CN101860230B - 一种新型ac-dc-ac变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种新型AC-DC-AC变换器，包括工频电源、整流电路、逆变电路以及谐振电路，其特征在于：还包括第五开关管、串联电感以及第五二极管，在逆变电路中还设置有第六二极管和第七二极管。本发明还公开了一种控制方法，通过改变工作模式符ξ和占空比d来控制各个开关管的通断状态，其中ξ＝0或1，

当ξ＝0时，Ton为第五开关管的导通时间，当ξ＝1时，Ton为桥式逆变电路中同一桥臂的直通时间，T为谐振周期。本发明的显著效果是：开关驱动控制电路实现了工作模式的变化和占空比的调整，主电路结构简单，消除了直流滤波电容，消除了电路启动过程的冲击电流，在输入电压大范围变化时实现了谐振电流恒幅控制。

Description

一种新型AC-DC-AC变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及能量传输与控制领域，具体地说是一种新型AC-DC-AC变换器及其控制方法。

背景技术

非接触电能传输(CPT)技术是一种新型电能传输模式，它综合应用电力电子技术、磁场耦合技术和现代控制理论等，通过初级回路和次级回路线圈间的磁场耦合实现电能从电源系统以非电气直接接触的方式向一个或多个用电设备(包括可移动用电设备)传输电能。

在多负载模式下，为了去除或者减小负载间的耦合特性，将CPT系统初级谐振电流调制为恒频恒幅的高频交流电是一个有效的措施，也是CPT系统的一个研究重点。

如图1所示，传统AC-DC-AC变换器(即交流-直流-交流变换器)的CPT系统的初、次级回路均是通过DC/DC环节实现对传输功率的调节，而现有这种结构存在以下缺点：

(1)DC/DC变换器前后的滤波电容，体积大、价格高、寿命有限，随着功率的增加，电容体积也相应增加。

(2)当系统功率较大时，整流后的滤波电容还需增加软启动电路以减小冲击电流，增加了系统的体积、成本和控制难度。

(3)在输入电压大范围波动时，难以实现谐振电流的恒幅控制，系统的稳定性较差。

发明内容

本发明的目的是提供一种新型AC-DC-AC变换器及其控制方法，针对传统CPT系统主电路拓扑及其控制方式两方面进行了改进，本发明所述的一种新型AC-DC-AC变换器的主电路中去掉了传统拓扑中的直流滤波电容和软启动电路，消除了电路启动过程的冲击电流，减小了系统的体积和成本。为了扩宽输入电压的适应范围，系统分别定义了两种不同的工作模式，即Buck模式和Boost模式。通过工作模式的切换使得系统输入电压大范围变化时能实现谐振电流恒幅控制，整个电路结构简单，控制方便，成本也比较低廉，系统的稳定性也比较高。

为达到上述目的，本发明提供一种新型AC-DC-AC变换器，包括工频电源、整流电路、逆变电路以及谐振电路，其中逆变电路为第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管组成的桥式逆变电路，其特征在于：

所述整流电路的高电平输出端与第五开关管的输入端连接，该第五开关管的输出端与串联电感的一端连接，该串联电感的另一端与所述桥式逆变电路的高电平输入端相连，所述整流电路的低电平输出端直接与桥式逆变电路的低电平输入端连接，所述第五开关管的输出端还与第五二极管的阴极连接，该第五二极管的阳极连接在所述整流电路的低电平输出端上；

所述桥式逆变电路的两个输出端之间串接所述谐振电路；

所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管以及第五开关管的驱动端均与开关驱动控制电路连接。

在输入电压较高的情况下，所述新型AC-DC-AC变换器工作于Buck模式，由第五开关管、第五二极管和串联电感构成Buck环节，所述桥式逆变电路的开关管在谐振电容两端电压过零点切换。

在输入电压较低的情况下，第五开关管直通，串联电感和桥式逆变电路的一个桥臂构成Boost环节，这时所述新型AC-DC-AC变换器工作在Boost模式。

该新型AC-DC-AC变换器中的开关驱动控制电路控制各个开关管的通断状态，使得系统能够在Buck模式和Boost模式之间切换以及两种工作模式下占空比的控制，可实现系统输入电压大范围变化时能维持输出的稳定，通过对谐振电感上的谐振电流幅值的控制，从而实现对系统传输功率的灵活调节。

