２には極性判別回路３９，４１の各出力が与えられ、ここで電源電圧極性と負荷または電源電流の極性が同極性か異極性かが判別される。補正回路は、極性比較回路４２からの判別信号に基づいて変調率指令λ＊に補正信号を加算する。すなわち、判別の結果が同極性であれば加算回路４０には負の補正量−Δλを、異極性であれば正の補正量＋Δλをそれぞれ印加する。印加する補正量Δλは、転流ステップ時間をτ、搬送波の周期をＴとすると、Δλ＝τ／Ｔである。この場合の補正信号波形例を図８（ａ）に示す。
こうすることで、転流タイミングのずれに起因する負荷端への電源電圧印加時間が補正され、変調率指令λ＊どおりの負荷端電圧が発生し、電圧波形歪みを無くすことができる。
【００２６】
上記では、電源電圧極性と負荷または電源電流の極性が同極性，異極性の各場合に応じて補正したが、電源電圧極性と負荷または電源電流の極性が異極性の場合にのみ、正の補正をかけることができる。この場合の補正量＋Δλは２τ／Ｔで、負の補正量は零とする。
こうすることで、負荷端電圧は同極性時の電圧波形側に補正される形で、負荷端電圧の歪みが補正されることになる。図８（ｂ）にこのときの補正信号波形例を示す。
また、電源電圧極性と負荷または電源電流の極性が同極性の場合にのみ、負の補正をかけることもできる。この場合の補正量＋Δλは零とし、負の補正量−Δλを−２τ／Ｔとする。
こうすることで、負荷端電圧は異極性時の電圧波形側に補正される形で、負荷端電圧の歪みが補正されることになる。図８（ｃ）にこのときの補正信号波形例を示す。
【００２７】
ところで、各スイッチをオン，オフさせるパルスパターンを切り替えるため、図２０のような回路で負荷電流極性を判別する場合、図１に示すＡ，ＢまたはＤ〜Ｆの期間（転流期間）で電流極性が切り替わると、各スイッチが同持に（または短いデッドタイムＴｄで）切り替わるため、電源短絡が発生すると言う不都合がある。図２１に、転流期間中に電流極性信号が切り替わったときの各点弧信号を示す。
通常、各点弧信号は設定した切替（転流）ステップ時間τ（デッドタイムＴｄに相当）をもって切り替わるが、転流期間中に上記極性信号が切り替わると、下記のようにデッドタイムＴｄが減少してしまう。
【００２８】
１）図２１（ａ），（ｃ）に示すように、期間Ｘ，Ｚでは切替（転流）ステップ時間がτ以下となる。
２）図２１（ｂ）に示すように、期間Ｙでは切替（転流）ステップ時間がゼロとなる。
この結果、各スイッチのターンオンやターンオフの期間に電源が短絡状態になり、過大な電流が発生することになる。この発明はこれまでのものに、さらに上記のような原因によって発生する電源短絡状態を防止する制御方法についても、以下のように提案するものである。
【００２９】
〔実施形態４〕
図１０〜１３に上記のような観点にもとづく実施形態を示し、図１４，１５にその動作波形を示す。なお、図１０〜１３は図２０に示すものに対し、それぞれ点線で示す回路を付加して構成される。
すなわち、図１０では図２０に対し極性判別回路３９、信号保持用サンプルホールド（ＳＨ）回路４３、モノステーブル回路（単に、モノステとも言う）４４Ａ，４４Ｂ、ノットゲート４７およびオアゲート４８等が付加されている。モノステ４４Ａは、図７のＰＷＭ回路３５の出力である原信号（図１４▲１▼参照）の立ち上がりから一定時間Ｔのパルス信号（図１４▲２▼参照）を、また、モノステ４４Ｂは原信号の反転信号の立ち上がり（換言すれば原信号の立ち下がり）から一定時間Ｔのパルス信号（図１４▲３▼参照）をそれぞれ出力する。この一定時間Ｔは、ここでは転流ステップ完了までの時間（３τ：図１４参照）より長いが、最小でも３τ以下とはならないようにする。
【００３０】
モノステ４４Ａ，４４Ｂの出力はオアゲート４８でその論理和がとられ、信号保持用ＳＨ回路４５に保持指令として与えられる（図１４▲４▼参照）。これにより、負荷電流の極性判別結果が図１４▲６▼のように保持されることになる。なお、図１４▲５▼は負荷電流波形を示し、図１４▲７▼は切替回路３８の信号を示す。
図１１に図１０の変形例を示す。
図１０では負荷電流の極性を回路３９で判別して、その結果をＳＨ回路４５で保持したが、ここでは、負荷電流信号をＳＨ回路４５で保持した後に、回路３９で極性判別を行なう点が異なるだけで、極性信号を一定時間保持する点では基本的に同じと言える。
【００３１】
図１０，図１１ではモノステ４４Ａ，４４Ｂで保持期間を決めているが、図１２，図１３では排他的ＯＲゲート（ＥＸ−ＯＲゲート）４９，排他的ＮＯＲゲート（ＥＸ−ＮＯＲゲート）５０およびオアゲート４８からなる保持指令発生回路４６により保持期間を決めるようにしている。すなわち、図１５に示すように、ＥＸ−ＯＲゲート４９では原信号とスイッチ１の信号とのＥＸ−ＯＲを取った▲２▼のような信号、ＥＸ−ＮＯＲゲート５０では原信号とスイッチ１の信号とのＥＸ−ＮＯＲを取った▲３▼のような信号がそれぞれ得られ、結果として▲４▼に示すような保持指令が得られる。図１２，図１３の場合も極性信号を一定時間保持する点では実質的に同じであり、その期間が図１０，図１１の場合と若干異なっている程度と言える。なお、図１５では図示を省略しているが、負荷電流検出信号や負荷電流極性信号の波形は図１４と同様である。
