CN105723603A - 高频串联ac调压器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种双向AC串联调压器，其利用仅处理总输出功率的比例的高频串联电感器调节输出AC电压电平，不管AC输入电压的变化。所述AC串联调压器检测功率电感器电流方向数据信号并且可以产生用于其控制的功率电感器电流方向数据信号以随时确定AC输入电压极性；其中确定AC输入电压极性在AC输入电压零交叉期间或零点附近是清楚的；并且其中确定AC输入电压极性在AC输入电压零交叉期间和零点附近允许AC双向开关的正常开关序列以防止功率“击穿”。

Description

高频串联AC调压器
版权声明
本专利文献的公开的一部分包括受到版权保护的材料。版权所有者不反对任何人复制呈现在专利和商标局专利文件或记录中的专利文件或专利公开内容，但在其它方面却保留所有版权权利。
优先权要求：
本申请案依据35U.S.C.§119要求以下美国临时申请案的优先权：2013年10月28日提交的第61/896,635号、2013年10月28日提交的第61/896,639号、2013年11月26日提交的第61/908,763号、2013年12月10日提交的第61/913,932号、2013年12月10日提交的第61/913,934号和2013年12月10日提交的第61/913,935号，于2014年6月3日提交的美国临时专利申请号62/006,900，2014年6月3日提交的美国临时专利申请号62/006,901，2014年6月3日提交的美国临时专利申请号62/006,906，所述申请案的全部内容是以引用方式并入本文。
技术领域
本发明涉及电源电路。具体地，本发明涉及用于调节交流(AC)电压的方法及电源电路，并且更具体地，涉及无论输入AC电压如何变化而将输出AC电压调节至所需的电平。
背景技术
AC调压器用于严密地控制并调节传递到与AC调压器的输出连接的负载的AC电压电平，无论在AC调压器的输入端的AC电压如何变化。
传统上，这已经通过各种低频(LF)(通常为50Hz或60Hz)电源磁结构来完成。在各种变压器和变压器配置中，这些结构通常在特定离散变压器电压抽头进行抽头。然而，所有这些结构依赖于传统的AC开关装置，如，继电器或半导体装置，如，可控硅整流器(SCR)或作为反并联AC开关连接的门极可关断晶闸管(GTO)，三端双向可控硅开关元件(TRIAC)、AC开关，如，绝缘栅双极晶体管(IGBT)、MOSFET晶体管和配置为AC开关的SCR，例如连接在整流器之间。这些AC开关由电子控制电路进行选择并激活以自动切换所选择的磁性变压器结构抽头，继而调整变压器或变压器配置的匝数比以控制AC输出电压尽可能靠近所需的电平。
另一种调节输出AC电压的传统方法是使用由电气机械装置(如受控电机)驱动的电-机械调整的自耦变压器。在这种情况下电子控制感测输入电压，且然后驱动电-机械装置以移动输出触点从而调整自耦变压器的匝数，继而设置正确的匝数比以固定输出AC电压为所需的电平。这些电-机械调整的自耦变压器装置也是LF磁性结构，通常为50Hz或60Hz，并且通常使用碳刷使电触点移动到自耦变压器绕组。然而，这些碳刷经历机械磨损，使得它们需要频繁的维护和更换。
一种更复杂的全电子版本再次利用LF电源变压器，通常为50Hz或60Hz，其串联在调压器的AC输入和AC输出之间。当输入AC电压电平发生变化，AC调压器电子控制感测输入电压电平，然后建立同相正或同相负AC电压差并加到变化的输入AC电压上或从其中减去，以维持输出AC电压在所需的设置电平。这种传统的方式，在其各种形式中，仍然使用LF电源频率变压器或LF磁性结构，通常为50Hz或60Hz。在一种配置中，电源电路产生LF电源频率以通过HF脉宽调制(HFPWM)设备校正输入AC电压，并且调整输入AC电源电压的此同相校正电压施加在LF变压器的初级，而LF变压器的次级串联在AC电源线的输入与输出之间。但仍然是在这些配置中使用的磁性结构，即使电源电路在更高的PWM频率工作，最终微分AC波形仍然施加在LF串联变压器，通常为50Hz或60Hz，因此LF变压器或磁性结构仍然存在尺寸和重量方面的缺点。