所述开关驱动控制电路设置有控制器、电源电压采样模块、电容电压采样模块、电感电流采样模块，其中：

所述电源电压采样模块的输出端连接在控制器的第一输入端上，用于采集工频电源的电压值；

所述电容电压采样模块的输出端与第一过零检测模块的输入端相连，该第一过零检测模块的输出端连接在控制器的第二输入端上；

通过电容电压采样模块采集谐振电容两端的电压值，通过第一过零检测模块后控制器可以记录谐振电容电压的过零时刻，便于确定谐振电路的谐振周期以及控制桥式逆变电路中的开关管的切换时间。

所述电感电流采样模块的输出端与微分运算模块的输入端连接，该微分运算模块的输出端连接在第二过零检测模块的输入端上，该第二过零检测模块的输出端与控制器的第三输入端连接；

所述电感电流采样模块的输出端还直接连接在所述控制器的第四输入端上；

通过电感电流采样模块对谐振电感上的谐振电流值进行采样，采样所得的谐振电流经过微分运算以及过零检测后，控制器便可以获得谐振电流的峰值时刻，此时控制器通过第四输入端读取电感电流采样模块所采集的谐振电流值即为谐振电流峰值。

所述控制器的第五输入端上还连接有标准参考电流给定信号，通过标准参考电流与谐振电流值比较判断，便于确定系统的工作模式以及占空比。

所述控制器的输出端连接有开关信号驱动模块，该开关信号驱动模块设置有驱动信号输出端口组，该驱动信号输出端口组分别与所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管以及第五开关管的驱动端连接。

控制器获取系统工作时的各个参数，确定系统的工作模式和占空比，通过控制器控制开关信号驱动模块，通过开关信号驱动模块控制各个开关管的通断状态，最终实现系统工作模式的切换和占空比的控制。

所述谐振电路为谐振电容、谐振电感以及等效电阻组成的并联谐振电路，其中，谐振电容的一端连接在所述桥式逆变电路的第一输出端上，谐振电容的另一端连接在所述桥式逆变电路的第二输出端上。

所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管以及第五开关管都为N沟道场效应管，该N沟道场效应管的漏极为输入端，源极为输出端，栅极为驱动端，在漏极与源极之间还串接了保护二极管，该保护二极管的阳极与源极连接，阴极与漏极连接。开关管也可以根据应用环境的具体要求选择其他的类型。

所述桥式逆变电路中还设置有第六二极管和第七二极管，其中第六二极管的阳极连接在第一开关管的输入端上，第六二极管的阴极连接在第二开关管的输入端上，第七二极管的阳极连接在第四开关管的输出端上，第七二极管的阴极连接在第三开关管的输出端上。

为了增加开关管的安全性，防止开关管因为反向高压而被击穿，因此在开关管的输入端和输出端之间设置有旁通保护二极管，但是当系统工作在Boost模式时，由于同一桥臂出现直通现象，因此谐振电路中的电流将会通过保护二极管以及直通开关管反馈到谐振电路中，从而出现电流的串扰现象，为了防止电流的串扰，因此电路中设置了第六二极管以及第七二极管。

本发明还提出了一种新型AC-DC-AC变换器的控制方法，其关键在于：按照以下步骤进行：

步骤A：预置系统参数

在控制器内设置工作模式符ξ、占空比d、占空比变化值Δd、占空比限定值d_max；

其中工作模式符ξ等于0或1，占空比

当工作模式符ξ＝0时，系统工作在Buck模式，Ton为第五开关管的导通时间；

当工作模式符ξ＝1时，系统工作在Boost模式，Ton为桥式逆变电路中同一桥臂的直通时间；

T为谐振电路的谐振周期；

所述占空比变化值Δd根据系统的谐振电路信号灵敏度确定，占空比限定值dmax根据系统的总谐波含量确定，具体参数值的确定由设计人员根据实验所得的经验值在控制器内事先设定。

步骤B：判定起始工作模式及其占空比

控制器从电源电压采样模块获取工频电源电压值Vac、从电容电压采样模块获取谐振周期T，从电感电流采样模块获取谐振电流峰值

控制器预置工作模式符ξ＝0，控制器按照

$\stackrel{\mathrm{\Λ}}{\mathrm{Ip}}=\frac{\mathrm{d\π}{\stackrel{\mathrm{\Λ}}{V}}_{\mathrm{ac}}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t}{2|\mathrm{j\ωLp}+\mathrm{Rp}+\mathrm{Zr}|}$

得出占空比d，其中

为采样所得的工频电源电压值Vac，Zr为CPT系统次级回路在初级回路的等效反射阻抗，如果占空比d的值小于1，则系统的起始工作模式符ξ＝0，占空比d为上述计算出的值；