【００３２】
以上のことから、図１０〜図１３の例は、入力電源と負荷がつながっている期間および還流期間中に、負荷または電源電流の極性判別を行ない、それ以外の期間はその判別結果を保持する方式と言うことができる。なお、図７、図１０〜図１３では、専ら降圧チョッパを制御するために負荷電流に着目しているが、昇圧チョッパの場合は電源電流にもとづき制御することになるのは言うまでも無い。
【００３３】
【発明の効果】
この発明によれば、交流変換回路を構成する双方向スイッチを、電流の径路を確保しつつ電圧源短絡が生じないように制御するようにしたので、従来必要不可欠であったスナバ回路を省略できることから、小型，低コスト化が可能となる利点が得られる。
また、電源電圧極性と負荷または電源電流の極性に応じて変調率指令を補正するようにしたので、実際の電圧波形（平均電圧波形）の極性切り替わり時の歪みを補正することが可能となる。
さらに、負荷電流または電源電流の極性を保持するようにしたので、転流期間中に極性に応じて切り替わる切替スイッチが切り替わることもなく、降圧チョッパ動作における電源の短絡状態や、昇圧チョッパ動作における電圧源の短絡状態を防止することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態説明図である。
【図２】この発明の別の実施の形態説明図である。
【図３】単相降圧形交流チョッパで負荷電流の極性が正の場合の電流径路説明図である。
【図４】単相昇圧形交流チョッパで電源電流の極性が正の場合の電流径路説明図である。
【図５】三相降圧形交流チョッパの例を示す回路図である。
【図６】三相昇圧形交流チョッパの例を示す回路図である。
【図７】この発明によるスイッチ制御部の構成例を示すブロック図である。
【図８】図７および従来のスイッチ制御部の動作説明図である。
【図９】図１のスイッチオン，オフパターンに対する転流タイミング説明図である。
【図１０】この発明の他の実施形態を示す構成図である。
【図１１】図１０の第１変形例を示す構成図である。
【図１２】この発明のさらに他の実施形態を示す構成図である。
【図１３】図１２の変形例を示す構成図である。
【図１４】図１０，図１１の動作説明図である。
【図１５】図１２，図１３の動作説明図である。
【図１６】単相降圧形交流チョッパの従来例を示す回路図である。
【図１７】単相昇圧形交流チョッパの従来例を示す回路図である。
【図１８】図１６，図１８の制御方法を説明する波形図である。
【図１９】交流スナバ回路例を示す回路図である。
【図２０】スイッチ制御部の一般的な構成例を示すブロック図である。
【図２１】転流期間中に電流極性判別信号が切り替わった場合の各点弧信号を示す波形図である。
【符号の説明】
１〜８…半導体スイッチ（スイッチ）、９〜１２…半導体双方向スイッチ（双方向スイッチ）、１３…単相交流電源、１４…三相交流電源、１５〜１７…負荷抵抗、１８〜２０…負荷リアクトル、２１〜２３…昇圧リアクトル、２４〜２７…コンデンサ、２８〜３１…ダイオード、３５…ＰＷＭ（パルス幅変調）回路、３６…正極性パルス生成回路、３７…負極性パルス生成回路、３８，４３…切替回路、３９，４１…極性判別回路、４０…加算回路、４２…極性比較回路、４４Ａ，４４Ｂ…モノステーブル回路（モノステ）、４５…信号保持用サンプルホールド（ＳＨ）回路、４６…保持指令発生回路、４７…ノットゲート、４８…オアゲート、４９…ＥＸ−ＯＲゲート、５０…ＥＸ−ＮＯＲゲート、ＣＡ…搬送波、ＶS…電源電圧、ＶL…負荷端電圧、ＩL…負荷電流。
【発明の属する技術分野】
この発明は、双方向の電流をオン，オフすることができる半導体双方向スイッチを用いた電力変換装置の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６に、自己消弧形半導体素子とダイオードを逆並列に接続した半導体スイッチ２個（１と２，３と４、１〜４を以下単にスイッチともいう）を逆直列に接続して構成される半導体双方向スイッチ（以下、単に双方向スイッチとも呼ぶ）９，１０を用いた単相降圧形交流チョッパ回路の例を示す。
図１６の単相降圧形交流チョッパ回路では、双方向スイッチ9と１０を交互にオン，オフすることで、負荷電圧（図１６の場合、抵抗１５とリアクトル１８の直列回路に印加される電圧）を電源電圧１３よりも低い電圧に調整でき、その負荷電圧値は２つの双方向スイッチ９，１０のオン，オフ比で決定される。
【０００３】
図１８は、降圧形交流チョッパ回路の従来の双方向スイッチ制御方法を説明する説明図で（図中Ｈがオン、Ｌはオフを示す）、スイッチ１とスイッチ２、スイッチ３とスイッチ４を組にして同時にオン，オフすることにより、双方向スイッチ９，１０を交互にオン，オフさせている。また、交流電源１３の短絡を防止するため、双方向スイッチ９，１０が同時にオフとなる期間（図１８の符号Ａ参照）を設けるようにしている。
【０００４】
図１７に、昇圧形交流チョッパ回路の従来例を示す。