美国专利号5,747,972中公开了一种串联AC调压方法。此专利公开了一种仅使用简单电压极性控制的具体方法，这是有限且简单的控制方法。它还描述了在零电压交叉点周围的低AC输入电压正和负电平通过仅使用简单电压极性控制方法而导致的功率半导体器件的控制开关状态的限制。为了解决这个问题，在零电压交叉点周围的这种不确定的低正或负输入电压电平范围中仅使用简单电压极性控制方法，由于低的过零AC输入电压而导致实际输入电压极性的模糊确定，因此在AC输入电压零交叉点的这些低正或负电压电平下的功率半导体的PWM开关序列的状态也模糊确定。该“972专利”公开了在低于正4V和负–13.65、14.5以及17.65、18.5、18.10的输入AC电压极性不确定的低电压电平状态。因此，通过短时间(例如，如所公开的13.65微秒)开启所有功率半导体开关装置而产生异常开关序列。这引起使输入AC电源短路的功率半导体“击穿”，会造成半导体功率装置的恶化或破坏性损坏。“击穿”作为非常严重的情况(是功率半导体必须避免的)，是在电子行业非常清楚地理解的术语，并且工程师总是慎重地关注“击穿”，因为其对功率半导体有恶化和破坏性影响。
“972专利”中清楚地教导了前述问题，但是表面上看取决于零交叉附近的正和负AC输入电压点处的实际低AC输入电压，以及功率半导体导电电压的高电压特性。“972专利”教导了创建故意击穿PWM开关序列状态(13.65、14.5和17.65、18.5、18.10)。因此，由于使用AC输入电压极性控制的限制，“972专利”尝试通过实际产生使AC输入电压源实际短路的功率半导体开关装置的故意“击穿”状态来解决这个问题。这是关键的折衷，尤其是在具有非常低的导通电阻并且取决于AC输入电源的低电源电阻或半导体功率开关附近的电路电容的现代功率半导体器件的情况中尤其如此。此外，“击穿”还能够产生不利地影响操作性能的功率电感器中的无法定义的失控的电流导引。因此，美国专利号5,747,972中公开的串联AC电压调节方法具有严重缺陷。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种改进的控制方法，以克服美国专利号5,747,972及其它现有技术公开的仅使用简单电压极性控制存在的潜在操作问题。本发明克服了在使用串联低电源频率(通常为50Hz或60Hz)大而重的磁性结构的现有的传统方式的缺点。由于磁芯的尺寸大多与其操作频率成反比，所以本发明以此作为中心设计参数。所以本发明的另一个目的是实现独特高效且健壮的直接AC-AC双向功率流高频(HF)AC串联调压器拓扑结构，其利用显著减小这些磁性结构的尺寸、重量和成本的HF(例如，1KHz至1000KHz)串联磁性结构。
由于HFAC串联调压器通常连接至高AC电压配电和电力网，并且利用功率半导体切换这些高压，所以在指明甚至更明显地是使这些功率半导体的电压击穿(breakdown)降额时必须极为小心。因此必须极为小心地布署HFAC串联调压器,尤其是在这些功率半导体的脉宽调制(PWM)控制中以及与功率半导体连接的功率电感器的操作条件下。例如，参见图1a、图1(b)和图2(功率电感器L3、功率电感器L8、功率电感器L3和L4)。
这些功率半导体必须不出现破坏性“击穿”和高压，尤其是在PWM控制方法不能定义并且失去控制功率半导体开关换流状态的某些操作条件下，或美国专利号US5,747,972中公开的条件下，其中在控制开关序列中故意产生潜在危险性“击穿”以解决仅使用AC输入电压极性用于PWM开关序列控制的问题。
还存在HFAC串联调压器效率和健壮性的关键折衷，这些无法通过简单选择安全的高的功率半导体击穿(breakdown)电压或高导通电压来解决，如美国专利号US5,747,972中所要求的。
一般而言，对于任何功率半导体器件，击穿(breakdown)电压越高，则导通和切换损耗越大，因此功率半导体器件中的损耗和功耗越高，功率半导体器件和整个HFAC串联调压器产品的效率更低且产生的热量更高。通过本发明，在半导体功率装置的PWM开关序列中不会出现“击穿”PWM状态。