如果根据上式计算出的占空比d的值大于或等于1，则将工作模式符ξ的值设置为1，控制器按照

$\stackrel{\mathrm{\Λ}}{\mathrm{Ip}}=\frac{\mathrm{\π}{\stackrel{\mathrm{\Λ}}{V}}_{\mathrm{ac}}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t}{2|\mathrm{j\ωLp}+\mathrm{Rp}+\mathrm{Zr}|\cos \frac{\mathrm{d\π}}{2}}$

再次计算占空比d，最终确定出系统的起始工作模式和占空比；

步骤C：系统参数的控制

控制器对获取的谐振电流的峰值

和第五输入端输入的标准参考电流峰值

进行判断；

当所述谐振电流的峰值

大于或等于标准参考电流峰值

时，则进入步骤D；

否则进入步骤E；

步骤D：

时，判断工作模式符ξ是否等于1

当工作模式符ξ等于1时，则进入步骤D1；

否则进入步骤D2；

步骤D1：工作模式符ξ等于1时，判断占空比d是否小于或等于0

当占空比d大于0时，则设置d＝d-Δd，返回步骤C；

否则，设置ξ＝0，d＝1，返回步骤C；

步骤D2：工作模式符ξ等于0时，判断占空比d是否小于或等于0

当d小于或等于0时，则设置d＝0，返回步骤C；

否则，设置d＝d-Δd，返回步骤C；

步骤E：

时，判断工作模式符ξ是否等于1

当工作模式符ξ等于1时，则进入步骤E1；

否则进入步骤E2；

步骤E1：工作模式符ξ等于1时，判断占空比d是否大于或等于d_max

当d大于或等于d_max时，则设置d＝d_max，返回步骤C；

否则，设置d＝d+Δd，返回步骤C；

步骤E2：工作模式符ξ等于0时，判断占空比d是否大于或等于1

当d大于或等于1时，则设置ξ＝1，d＝0，返回步骤C；

否则，设置d＝d+Δd，返回步骤C。

所述电容电压采样模块对谐振电容两端的电压进行采样，采样所得的谐振电压Vcp通过第一过零检测模块后传送到控制器中，控制器根据记录谐振电压的过零时刻确定谐振电路的谐振周期T。

所述电感电流采样模块对谐振电感上的电流进行采样，采样所得的谐振电流Ip经过微分运算模块后传输到第二过零检测模块中，该第二过零检测模块输出的信号传输到控制器内，用于记录谐振电流Ip的峰值时刻，此时控制器直接读取第四输入端输入的谐振电流Ip，获取谐振电流的峰值

控制器通过对谐振电流峰值

与标准参考电流峰值

的比较判断来实时控制系统的工作模式和占空比，当谐振电流的峰值

大于或等于标准参考电流峰值

时，如果工作模式符ξ等于1，即系统工作在Boost模式，则控制器逐步减小系统占空比d，设置d＝d-Δd缩短桥式逆变电路同一桥臂的直通时间，从而缩短串联电感的储能时间，降低串联电感的蓄能效果，使得谐振电流Ip逐渐减小；

当系统占空比d减小至0后，如果谐振电流的峰值

还大于或等于标准参考电流峰值

则控制器控制系统工作在Buck模式，即设置工作模式符ξ等于0，并使占空比d＝1，即保持第五开关管全通；

如果系统工作状态ξ等于0时，谐振电流的峰值还大于或等于标准参考电流峰值则继续减小系统占空比，设置d＝d-Δd缩短第五开关管的开通时间，当第五开关管断开时，减小了工频电源向谐振电路中注入的能量，串联电感通过第五二极管续流向逆变谐振网络释放能量，从而达到一定的降压效果，如果谐振电流的峰值仍大于或等于标准参考电流峰值

则继续减小系统占空比，直至占空比d等于0，即第五开关管完全处于断开状态，使得系统处于无能量注入状态，从而减小谐振电流。

当谐振电流的峰值

小于标准参考电流峰值

时，如果工作模式符ξ等于1，即系统工作在Boost模式，则逐步增加系统占空比，设置d＝d+Δd增加桥式逆变电路同一桥臂的直通时间，从而延长串联电感的储能时间，提升串联电感的蓄能效果，使得谐振电流Ip逐渐增大；