図示のように、交流電源１３に対し、双方向スイッチ９，１０、抵抗１５、リアクトル１８、昇圧リアクトル２１およびコンデンサ２２等を接続して構成される。この回路では、２つの双方向スイッチ９，１０を交互にオン，オフさせることで、負荷電圧（抵抗１５とリアクトル１８の直列回路に印加される電圧）を電源１３の電圧より高い電圧に調整でき、その負荷電圧値は、２つの双方向スイッチ９，１０のオン，オフ比で決定される。
その動作は、図１８に示す図１６の場合と殆ど同様で、図１８の符号Ａで示される期間は、コンデンサ２２の短絡を防止するために設けられる。
【０００５】
ここで、降圧形チョッパ回路の場合は、２つの双方向スイッチが同時にオフすると、負荷リアクトル１８に蓄積された誘導性エネルギーの径路が断たれ、また、昇圧形チョッパ回路の場合は、昇圧リアクトル２１に蓄積されたエネルギーの径路が断たれることになり、双方向スイッチ９または１０にスパイク電圧が発生し、双方向スイッチが破壊するおそれがある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、従来は、双方向スイッチに発生するスパイク電圧を抑制するために、例えば図１９に示すようなダイオード２８〜３１およびコンデンサ２７からなる交流スナバ回路を双方向スイッチと並列に接続するとともに、交流スナバ回路のコンデンサに蓄積されたエネルギーを処理するため、コンデンサと並列に抵抗を接続したり、または、エネルギーを電源に回生するため、半導体スイッチにより構成されるインバータ回路をコンデンサと並列に接続するなどしており、その結果、装置が大形化し高価になると言う問題がある。
したがって、この発明の課題は、双方向スイッチに発生するスパイク電圧を小型な装置で低コストに抑制可能とすることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、第１，第２の半導体スイッチの逆直列回路からなる第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列に交流電圧源を接続し、第２の半導体双方向スイッチと並列に負荷回路を接続して構成するか、または、第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列にコンデンサおよび負荷回路を接続し、第１の半導体双方向スイッチをリアクトルを介して交流電圧源に接続して構成した電力変換装置において、
前記負荷または電源の電流極性が第１の極性のときは、前記第１の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフし、前記第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンする第１の期間、第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンする第２の期間、第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフする第３の期間を設け、
負荷または電源の電流極性が第２の極性のときは、第１の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフし、第２の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンする第４の期間、第１の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンする第５の期間、第１の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフする第６の期間を設けることを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明では、第１，第２の半導体スイッチの逆直列回路からなる第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列に交流電圧源を接続し、第２の半導体双方向スイッチと並列に負荷回路を接続して構成するか、または、第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列にコンデンサおよび負荷回路を接続し、第１の半導体双方向スイッチをリアクトルを介して交流電圧源に接続して構成した電力変換装置において、
前記負荷または電源の電流極性が第１の極性のときは、前記第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチと前記第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチを交互にオン，オフし、かつ、２つの半導体双方向スイッチのオン，オフが切り替わるときに、２つの半導体スイッチが同時にオンする期間を設け、
負荷または電源の電流極性が第２の極性のときは、第１の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチと第２の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチを交互にオン，オフし、かつ、２つの半導体双方向スイッチのオン，オフが切り替わるときに、２つの半導体スイッチが同時にオンする期間を設けることを特徴とする。