本发明关键性地去除了重要折衷，允许正常击穿(breakdown)电压并且使用被安全地指定用于功率半导体器件的现代低导通电阻的功率半导体器件的低导通电压，因此功率半导体器件安全地操作、损耗更低、产生的热量更少，并且提高HF串联调压器的效率。另外，与前述仅简单电压极性方法不同操作的PWM控制方法中的复杂度(sophistication)的显著增加，进一步驱动对本发明的需求。
附图说明
以下参照附图更详细地描述本发明的实施方案，其中：
图1a描述了具有双向AC半导体的HFAC串联降压转换器的实施方案的电路图；
图1b描述了具有双向AC半导体的HFAC串联升压转换器的另一个实施方案的电路图；
图2描述了HFAC串联降压-升压调压器的实施方案的电路图；
图3a描述了降压开关控制电路的实施方案的示意图；以及
图3b示出了图3a所示的降压开关换向序列的降压允许状态的逻辑开关的逻辑表。
具体实施方式
在以下描述中，作为优选实例阐述了用于调节输出AC电压至所需的电平(无论输入AC电压如何变化)的方法、系统和仪器。本领域技术人员显而易见的是，在不脱离本发明的范围和精神的情况下可以作出修改，包括增设和/或替换。可以省略具体细节以免模糊本发明；然而，本发明记载了为允许本领域技术人员在不需要过度实验的情况下实施本文中的教导。
参见图1a。图1a示出了具有双向AC半导体开关S1和S2的AC串联降压转换器。另外，图1a示出了增加的HF滤波组件以抑制并过滤在输入和输出端的HF(例如，1KHz至1,000KHz)开关频率。在输入端，滤波电感器L1和L2具有滤波旁通电容器C1和C2，并且在输出端，滤波电感器L4和L5具有滤波旁通电容器C3和C4。滤波电感器L4和L5具有滤波旁通电容器C4，其使HF电压PWM脉动平均而成为平均直流(DC)电平以创建平滑已调节的AC输出电压。电感器L3是被设计成在HF(例如，1KHz至1,000KHz)操作的功率电感器。
由于双向AC半导体开关器件S1和S2在通过模拟电路或数字和模拟电路的混合的电子PWM控制，但通常在具有DSP的数字控制电路或微处理器信号处理下在HF(例如，1KHz至1,000KHz)切换，并且来自控制电子电路的PWM输出以HF(例如，1KHz至1,000KHz)PWM调制来驱动双向AC半导体开关S1和S2，并且沿LF(通常为50Hz或60Hz)电源AC电压输入每个HF点，PWM控制电子电路产生宽度足以驱动双向AC半导体开关S1和S2与功率电感器L3组合的的特定PWM脉冲，因此，与沿输入AC电压的每个点降低并调节输出电压为控制设置电压参考设置的所需的值。
例如，如果控制以25,000Hz的设计频率切换，则对于每40微秒(microseconds)，输入电源LF(通常为50Hz或60Hz)电压的幅值在该点相对于设置电压参考降压并降低。因此，对于每40μs，电路使输入AC电压降压以调整并调节所需的设置输出AC电压。输入滤波器包括电容器C1和C2，以及滤波电感器L1和L2。输出滤波器包括电容器C3和C4以及滤波电感器L4和L5。可替代地，HF滤波组件的各种组合可以用于过滤并旁通在HF(例如，在此实例中为25,000Hz)切换的双向AC半导体开关的HF切换频率，并且使HF电压PWM脉动平均为平均DC电平以创建平滑已调节的AC输出电压。
参见图1b。图1b示出了具有双向AC半导体开关S3和S4的AC串联升压转换器。另外，图1b示出了增加的HF滤波组件以抑制并过滤在输入和输出端的HF(例如，1KHz至1,000KHz)开关频率。在输入端滤波电感器L6和L7具有滤波旁通电容器C5和C6。在输出端滤波电感器L9和L10具有滤波旁通电容器C7和C8。滤波电感器L9和L10具有滤波旁通电容器C8，其使HF电压PWM脉动平均为平均DC电平以创建平滑已调节的AC输出电压。电感器L8是被设计成在HF(例如，1KHz至1,000KHz)操作的功率电感器。