如果谐振电流的峰值

还小于标准参考电流峰值

则继续增大系统占空比，直至占空比d增大到大于或等于d_max时，最终设置d＝d_max，此时桥式逆变电路同一桥臂的直通时间Ton最大，该时间为谐振电路的最大谐波失真时的占空比，如果继续增大，则系统失真度将不能接受。

当谐振电流的峰值

小于标准参考电流峰值

时，系统工作在Buck模式，即系统工作模式符ξ等于0，控制器则逐步增加系统占空比，设置d＝d+Δd增加第五开关管的直通时间，从而增加了工频电源向逆变谐振网络中注入的能量；

当占空比d增大到大于或等于1时，如果谐振电流的峰值

还小于标准参考电流峰值

则控制器控制系统转变为Boost模式，即设置工作模式符ξ＝1并使占空比d＝0，控制器继续对谐振电流的峰值

与标准参考电流峰值

进行判断比较。

本发明的显著效果是：通过反复采样和比较，控制器完成了系统工作模式的变化和占空比的调整，最终使得控制器将系统控制在一个动态的平衡点上，不但消除了电路启动过程的冲击电流，而且在系统输入电压大范围变化时维持了输出的稳定，整个电路结构简单，控制方便，成本也比较低廉，系统的稳定性也较高。

附图说明

图1为传统CPT系统原理框图；

图2为本发明的主电路原理图；

图3为本发明工作在Buck模式时的等效电路图；

图4为本发明工作在Boost模式时的等效电路图；

图5为本发明的开关驱动控制电路原理框图；

图6为本发明系统控制流程图；

图7为具体实施例中的波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。

如图2所示，一种新型AC-DC-AC变换器，包括工频电源、整流电路、逆变电路以及谐振电路，其中，所述整流电路为第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3以及第四二极管D4组成的桥式整流电路，所述逆变电路为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3以及第四开关管S4组成的桥式逆变电路，所述谐振电路为谐振电容Cp、谐振电感Lp以及等效电阻Rp组成的并联谐振电路；

所述桥式整流电路的第一输出端与第五开关管S5的输入端连接，该第五开关管S5的输出端与串联电感Ld的一端连接，该串联电感Ld的另一端与所述桥式逆变电路的第一输入端相连，所述桥式整流电路的第二输出端直接与所述桥式逆变电路的第二输入端连接，所述第五开关管S5的输出端还与第五二极管D5的阴极连接，该第五二极管D5的阳极连接在所述桥式整流电路的第二输出端上；

所述桥式逆变电路的第一输出端与谐振电容Cp的一端连接，该桥式逆变电路的第二输出端与谐振电容Cp的另一端连接；

所述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4以及第五开关管S5的驱动端均与开关驱动控制电路连接。

如图3所示，在输入电压较高的情况下，所述新型AC-DC-AC变换器工作于Buck模式，由第五开关管S5、第五二极管D5和串联电感Ld构成Buck环节；

如图3a所示，当第五开关管S5直通时，工频电源经桥式整流电路后向串联电感L_d和逆变谐振网络注入能量；

如图3b所示，当第五开关管S5断开时，串联电感Ld通过第五二极管D5续流向逆变谐振网络释放能量；

所述桥式逆变电路的开关管在谐振电容Cp两端电压过零点切换，即使输入工频电源电压较高，但是由于第五开关管S5断开一定时间，使得注入逆变网络的能量相对较小，从而达到一定的降压效果。

如图4所示，在输入电压较低的情况下，第五开关管S5直通，串联电感Ld和桥式逆变电路的一个桥臂构成Boost环节；

如图4a所示，所述新型AC-DC-AC变换器工作在Boost模式，桥式逆变电路中的第一开关管S1和第三开关管S3处于直通状态，工频电源向串联电感Ld注入能量；

如图4b所示，工频电源和串联电感Ld同时向逆变谐振网络注入能量，此时桥式逆变电路中的开关管在谐振电容Cp两端电压过零点切换，虽然输入工频电源电压偏低，但是由于串联电感Ld具有储能效果，当工频电源与串联电感Ld上的能量同时注入到逆变谐振网络中时，逆变谐振网络所获得的能量相对增加，从而达到一定的升压效果。

所述新型AC-DC-AC变换器中的开关驱动控制电路控制各个开关管的通断状态，使得系统能够在Buck模式和Boost模式之间切换以及两种工作模式下占空比的控制，可实现对谐振电感Lp上的谐振电流幅值的控制，从而实现对系统传输功率的灵活调节。