【０００９】
請求項１または２の発明においては、前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源電圧極性を検出し、検出された電源電圧極性と負荷または電源電流極性との関係から、各半導体スイッチの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記変調率信号に加算してオン，オフさせることができる（請求項３の発明）。
【００１０】
請求項１または２の発明においては、前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧極性と負荷または電源電流極性との関係が、同極性の場合には負の補正量とし、異極性の場合には正の補正量とし、前記変調率信号にそれぞれ加算してオン，オフさせることができる（請求項４の発明）。
【００１１】
請求項１または２の発明においては、前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧極性と負荷または電源電流極性との関係が同極性の場合にのみ負の補正量として、前記変調率信号に加算してオン，オフさせることができる（請求項５の発明）。
【００１２】
請求項１または２の発明においては、前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧極性と負荷または電源電流極性との関係が異極性の場合にのみ正の補正量として、前記変調率信号に加算してオン，オフさせることができる（請求項６の発明）。
【００１３】
請求項１〜６のいずれかの発明においては、前記負荷または電源電流の極性判別を、入力電源と負荷がつながっている期間および還流期間中に行ない、前記期間外は前記判別結果を保持することができる（請求項７の発明）。この請求項７の発明においては、前記負荷または電源電流の極性判別結果を保持するのは、転流開始から一定期間とすることができ（請求項８の発明）、または、前記負荷または電源電流の極性判別結果を保持するのは、転流開始から完了までの期間とすることができる（請求項９の発明）。
【００１４】
【発明の実施の形態】
［実施形態１］
図１はこの発明の第１の実施の形態を説明するための説明図で、図１６に示す単相降圧形交流チョッパ回路の２つの双方向スイッチの制御方法を説明するものである（図中のＨはオン、Ｌはオフを示す）。図１からも明らかなように、双方向スイッチ９と双方向スイッチ１０を交互にオン，オフさせる点は従来と同じであるが、負荷または電源に流れる電流の極性に応じて、双方向スイッチ９と双方向スイッチ１０のオン，オフが切り替わる瞬間に、双方向スイッチを構成するスイッチ１〜４を個別にオン，オフさせる点で従来と異なっている。
【００１５】
具体的には、負荷電流の極性が正の場合（図１６の矢印の向きを正とする）には、図１（ａ）に示すようにスイッチ３のみオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ａの期間参照）、スイッチ２とスイッチ３がオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ｂの期間参照）、スイッチ２のみオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ｃの期間参照）を設ける。
一方、負荷電流の極性が負の場合には、図１（ｂ）に示すようにスイッチ４のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｄの期間参照）、スイッチ１とスイッチ４がオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｅの期間参照）、スイッチ１のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｆの期間参照）を設ける。
【００１６】
図３は単相降圧形交流チョッパ回路において、負荷電流の極性が正の場合における電流径路を説明するもので、図３（ａ）は図１の期間Ａ（還流期間）に、同（ｂ）は図１の期間Ｂ（転流期間）に、同（ｃ）は図１の期間Ｃ（入力電源に負荷がつながっている期間）にそれぞれ対応する。
つまり、この発明による制御方法を適用することで、負荷リアクトル１８に蓄積された誘導性エネルギーの径路を常に確保しつつ、電源１３の極性が正負いずれの場合においても、電源短絡が生じないように双方向スイッチ９と１０のオン，オフを切り替えることが可能となる。なお、電流極性が負の場合の電流径路も上記と同様なので、説明は省略する。
【００１７】
また、この発明は、図１７に示す単相昇圧形交流チョッパ回路の制御にも適用することができる。
すなわち、電源電流の極性が正の場合（図１７の矢印の向きを正とする）には、図１（ａ）に示すようにスイッチ３のみオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ａの期間参照）、スイッチ２とスイッチ３がオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ｂの期間参照）、スイッチ２のみオンとなる期間（図１（ａ）の矢印Ｃの期間参照）を設ける。
