CN204190642U - 基于电流跟踪控制的负载相位调节器 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供了一种基于电流跟踪控制的负载相位调节器，包括控制电路、驱动电路和AC/DC桥式变流结构。其中桥式变流结构中的H桥电路中，电感L的一端与交流电源的正极相连接，另一端与功率管T1的源极、功率管T3的漏极相连接，交流电源的负极与功率管T2的源极、功率管T4的漏极相连接，反向续流二极管D1、D2、D3和D4的阳极分别连接功率管T1、T2、T3、T4的源极，其阴极分别连接功率管T1、T2、T3、T4的漏极；极性电容的正极与功率管T1、T2的漏极相连接，其负极与功率管T3、T4的源极相连接，负载电阻并联在极性电容两端。本实用新型采用双闭环控制策略，其硬件电路简单，能实时控制，电流响应快。

Description

基于电流跟踪控制的负载相位调节器

技术领域

本实用新型涉及一种基于电流跟踪控制的负载相位调节器装置，属于电源技术领域。

背景技术

在交流电路中，由于负载的原因，负载两端的电压和流经负载的电流存在相位差，电流相位控制，是一种以输入电压为参考，控制输入电流相位在一定范围内任意调节的技术，在功率因数调节器电子设备中都有广泛的应用，常见的功率因数调节器中，就需要这种技术，以提高电力系统供电效率，减少不必要设备投入。功率因数调节，就是根据用电设备的负载情况，提供互补无功电流的方法实现。当负载为容性时，补偿设备提供感性负载的电流相位，当负载为感性时，则提供容性的电流相位来实现。在电子负载设备中，电流相位控制器也有广泛的应用，为了减少大型电子设备在试验或实验阶段的能量损耗，经常采用的方法是用电子负载模拟实际负载，将负载消耗的能量返回电网，以实现节能的目的。

由此可见一个合理的电流相位控制方法至关重要。目前电流控制技术主要有间接电流控制和直接电流控制两大类。前者控制简单，但其电流动态响应不够快，且对系统参数变化较敏感；后者则直接以快速反馈的电流为控制对象，能获得较高品质的电流响应，缺点是控制结构和算法较复杂。

发明内容

为了克服现在电流相位控制方法存在的问题，本实用新型采用AC/DC桥式变流为主电路结构，提出一种电压外环、电流内环的双闭环控制装置。

本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是：

基于电流跟踪控制的负载相位调节器，包括控制电路、驱动电路和AC/DC桥式变流结构，AC/DC桥式变流结构包括交流电源、输入侧电感L、H桥电路、输出侧极性电容和负载，H桥电路包括功率管T1、功率管T2、功率管T3、功率管T4、反向续流二极管D1、反向续流二极管D2、反向续流二极管D3和反向续流二极管D4；电感L的一端与交流电源的正极相连接，另一端与功率管T1的源极、功率管T3的漏极相连接，交流电源的负极与功率管T2的源极、功率管T4的漏极相连接，反向续流二极管D1、反向续流二极D2、反向续流二极D3和反向续流二极D4的阳极分别连接功率管T1、功率管T2、功率管T3、功率管T4的源极，反向续流二极管D1、反向续流二极D2、反向续流二极D3和反向续流二极D4的阴极分别连接功率管T1、功率管T2、功率管T3、功率管T4的漏极，极性电容的正极与功率管T1的漏极、功率管T2的漏极相连接，极性电容的负极与功率管T3的源极、功率管T4的源极相连接，负载电阻并联在极性电容两端。

所述控制电路采用电压外环、电流内环的双闭环控制策略。

所述驱动电路包括光耦隔离电路、H桥驱动电路两个部分。

所述控制电路和驱动电路之间添加隔离模块，隔离模块为光耦芯片ISP521。

本实用新型的装置采用新型AC/DC桥式变流结构，采用电流相位和输出电压双给定方法，保证输出电压的稳定性，同时使输入电流跟踪预先给定的正弦波。电流控制策略为滞环跟踪控制，硬件电路简单，属于实时控制，电流响应快，并且由于电流内环对电压外环的改造作用，从而改善了电压外环的动态性能。

附图说明

图1是本实用新型的电流相控器主电路；

图2是电流is流向为正时的等效电路；(a)为T2、T3导通；(b)为D1、D4导通；

图3是电流is流向为负时的等效电路；(a)为T1、T4导通；(b)为D2、D3导通；

图4是电流跟踪控制原理图；

图5是光耦隔离电路图；

图6是电流i₁和i_c的波形图；(a)为电流i₁,(b)为电流i_c；

图7是输出电流和输出电压的脉动图；(a)为电流脉动；(b)为电压脉动；

图8是电流和电压的不同相位关系图；(a)为0⁰相位差；(b)30⁰相位差；(c)60⁰相位差；(d)90⁰相位差。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本实用新型作进一步说明。