如图5所示，所述开关驱动控制电路设置有控制器1、电源电压采样模块2、电容电压采样模块3、电感电流采样模块4，其中：

所述电源电压采样模块2的输出端连接在控制器1的第一输入端上；

所述电容电压采样模块3的输出端与第一过零检测模块5的输入端相连，该第一过零检测模块5的输出端连接在控制器1的第二输入端上；

所述电感电流采样模块4与微分运算模块6的输入端连接，该微分运算模块6的输出端连接在第二过零检测模块7的输入端上，该第二过零检测模块7的输出端与控制器1的第三输入端连接；

所述电感电流采样模块4的输出端还直接连接在所述控制器1的第四输入端上；

所述控制器1的第五输入端上还连接有标准参考电流给定信号Ipref；

所述控制器1的输出端连接有开关信号驱动模块8，该开关信号驱动模块8设置有驱动信号输出端口组，该驱动信号输出端口组分别与所述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4以及第五开关管S5的驱动端连接。

所述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4以及第五开关管S5都为N沟道场效应管，该N沟道场效应管的漏极为开关管的输入端，源极为开关管的输出端，栅极为开关管的驱动端，在开关管的输入端与输出端之间还串接有保护二极管，该保护二极管的阳极与开关管的输出端连接，阴极与开关管的输入端连接。

所述桥式逆变电路中还设置有第六二极管D6和第七二极管D7，其中第六二极管D6的阳极连接在第一开关管S1的输入端上，第六二极管D6的阴极连接在第二开关管S2的输入端上，第七二极管D7的阳极连接在第四开关管S4的输出端上，第七二极管D7的阴极连接在第三开关管S3的输出端上。

如图6所示，一种新型AC-DC-AC变换器的具体控制方法，按照以下步骤进行：

步骤A：预置系统参数

在控制器1内设置工作模式符ξ、占空比d、占空比变化值Δd、占空比限定值d_max；

其中工作模式符ξ等于0或1，占空比

当工作模式符ξ＝0时，Ton为第五开关管S5的导通时间；

当工作模式符ξ＝1时，Ton为桥式逆变电路中同一桥臂的直通时间；

T为谐振电路的谐振周期；

步骤B：判定起始工作模式及其占空比

控制器1从电源电压采样模块2获取工频电源电压值Vac、从电容电压采样模块3获取谐振周期T，从电感电流采样模块4获取谐振电流峰值

控制器1预置工作模式符ξ＝0，控制器1按照

$\stackrel{\mathrm{\Λ}}{\mathrm{Ip}}=\frac{\mathrm{d\π}{\stackrel{\mathrm{\Λ}}{V}}_{\mathrm{ac}}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t}{2|\mathrm{j\ωLp}+\mathrm{Rp}+\mathrm{Zr}|}$

得出占空比d，其中

为采样所得的工频电源电压值Vac，Zr为CPT系统次级回路在初级回路的等效反射阻抗，如果占空比d的值小于1，则系统的起始工作模式符ξ＝0，占空比d为上述计算出的值；

如果根据上式计算出的占空比d的值大于或等于1，则将工作模式符ξ的值设置为1，控制器1按照

$\stackrel{\mathrm{\Λ}}{\mathrm{Ip}}=\frac{\mathrm{\π}{\stackrel{\mathrm{\Λ}}{V}}_{\mathrm{ac}}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t}{2|\mathrm{j\ωLp}+\mathrm{Rp}+\mathrm{Zr}|\cos \frac{\mathrm{d\π}}{2}}$