一方、電源電流の極性が負の場合には、図１（ｂ）に示すようにスイッチ４のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｄの期間参照）、スイッチ１とスイッチ４がオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｅの期間参照）、スイッチ１のみオンとなる期間（図１（ｂ）の矢印Ｆの期間参照）を設ける。
【００１８】
図４は単相昇圧形交流チョッパ回路において、電源電流の極性が正の場合における電流径路を示すもので、図４（ａ）は図１の期間Ａ（入力電源に負荷がつながっている期間）に、同（ｂ）は図１の期間Ｂ（転流期間）に、同（ｃ）は期間Ｃ（還流期間）にそれぞれ対応する。
この発明を適用することにより、昇圧リアクトル２１に蓄積される誘導性エネルギーの径路を常に確保しつつ、コンデンサ２２の極性が正負いずれの場合においても、コンデンサ２２の短絡が生じないように、双方向スイッチ９と１０のオン，オフを切り替えることが可能となる。なお、負荷電流の極性が負の場合の電流径路についても、上記と同様なので説明は省略する。
図１の如き制御方法は、図５に示す三相降圧形交流チョッパ回路や、図６に示す三相昇圧形交流チョッパ回路に対しても、上記と同様にして適用することができる。
【００１９】
［実施形態２］
図２はこの発明の第２の実施の形態を説明するための説明図で、図１６に示す単相降圧形交流チョッパ回路の２つの双方向スイッチの、別の制御方法を説明するものである（図中のＨはオン、Ｌはオフを示す）。
すなわち、負荷電流の極性が正の場合においては図２（ａ）に示すように、スイッチ２とスイッチ３を一定の同時オン期間（図２（ａ）の期間Ｂ’参照）を設けつつ交互にオン，オフさせ、スイッチ１とスイッチ４はオフ状態を保持させる。また、負荷電流の極性が負の場合には図２（ｂ）に示すように、スイッチ１とスイッチ４を一定の同時オン期間（図２（ｂ）の期間Ｅ’参照）を設けつつ交互にオン，オフさせ、スイッチ２とスイッチ３はオフ状態を保持させる。この場合の動作は図１の場合と同様になるので、説明は省略する。
【００２０】
この発明は、図１７に示す単相昇圧形交流チョッパ回路に対しても適用することができる。
電源電流の極性が正の場合においては図２（ａ）に示すように、スイッチ２とスイッチ３を一定の同時オン期間（図２（ａ）の期間Ｂ’参照）を設けつつ交互にオン，オフさせ、スイッチ１とスイッチ４はオフ状態を保持させる。また、電源電流の極性が負の場合には図２（ｂ）に示すように、スイッチ１とスイッチ４を一定の同時オン期間（図２（ｂ）の期間Ｅ’参照）を設けつつ交互にオン，オフさせ、スイッチ２とスイッチ３はオフ状態を保持させる。この場合の動作は図１の場合と同様になるので、説明は省略する。
なお、図２の如き制御方法は、図５に示す三相降圧形交流チョッパ回路や、図６に示す三相昇圧形交流チョッパ回路に対しても、上記と同様にして適用することができる。
【００２１】
以上のようにして、双方向スイッチに発生するスパイク電圧を、スナバ回路を用いることなく抑制することができる。
ところで、以上のようなパルスパターンでスイッチをオン，オフさせるための制御部の一般的な例を図２０に示す。
すなわち、ＰＷＭ（パルス幅変調）回路３５で変調率指令信号λ＊と搬送波信号ＣＡとを比較して、例えば双方向スイッチ９の信号を作り、これを原信号として負荷または電源電流極性毎のスイッチ１〜４の点弧信号パターンを生成し、極性判別回路３９からの信号に応じて正極性または負極性の信号を発生させるものである。なお、符号３６は正極性パルス生成回路、３７は負極性パルス生成回路、３８は切替回路である。
【００２２】
このようなパルスパターンで降圧チョッパにより負荷側に電圧を発生させようとする場合、変調率指令信号をλ＊、切替ステップ時間（図１のＡ〜Ｆの各期間時間：転流ステップ時間とも言う）をτ、搬送波信号（キャリア）の周期をＴとすると、変調率指令信号λ＊に対する実際の変調率λは、下記のようになる。
負荷または電源電流極性と電源電圧極性が同極性の場合
λ＝λ＊＋（τ／Ｔ）
負荷または電源電流極性と電源電圧極性が異極性の場合
λ＝λ＊−（τ／Ｔ）
【００２３】
その結果、電源電圧と負荷または電源電流の極性が変化する時点で、負荷端の電圧波形に歪みが発生する。一例として、図８に単相交流チョッパに遅れ力率負荷を接続した場合の負荷端電圧（平均電圧波形）ＶLを示すが、例えば変調率０．５の指令電圧に対して、電源電圧と負荷または電源電流の極性が異極性の場合には負荷電圧が低くなり、同極性の場合には負荷電圧が高くなる。
図９に図１の如きパルスパターンに対する転流タイミングを示す。
同図から、電流極性が同じであれば転流パルスパターンは同じであるが、実際に転流するタイミングは電源電圧極性により変化する。具体的には、
負荷または電源電流の極性と電源電圧の極性が同極性の場合には、
λ＊（原信号）に対して、＋τ（転流ステップ時間）が加算され、
負荷または電源電流の極性と電源電圧の極性が異極性の場合には、−τが加算される。なお、図９のＳＷ１〜ＳＷ４はスイッチ１〜４を示す。
【００２４】