⑴主电路设计。本实用新型的电流相位控制器的控制原理图如图1所示。基于电流跟踪控制的负载相位调节器中的AC/DC桥式变流结构是由交流电源、输入侧电感L、H桥电路、输出侧极性电容和负载组成。考虑到输入电压和输入电流之间存在相位差，因此u_s和i_s之间有下列关系。

①.i_s和u_s同极性,且为正，控制触发脉冲，触发T₂、T₃，此时，电流的导通路径如图2(a)实线所示。L储能，由于u_s和U_o同相，使电流i_s增加迅速。由于T₂、T₃，受PWM脉冲控制，当T₂、T₃，截止时，电流导通路径如图2(b)实线所示，受开关切换的影响，u_s和U_o反相，使电流i_s值逐渐变小。

②.i_s和u_s同极性且为负，控制触发脉冲，触发T₁、T₄，此时，电流的导通路径如图3(a)实线所示。L反向储能，由于u_s和U_o同相，使电流i_s反向增加迅速。同样，由于T₁、T₄，受PWM脉冲控制，当T₁、T₄，截止时，电流导通路径如图3(b)实线所示，受开关切换的影响，u_s和U_o反相，使电流i_s的绝对值逐渐变小。

上述两种情况均为电源向变流器输出功率，一方面电容储能，另一方面，为负载提供电能量。

③.i_s和u_s反极性且i_s为正，控制触发脉冲，触发T₃、T₂，此时，电流的导通路径仍如图2(a)实线所示。由于u_s和U_o反相且有U_o>U_sm，综合结果使电流i_s增加。同理，由于T₂、T₃，受PWM脉冲控制，当T₂、T₃，截止时，电流导通路径如图2(b)实线所示，受开关切换的影响，i_s和u_s及U_o反相，使电流i_s值迅速变小。

④.i_s和u_s反极性且i_s为负，工作过程同③，电流导通路径如图3(a)和图3(b)实线所示。

上述两种情况，变流器的电容反送电能到电源。值得注意的是，i_s为正时，T₂,T₃被触发或关断，D₁,D₄续流，T₁,T₄不工作；当i_s为负时，T₁,T₄被触发或关断，D₂,D₃续流，T₂,T₃不工作。

⑵.控制方法及实现。本实用新型采用双闭环控制，即电压外环和电流内环控制，原理结构如图4所示，以保证输出电压的稳定性，同时使输入电流跟踪预先给定的正弦波。由于外环电压的控制是通过内环的电流控制而间接实现的，因此内环的输入电流控制是关键，本实用新型的电流控制策略为直接电流控制技术中的滞环跟踪控制，电流滞环比较控制方式硬件电路简单，属于实时控制，电流响应快，并且由于电流内环对电压外环的改造作用，从而改善了电压外环的动态性能。

⑶驱动电路设计。驱动电路包括光耦隔离电路、全桥驱动电路两个部分。由控制电路产生的PWM触发信号先接到光耦隔离模块，经电-光-电转化后再传输到全桥驱动模块，最后的输出的PWM信号就可以直接触发各个开关管。

基于电流跟踪控制的负载相位调节器采取AC/DC桥式变流结构，双闭环控制策略，由控制电路产生驱动信号，经过光耦隔离，驱动电路，控制H桥电路中开关管的导通与关断，从而实现输入侧电流在一定范围内跟踪给定值，输入电流的变化导致输出电压也随之改变，从而实现电压的闭环控制。

1.首先搭建如图1所示的实验主电路，用带反向续流二极管的MOSFET管或IGBT管构成的H桥，作为单相电流相位控制的主电路。输入电压u_s和输入电流i_s的正参考方向如图所示，电感L起控制电流变化速度的作用，输出电容C起平滑和稳定输出电压的作用。电感电流参考方向和滤波电容的参考方向如图所示，输入电压为电源电压220V，频率50Hz。正常工作时，使U_o>U_sm。

电感L的一端与交流电源的正极相连接，另一端与功率管T1的源极、功率管T3的漏极相连接，交流电源的负极与功率管T2的源极、功率管T4的漏极相连接，反向续流二极管D1、D2、D3、D4的阳极分别连接功率管T1、T2、T3、T4的源极，反向续流二极管D1、D2、D3、D4的阴极分别连接功率管T1、T2、T3、T4的漏极，极性电容的正极与功率管T1的漏极、功率管T2的漏极相连接，极性电容的负极与功率管T3的源极、功率管T4的源极相连接，负载电阻并联在电容C两端。