再次计算占空比d，最终确定出系统的起始工作模式和占空比；

步骤C：系统参数的控制

控制器1对获取的谐振电流的峰值

和第五输入端输入的标准参考电流峰值

进行判断；

当所述谐振电流的峰值

大于或等于标准参考电流峰值时，则进入步骤D；

否则进入步骤E；

步骤D：

时，判断工作模式符ξ是否等于1

当工作模式符ξ等于1时，则进入步骤D1；

否则进入步骤D2；

步骤D1：工作模式符ξ等于1时，判断占空比d是否小于或等于0

当占空比d大于0时，则设置d＝d-Δd，返回步骤C；

否则，设置ξ＝0，d＝1，返回步骤C；

步骤D2：工作模式符ξ等于0时，判断占空比d是否小于或等于0

当d小于或等于0时，则设置d＝0，返回步骤C；

否则，设置d＝d-Δd，返回步骤C；

步骤E：时，判断工作模式符ξ是否等于1

当工作模式符ξ等于1时，则进入步骤E1；

否则进入步骤E2；

步骤E1：工作模式符ξ等于1时，判断占空比d是否大于或等于d_max

当d大于或等于d_max时，则设置d＝d_max，返回步骤C；

否则，设置d＝d+Δd，返回步骤C；

步骤E2：工作模式符ξ等于0时，判断占空比d是否大于或等于1

当d大于或等于1时，则设置ξ＝1，d＝0，返回步骤C；

否则，设置d＝d+Δd，返回步骤C。

所述电容电压采样模块3对谐振电容Cp两端的电压进行采样，采样所得的谐振电压Vcp通过第一过零检测模块5后传送到控制器1中，控制器1根据记录谐振电压Vcp的过零时刻从而确定谐振电路的谐振周期T。

所述电感电流采样模块4对谐振电感Lp上的电流进行采样，采样所得的谐振电流Ip经过微分运算模块6后传输到第二过零检测模块7中，该第二过零检测模块7输出的信号传输到控制器1内，用于记录谐振电流Ip的峰值时刻，此时控制器1直接读取第四输入端输入的谐振电流Ip从而获取谐振电流的峰值

如图7所示，在具体实施过程中，所述工频电源电压Vac选取110V，串联电感Ld取值为500μH，谐振电感Lp取值为31.6μH，谐振电容Cp取值为2μF，等效电阻Rp取值为0.1Ω，设置占空比变化值Δd为0.01，占空比限定值d_max＝0.4，按照以上控制方法，通过实验测试观测可得系统工作模式以及占空比变化曲线以及谐振电流波形图，由图可知，在输入的工频电源电压Vac经过桥式整流电路后负半周反向，当电源电压Vac为50V时，注入逆变谐振网络中的能量使得谐振电路中的谐振电流值Ip为20A，在工频电源电压Vac的交变过程中，控制器1对系统的工作模式以及占空比进行变换与调整，工作模式的切换点为工频电源电压Vac绝对值等于50V的时候，工频电源为连续性的周期正弦信号，使得系统的工作模式和占空比也成周期性的变化，最终使得输出谐振电流Ip的幅值基本保持不变。

本发明的工作原理是：

控制器1通过对谐振电流峰值

与标准参考电流峰值的比较判断来实时控制系统的工作模式和占空比，当谐振电流的峰值

大于或等于标准参考电流峰值

时，如果工作模式符ξ等于1，即系统工作在Boost模式，则控制器1逐步减小系统占空比d，设置d＝d-Δd缩短桥式逆变电路同一桥臂的直通时间，从而缩短串联电感Ld的储能时间，降低串联电感Ld的蓄能效果，使得谐振电流Ip逐渐减小；

当系统占空比d减小至0后，如果谐振电流的峰值

还大于或等于标准参考电流峰值

则控制器1控制系统工作在Buck模式，即设置工作模式符ξ等于0，并使占空比d＝1，即保持第五开关管S5全通；

如果系统工作状态ξ等于0时，谐振电流的峰值

还大于或等于标准参考电流峰值

则继续减小系统占空比，设置d＝d-Δd缩短第五开关管S5的开通时间，减小了工频电源向逆变谐振电路中注入的能量，从而达到一定的降压效果。如果谐振电流的峰值

仍大于或等于标准参考电流峰值则继续减小系统占空比，直至占空比d等于0，即第五开关管S5完全处于断开状态。

当谐振电流的峰值

小于标准参考电流峰值

时，如果工作模式符ξ等于1，即系统工作在Boost模式，则逐步增加系统占空比，设置d＝d+Δd增加桥式逆变电路同一桥臂的直通时间，从而延长串联电感Ld的储能时间，提升串联电感Ld的蓄能效果，使得谐振电流Ip逐渐增大；

如果谐振电流的峰值

还小于标准参考电流峰值

则继续增大系统占空比，直至占空比d增大到大于或等于d_max时，最终设置d＝d_max，此时桥式逆变电路同一桥臂的直通时间Ton最大，该时间为谐振电路的最大谐波失真时的占空比，如果继续增大，则系统失真度将不能接受。

当谐振电流的峰值

小于标准参考电流峰值时，系统工作在Buck模式，即系统工作模式符ξ等于0，控制器1则逐步增加系统占空比，设置d＝d+Δd增加第五开关管S5的直通时间，从而增加了工频电源向逆变谐振网络中注入的能量；