［実施形態３］
以上のように、図１，２で説明したようなパルスパターンによりスイッチをオン，オフさせると、電源電圧と負荷または電源電流の極性が変化する時点で、負荷端の電圧波形に歪みが発生するので、この発明ではさらにこれを無くすようにする。図７にその制御ブロック例を示す。
これは、図２０に対し電源電圧極性判別回路４１、判別回路４１の出力である電源電圧極性判別信号と負荷または電源電流の極性との極性比較回路４２、その出力に基づいて変調率指令λ＊に補正をかける補正回路（切替回路４３および加算回路４０等参照）等を付加して構成される。
【００２５】
極性比較回路４２には極性判別回路３９，４１の各出力が与えられ、ここで電源電圧極性と負荷または電源電流の極性が同極性か異極性かが判別される。補正回路は、極性比較回路４２からの判別信号に基づいて変調率指令λ＊に補正信号を加算する。すなわち、判別の結果が同極性であれば加算回路４０には負の補正量−Δλを、異極性であれば正の補正量＋Δλをそれぞれ印加する。印加する補正量Δλは、転流ステップ時間をτ、搬送波の周期をＴとすると、Δλ＝τ／Ｔである。この場合の補正信号波形例を図８（ａ）に示す。
こうすることで、転流タイミングのずれに起因する負荷端への電源電圧印加時間が補正され、変調率指令λ＊どおりの負荷端電圧が発生し、電圧波形歪みを無くすことができる。
【００２６】
上記では、電源電圧極性と負荷または電源電流の極性が同極性，異極性の各場合に応じて補正したが、電源電圧極性と負荷または電源電流の極性が異極性の場合にのみ、正の補正をかけることができる。この場合の補正量＋Δλは２τ／Ｔで、負の補正量は零とする。
こうすることで、負荷端電圧は同極性時の電圧波形側に補正される形で、負荷端電圧の歪みが補正されることになる。図８（ｂ）にこのときの補正信号波形例を示す。
また、電源電圧極性と負荷または電源電流の極性が同極性の場合にのみ、負の補正をかけることもできる。この場合の補正量＋Δλは零とし、負の補正量−Δλを−２τ／Ｔとする。
こうすることで、負荷端電圧は異極性時の電圧波形側に補正される形で、負荷端電圧の歪みが補正されることになる。図８（ｃ）にこのときの補正信号波形例を示す。
【００２７】
ところで、各スイッチをオン，オフさせるパルスパターンを切り替えるため、図２０のような回路で負荷電流極性を判別する場合、図１に示すＡ，ＢまたはＤ〜Ｆの期間（転流期間）で電流極性が切り替わると、各スイッチが同持に（または短いデッドタイムＴｄで）切り替わるため、電源短絡が発生すると言う不都合がある。図２１に、転流期間中に電流極性信号が切り替わったときの各点弧信号を示す。
通常、各点弧信号は設定した切替（転流）ステップ時間τ（デッドタイムＴｄに相当）をもって切り替わるが、転流期間中に上記極性信号が切り替わると、下記のようにデッドタイムＴｄが減少してしまう。
【００２８】
１）図２１（ａ），（ｃ）に示すように、期間Ｘ，Ｚでは切替（転流）ステップ時間がτ以下となる。
２）図２１（ｂ）に示すように、期間Ｙでは切替（転流）ステップ時間がゼロとなる。
この結果、各スイッチのターンオンやターンオフの期間に電源が短絡状態になり、過大な電流が発生することになる。この発明はこれまでのものに、さらに上記のような原因によって発生する電源短絡状態を防止する制御方法についても、以下のように提案するものである。
【００２９】
〔実施形態４〕
図１０〜１３に上記のような観点にもとづく実施形態を示し、図１４，１５にその動作波形を示す。なお、図１０〜１３は図２０に示すものに対し、それぞれ点線で示す回路を付加して構成される。
すなわち、図１０では図２０に対し極性判別回路３９、信号保持用サンプルホールド（ＳＨ）回路４３、モノステーブル回路（単に、モノステとも言う）４４Ａ，４４Ｂ、ノットゲート４７およびオアゲート４８等が付加されている。モノステ４４Ａは、図７のＰＷＭ回路３５の出力である原信号（図１４▲１▼参照）の立ち上がりから一定時間Ｔのパルス信号（図１４▲２▼参照）を、また、モノステ４４Ｂは原信号の反転信号の立ち上がり（換言すれば原信号の立ち下がり）から一定時間Ｔのパルス信号（図１４▲３▼参照）をそれぞれ出力する。この一定時間Ｔは、ここでは転流ステップ完了までの時間（３τ：図１４参照）より長いが、最小でも３τ以下とはならないようにする。
【００３０】
モノステ４４Ａ，４４Ｂの出力はオアゲート４８でその論理和がとられ、信号保持用ＳＨ回路４５に保持指令として与えられる（図１４▲４▼参照）。これにより、負荷電流の極性判別結果が図１４▲６▼のように保持されることになる。なお、図１４▲５▼は負荷電流波形を示し、図１４▲７▼は切替回路３８の信号を示す。
図１１に図１０の変形例を示す。
図１０では負荷電流の極性を回路３９で判別して、その結果をＳＨ回路４５で保持したが、ここでは、負荷電流信号をＳＨ回路４５で保持した後に、回路３９で極性判別を行なう点が異なるだけで、極性信号を一定時間保持する点では基本的に同じと言える。
【００３１】