2.为了减少主电路和控制电路间的相互干扰，确保系统稳定运行，需要在控制回路和驱动回路之间添加隔离模块。本设计中选用光耦芯片ISP521将控制回路和驱动回路隔离。ISP521是常用的线性光耦，在各种要求比较精密的功能电路中常常被当作耦合器件，具有上下级电路完全隔离的作用，相互不产生影响，可大大提高工作电路的可靠性。驱动芯片选用的是IR公司生产的IR2110驱动器和半桥驱动芯片IR2111，IR2110驱动器兼有光耦隔离和电磁隔离的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选，IR2111其内部采用自举技术，芯片内部自动设置650ns死区时间，能够有效地防止上下管直通，将半桥驱动芯片IR2111产生的两路互补信号交叉送入两片IR2110的HIN端和LIN端，每片IR2110驱动一个桥臂上的两个MOSFET，减少了驱动电路对电源的需求，并具有完善的保护功能。本实用新型的光耦隔离和驱动电路如图5所示。

3.本实用新型采用电压外环、电流内环的双闭环控制策略，由于外环电压的控制是通过内环的电流控制而间接实现的，因此内环的输入电流控制是关键，本实用新型的电流控制策略为滞环跟踪控制。

电流的幅值由功率平衡关系得到,当功率角θ变大时,无功功率的值增加,对应的有功功率在不改变输入电流有效值的情况下会降低,使输出端得不到预定的功率,就会引起输出电压的下降。用直流侧输出电压的给定值U_o ^*与实际输出电压U_o的偏差作为PID调节器的输入，其输出则为输入电流给定信号的幅值Is*,根据PID调节器的控制原理可得式(1)

${I_s}^{*}=(K_p+\frac{K_i}{s}+K_d\·s)({U_o}^{*}-U_o)---\left(1\right)$

式(1)中，K_p,K_i,K_d分别为PID调节器的比例、积分、和微分系数。

给定输入电流和输入电压之间的相位差θ,将交流输入电压u_s的相位信号移相θ即可得道输入电流的相位信号sin(ωt-θ)，将此相位信号与PID调节器的输出信号Is*相乘即可得到输入电流的给定信号如式(2)

$i_s^{*}=\sqrt{2}I{s}^{*}\sin (\mathrm{\ωt}-\mathrm{\θ})---\left(2\right)$

将输入电流给定值i_s ^*与实际输入电流i_s的偏差作为滞环比较器的输入，产生PWM驱动信号，再此信号与i_s ^*通过过零检测器产生的方波信号进行逻辑运算，得到的波形就能驱动开关管T2、T3和T1、T4。通过控制开关管的导通顺序，从而实现输入侧电流在一定范围内跟踪给定值，输入电流的变化导致输出电压也随之改变，从而实现电压的闭环控制。

4.使用万用表测试电路是否可靠连接，确认无误后，运行信号电路，检测驱动端电压是否正常，再加载主电路电源。本设计中交流输入电压Us＝220V,频率50Hz，直流侧电压设定为350V，负载电阻R_L＝160Ω，滤波电容C＝2000μF，电感L＝20mH，电流给定i_s ^*＝4.2A。使用示波器测试电路关键点的波形，并记录。实验测得θ＝30°时，电流i₁,i_c的波形如图6所示，输出电压U_o和输出电流i_L的脉动波形如图7所示，从中可以看出，电流i₁,i_c，i_L三者的关系满足基尔霍夫电流定律，输出电压的幅值基本保持在350V，与设定值相同，且波动很小。不同相位差下的输入电压U_s和输入电流i_s的波形如图8所示。从图中可以看出，输入电流的幅值和相位与给定电流相同，充分说明了电流跟踪控制的有效性。

Claims (4)

1.基于电流跟踪控制的负载相位调节器，包括控制电路、驱动电路和AC/DC桥式变流结构，AC/DC桥式变流结构包括交流电源、输入侧电感L、H桥电路、输出侧极性电容和负载，其特征在于，H桥电路包括功率管T1、功率管T2、功率管T3、功率管T4、反向续流二极管D1、反向续流二极管D2、反向续流二极管D3和反向续流二极管D4；电感L的一端与交流电源的正极相连接，另一端与功率管T1的源极、功率管T3的漏极相连接，交流电源的负极与功率管T2的源极、功率管T4的漏极相连接，反向续流二极管D1、反向续流二极D2、反向续流二极D3和反向续流二极D4的阳极分别连接功率管T1、功率管T2、功率管T3、功率管T4的源极，反向续流二极管D1、反向续流二极D2、反向续流二极D3和反向续流二极D4的阴极分别连接功率管T1、功率管T2、功率管T3、功率管T4的漏极，极性电容的正极与功率管T1的漏极、功率管T2的漏极相连接，极性电容的负极与功率管T3的源极、功率管T4的源极相连接，负载电阻并联在极性电容两端。

2.根据权利要求1所述的基于电流跟踪控制的负载相位调节器，其特征在于，所述控制电路采用电压外环、电流内环的双闭环控制策略。

3.根据权利要求1或2所述的基于电流跟踪控制的负载相位调节器，其特征在于，所述驱动电路包括光耦隔离电路、H桥驱动电路两个部分。

4.根据权利要求1所述的基于电流跟踪控制的负载相位调节器，其特征在于，所述控制电路和驱动电路之间添加隔离模块，隔离模块为光耦芯片ISP521。