当占空比d增大到大于或等于1时，如果谐振电流的峰值

还小于标准参考电流峰值

则控制器1控制系统转变为Boost模式，即设置工作模式符ξ＝1并使占空比d＝0，控制器1继续对谐振电流的峰值与标准参考电流峰值

进行判断比较。

通过反复的采样和比较，控制器1控制系统的工作模式和占空比，当第五开关管S5直通时，工频电源经桥式整流电路整流后向串联电感Ld和逆变谐振网络注入电能，当第五开关管S5断开时，串联电感Ld通过第五二极管D5续流向逆变谐振网络释放能量，所述桥式逆变电路的开关管在谐振电容Cp两端电压过零点切换，即使输入工频电源电压较高，但是由于第五开关管S5断开了一段时间，使得注入逆变谐振网络的能量相对较小，从而达到一定的降压效果。

在输入电压较低的情况下，桥式逆变电路中的第一开关管S1和第三开关管S3处于直通状态，工频电源向串联电感Ld注入能量，当桥式逆变电路中的开关管在谐振电容Cp两端电压过零点切换时，虽然输入工频电源电压偏低，但是由于串联电感Ld的蓄能效果，当工频电源与串联电感Ld上的能量同时注入到逆变谐振网络中时，逆变谐振网络所获得的能量相对增加，从而达到一定的升压效果。

Claims (7)

1.一种新型AC-DC-AC变换器，包括工频电源、整流电路、逆变电路以及谐振电路，其中逆变电路为第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)以及第四开关管(S4)组成的桥式逆变电路，其特征在于：

所述整流电路的高电平输出端与第五开关管(S5)的输入端连接，该第五开关管(S5)的输出端与串联电感(Ld)的一端连接，该串联电感(Ld)的另一端与所述桥式逆变电路的高电平输入端相连，所述整流电路的低电平输出端直接与桥式逆变电路的低电平输入端连接，所述第五开关管(S5)的输出端还与第五二极管(D5)的阴极连接，该第五二极管(D5)的阳极连接在所述整流电路的低电平输出端上；

所述桥式逆变电路的两个输出端之间串接所述谐振电路；

所述第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)以及第五开关管(S5)的驱动端均与开关驱动控制电路连接；

所述开关驱动控制电路设置有控制器(1)、电源电压采样模块(2)、电容电压采样模块(3)、电感电流采样模块(4)，其中：

所述电源电压采样模块(2)的输出端连接在控制器(1)的第一输入端上；

所述电容电压采样模块(3)的输出端与第一过零检测模块(5)的输入端相连，该第一过零检测模块(5)的输出端连接在控制器(1)的第二输入端上；

所述电感电流采样模块(4)的输出端与微分运算模块(6)的输入端连接，该微分运算模块(6)的输出端连接在第二过零检测模块(7)的输入端上，该第二过零检测模块(7)的输出端与控制器(1)的第三输入端连接；

所述电感电流采样模块(4)的输出端还直接连接在所述控制器(1)的第四输入端上；

所述控制器(1)的第五输入端上还连接有标准参考电流给定信号(Ipref)；

所述控制器(1)的输出端连接有开关信号驱动模块(8)，该开关信号驱动模块(8)设置有驱动信号输出端口组，该驱动信号输出端口组分别与所述第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)以及第五开关管(S5)的驱动端连接。

2.根据权利要求1所述的一种新型AC-DC-AC变换器，其特征在于：所述谐振电路为谐振电容(Cp)、谐振电感(Lp)以及等效电阻(Rp)组成的并联谐振电路，其中，谐振电容(Cp)的一端连接在所述桥式逆变电路的第一输出端上，谐振电容(Cp)的另一端连接在所述桥式逆变电路的第二输出端上。

3.根据权利要求1所述的一种新型AC-DC-AC变换器，其特征在于：所述第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)以及第五开关管(S5)都为N沟道场效应管，该N沟道场效应管的漏极为输入端，源极为输出端，栅极为驱动端，在漏极与源极之间还连接了保护二极管，该保护二极管的阳极与源极连接，阴极与漏极连接。

4.根据权利要求3所述的一种新型AC-DC-AC变换器，其特征在于：所述桥式逆变电路中还设置有第六二极管(D6)和第七二极管(D7)，其中第六二极管(D6)的阳极连接在第一开关管(S1)的输入端上，第六二极管(D6)的阴极连接在第二开关管(S2)的输入端上，第七二极管(D7)的阳极连接在第四开关管(S4)的输出端上，第七二极管(D7)的阴极连接在第三开关管(S3)的输出端上。