図１０，図１１ではモノステ４４Ａ，４４Ｂで保持期間を決めているが、図１２，図１３では排他的ＯＲゲート（ＥＸ−ＯＲゲート）４９，排他的ＮＯＲゲート（ＥＸ−ＮＯＲゲート）５０およびオアゲート４８からなる保持指令発生回路４６により保持期間を決めるようにしている。すなわち、図１５に示すように、ＥＸ−ＯＲゲート４９では原信号とスイッチ１の信号とのＥＸ−ＯＲを取った▲２▼のような信号、ＥＸ−ＮＯＲゲート５０では原信号とスイッチ１の信号とのＥＸ−ＮＯＲを取った▲３▼のような信号がそれぞれ得られ、結果として▲４▼に示すような保持指令が得られる。図１２，図１３の場合も極性信号を一定時間保持する点では実質的に同じであり、その期間が図１０，図１１の場合と若干異なっている程度と言える。なお、図１５では図示を省略しているが、負荷電流検出信号や負荷電流極性信号の波形は図１４と同様である。
【００３２】
以上のことから、図１０〜図１３の例は、入力電源と負荷がつながっている期間および還流期間中に、負荷または電源電流の極性判別を行ない、それ以外の期間はその判別結果を保持する方式と言うことができる。なお、図７、図１０〜図１３では、専ら降圧チョッパを制御するために負荷電流に着目しているが、昇圧チョッパの場合は電源電流にもとづき制御することになるのは言うまでも無い。
【００３３】
【発明の効果】
この発明によれば、交流変換回路を構成する双方向スイッチを、電流の径路を確保しつつ電圧源短絡が生じないように制御するようにしたので、従来必要不可欠であったスナバ回路を省略できることから、小型，低コスト化が可能となる利点が得られる。
また、電源電圧極性と負荷または電源電流の極性に応じて変調率指令を補正するようにしたので、実際の電圧波形（平均電圧波形）の極性切り替わり時の歪みを補正することが可能となる。
さらに、負荷電流または電源電流の極性を保持するようにしたので、転流期間中に極性に応じて切り替わる切替スイッチが切り替わることもなく、降圧チョッパ動作における電源の短絡状態や、昇圧チョッパ動作における電圧源の短絡状態を防止することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態説明図である。
【図２】この発明の別の実施の形態説明図である。
【図３】単相降圧形交流チョッパで負荷電流の極性が正の場合の電流径路説明図である。
【図４】単相昇圧形交流チョッパで電源電流の極性が正の場合の電流径路説明図である。
【図５】三相降圧形交流チョッパの例を示す回路図である。
【図６】三相昇圧形交流チョッパの例を示す回路図である。
【図７】この発明によるスイッチ制御部の構成例を示すブロック図である。
【図８】図７および従来のスイッチ制御部の動作説明図である。
【図９】図１のスイッチオン，オフパターンに対する転流タイミング説明図である。
【図１０】この発明の他の実施形態を示す構成図である。
【図１１】図１０の第１変形例を示す構成図である。
【図１２】この発明のさらに他の実施形態を示す構成図である。
【図１３】図１２の変形例を示す構成図である。
【図１４】図１０，図１１の動作説明図である。
【図１５】図１２，図１３の動作説明図である。
【図１６】単相降圧形交流チョッパの従来例を示す回路図である。
【図１７】単相昇圧形交流チョッパの従来例を示す回路図である。
【図１８】図１６，図１８の制御方法を説明する波形図である。
【図１９】交流スナバ回路例を示す回路図である。
【図２０】スイッチ制御部の一般的な構成例を示すブロック図である。
【図２１】転流期間中に電流極性判別信号が切り替わった場合の各点弧信号を示す波形図である。
【符号の説明】
１〜８…半導体スイッチ（スイッチ）、９〜１２…半導体双方向スイッチ（双方向スイッチ）、１３…単相交流電源、１４…三相交流電源、１５〜１７…負荷抵抗、１８〜２０…負荷リアクトル、２１〜２３…昇圧リアクトル、２４〜２７…コンデンサ、２８〜３１…ダイオード、３５…ＰＷＭ（パルス幅変調）回路、３６…正極性パルス生成回路、３７…負極性パルス生成回路、３８，４３…切替回路、３９，４１…極性判別回路、４０…加算回路、４２…極性比較回路、４４Ａ，４４Ｂ…モノステーブル回路（モノステ）、４５…信号保持用サンプルホールド（ＳＨ）回路、４６…保持指令発生回路、４７…ノットゲート、４８…オアゲート、４９…ＥＸ−ＯＲゲート、５０…ＥＸ−ＮＯＲゲート、ＣＡ…搬送波、ＶS…電源電圧、ＶL…負荷端電圧、ＩL…負荷電流。
Claims (9)
- 第１，第２の半導体スイッチの逆直列回路からなる第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列に交流電圧源を接続し、第２の半導体双方向スイッチと並列に負荷回路を接続して構成するか、または、第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列にコンデンサおよび負荷回路を接続し、第１の半導体双方向スイッチをリアクトルを介して交流電圧源に接続して構成した電力変換装置において、
前記負荷または電源の電流極性が第１の極性のときは、前記第１の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフし、前記第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンする第１の期間、第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンする第２の期間、第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフする第３の期間を設け、