5.一种新型AC-DC-AC变换器的控制方法，其特征在于：按照以下步骤进行：

步骤(A)：预置系统参数；

在控制器(1)内设置工作模式符ξ、占空比d、占空比变化值Δd、占空比限定值d_max、谐振电感值Lp、等效电阻值Rp；

其中工作模式符ξ等于0或1，占空比

当工作模式符ξ＝0时，Ton为第五开关管(S5)的导通时间；

当工作模式符ξ＝1时，Ton为桥式逆变电路中同一桥臂的直通时间；

T为谐振电路的谐振周期；

步骤(B)：判定起始工作模式及其占空比；

控制器(1)从电源电压采样模块(2)获取工频电源电压值Vac、从电容电压采样模块(3)获取谐振周期T，从电感电流采样模块(4)

获取谐振电流峰值

控制器(1)预置工作模式符ξ＝0，控制器(1)按照

$\stackrel{\mathrm{\Λ}}{I}p=\frac{\mathrm{d\π}{\stackrel{\mathrm{\Λ}}{V}}_{\mathrm{ac}}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t}{2|\mathrm{j\ωLp}+\mathrm{Rp}+\mathrm{Zr}|}$

得出占空比d，其中

为采样所得的工频电源电压值Vac，Zr为CPT系统次级回路在初级回路的等效反射阻抗，如果占空比d的值小于1，则系统的起始工作模式符ξ＝0，占空比d为上述计算出的值；

如果根据上式计算出的占空比d的值大于或等于1，则将工作模式符ξ的值设置为1，控制器(1)按照

$\stackrel{\mathrm{\Λ}}{I}p=\frac{\mathrm{\π}{\stackrel{\mathrm{\Λ}}{V}}_{\mathrm{ac}}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t}{2|\mathrm{j\ωLp}+\mathrm{Rp}+\mathrm{Zr}|\cos \frac{\mathrm{d\π}}{2}}$

再次计算占空比d，最终确定出系统的起始工作模式和占空比；步骤(C)：系统参数的控制；

控制器(1)对获取的谐振电流的峰值

和第五输入端输入的标准参考电流峰值

进行判断；

当所述谐振电流的峰值

大于或等于标准参考电流峰值时，则进入步骤(D)；

否则进入步骤(E)；

步骤(D)：时，判断工作模式符ξ是否等于1；

当工作模式符ξ等于1时，则进入步骤(D1)；

否则进入步骤(D2)；

步骤(D1)：工作模式符ξ等于1时，判断占空比d是否小于或等于0；

当占空比d大于0时，则设置d＝d-Δd，返回步骤(C)；

否则，设置ξ＝0，d＝1，返回步骤(C)；

步骤(D2)：工作模式符ξ等于0时，判断占空比d是否小于或等于0；

当d小于或等于0时，则设置d＝0，返回步骤(C)；

否则，设置d＝d-Δd，返回步骤(C)；

步骤(E)：

时，判断工作模式符ξ是否等于1；

当工作模式符ξ等于1时，则进入步骤(E1)；

否则进入步骤(E2)；

步骤(E1)：工作模式符ξ等于1时，判断占空比d是否大于或等于dmax；

当d大于或等于dmax时，则设置d＝dmax，返回步骤(C)；

否则，设置d＝d+Δd，返回步骤(C)；

步骤(E2)：工作模式符ξ等于0时，判断占空比d是否大于或等于1；

当d大于或等于1时，则设置ξ＝1，d＝0，返回步骤(C)；

否则，设置d＝d+Δd，返回步骤(C)。

6.根据权利要求5所述的一种新型AC-DC-AC变换器的控制方法，其特征在于：

所述电容电压采样模块(3)对谐振电容(Cp)两端的电压进行采样，采样所得的谐振电压(Vcp)通过第一过零检测模块(5)后传送到控制器(1)中，控制器(1)根据记录谐振电压(Vcp)的过零时刻确定谐振电路的谐振周期T。

7.根据权利要求5所述的一种新型AC-DC-AC变换器的控制方法，其特征在于：

所述电感电流采样模块(4)对谐振电感(Lp)上的电流进行采样，采样所得的谐振电流Ip经过微分运算模块(6)后传输到第二过零检测模块(7)中，该第二过零检测模块(7)输出的信号传输到控制器(1)内，用于记录谐振电流Ip的峰值时刻，此时控制器(1)直接读取第四输入端输入的谐振电流Ip，获取谐振电流的峰值

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