負荷または電源の電流極性が第２の極性のときは、第１の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフし、第２の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンする第４の期間、第１の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチをオンする第５の期間、第１の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチをオンし、第２の半導体双方向スイッチを電流が流れないようにオフする第６の期間を設けることを特徴とする電力変換装置の制御方法。 - 第１，第２の半導体スイッチの逆直列回路からなる第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列に交流電圧源を接続し、第２の半導体双方向スイッチと並列に負荷回路を接続して構成するか、または、第１の半導体双方向スイッチと第２の半導体双方向スイッチとの直列回路と並列にコンデンサおよび負荷回路を接続し、第１の半導体双方向スイッチをリアクトルを介して交流電圧源に接続して構成した電力変換装置において、
前記負荷または電源の電流極性が第１の極性のときは、前記第１の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチと前記第２の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチを交互にオン，オフし、かつ、２つの半導体双方向スイッチのオン，オフが切り替わるときに、２つの半導体スイッチが同時にオンする期間を設け、
負荷または電源の電流極性が第２の極性のときは、第１の半導体双方向スイッチの第１の半導体スイッチと第２の半導体双方向スイッチの第２の半導体スイッチを交互にオン，オフし、かつ、２つの半導体双方向スイッチのオン，オフが切り替わるときに、２つの半導体スイッチが同時にオンする期間を設けることを特徴とする電力変換装置の制御方法。 - 前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源電圧極性を検出し、検出された電源電圧極性と負荷または電源電流極性との関係から、各半導体スイッチの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記変調率信号に加算してオン，オフさせることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置の制御方法。
- 前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧極性と負荷または電源電流極性との関係が、同極性の場合には負の補正量とし、異極性の場合には正の補正量とし、前記変調率信号にそれぞれ加算してオン，オフさせることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置の制御方法。
- 前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧極性と負荷または電源電流極性との関係が同極性の場合にのみ負の補正量として、前記変調率信号に加算してオン，オフさせることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置の制御方法。
- 前記各半導体スイッチを、変調率信号と搬送波信号との比較結果に基づきオン，オフさせるときは、電源電圧極性を検出し、各半導体スイッチの転流ステップ時間に応じた補正量を、前記検出された電源電圧極性と負荷または電源電流極性との関係が異極性の場合にのみ正の補正量として、前記変調率信号に加算してオン，オフさせることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置の制御方法。
- 前記負荷または電源電流の極性判別を、入力電源と負荷がつながっている期間および還流期間中に行ない、前記期間外は前記判別結果を保持することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の電力変換装置の制御方法。
- 前記負荷または電源電流の極性判別結果を保持するのは、転流開始から一定期間とすることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置の制御方法。
- 前記負荷または電源電流の極性判別結果を保持するのは、転流開始から完了までの期間とすることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置の制御方法。
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