由于双向AC半导体开关S3和S4是在通过模拟电路或数字和模拟电路的混合的电子PWM控制，但通常在具有DSP的数字控制电路或微处理器信号处理下在HF(例如，1KHz至1,000KHz)切换，并且来自控制电子器件的PWM输出以HF(例如，1KHz至1,000KHz)PWM调制来驱动双向AC半导体开关S3和S4，并且沿LF(通常为50Hz或60Hz)电源AC电压输入每个HF点，控制电子器件产生宽度足以驱动双向AC半导体开关S3和S4与功率电感器L8的组合的特定PWM脉冲，因此，与沿输入AC电压的每个点上升并调节输出电压为控制电压参考设置的所需的值。
例如，如果控制以25,000Hz的设计频率切换，则对于每40微秒，输入电源LF(通常为50Hz或60Hz)电压的幅值在该点相对于设置电压参考升压并增大。因此，对于每40微秒，驱动双向AC半导体开关S3和S4与功率电感器L8的组合的PWM控制电路，使输入AC电压上升以调整并调节所需的设置输出AC电压。输入滤波器包括电容器C5和C6，以及滤波电感器L6和L7。输出滤波器包括电容器C7和C8，以及滤波电感器L9和L10。可替代地，HF滤波组件的各种组合可以用于过滤并旁通在HF(如，在此实例中为25,000Hz)切换的AC双向半导体开关的HF开关频率，并且使HF电压PWM脉动平均为平均DC电平以创建平滑已调节的AC输出电压。
本领域的普通技术人员可以选择使用图1a所示的单个降压AC串联调压器部分作为AC串联降压调压器、或图1b所示的单个升压AC串联调压器作为AC串联升压调压器、图1a所示的降压AC调压器与图1b所示的升压AC调压器的组合作为完整的全HFAC串联调压器、或图2所示的自动调压器(AVR)作为全HFAC-ACAVR自动电压控制拓扑结构。
图2示出了本发明作为能够使每个HF点的AC输入电压下降或上升的完整的全AVRHFAC串联调压器的基本操作原理。例如，如果AVRHFAC调压器的操作频率被配置成25kHz，则电子模拟电路或数字和模拟混合电路感测输入电压并且将其与电压参考进行比较，然后在PWM控制下驱动AC双向半导体开关S1、S2、S3和S4与功率电感器L3和L4的组合以使AVRHFAC串联调压器输出端的AC输入电压下降(减小)或上升(增大)。在每个LF(通常为，但不限于，50Hz或60Hz)电源电压周期，电压在每40微秒间隔点得以调节。因此，在参照固定参考电压电平的模拟或数字电子PWM控制下，全AVRHFAC串联调压器能够完全调节AC输出电压为所需的设置电平。
图2还示出了由HFPWM降压或升压的AVRHFAC串联调压器输出端的输入AC电压的波形，并且输入滤波组件C1、C2、L1和L2的组合用于消除HF切换能量回传到输入AC电源；并且输出滤波组件C3、C4、L5和L6的组合用于消除输出的HFPWM切换脉冲并且使HF电压PWM脉动平均为平均DC电平，从而创建平滑已调节的AC输出电压。
为了清楚的目的简化了本文所公开的电路以及其描述，并且在应用本发明的原理时，可使用各种其它的电路配置和装置。比如，双向AC开关是半导体装置并且可以由各种电路配置组成，但是这些开关仍然充当本行业中常用的AC双向半导体开关。这种双向AC半导体开关，例如，但不限于，可以是整流桥，其包括插入到整流桥中的具有单极半导体装置配置的四个整流管，如SCR、GTO、IGBT、MOSFET，或与能够建立受控的双向AC半导体开关装置的PWM驱动控制具有相同效果的任何其它半导体装置。另外，本行业中使用的具有或不具有整流器的其它半导体AC开关配置和装置，如背对背或反并联SCR、GTO、IGBT、RB-IGBT、MOSFET、任何其它背对背或反并联双向AC半导体装置或配置或未来的任何其它类似的新半导体装置，如，但不限于，GaN、SiC，是本发明的替代实施方案。
尽管本文中仅描述了单相电气系统，但是本发明的原理可以应用于其它AC频率和多相AC系统，例如，普通的三相电气系统，可通过利用并互连多个HFAC串联降压拓扑结构、HF串联升压拓扑结构、或用于全HFACAVR自动电压控制部分或单元以建立多相调压器的组合的AVRHF串联降压-升压拓扑结构实现。由于可以独立地控制这些HF串联电压部分，所以它们也可以被设计成用于电压平衡配置以使失去平衡的多相电压再平衡。
图2中示出的AVRHF降压-升压AC串联调压器利用HF(例如，1KHz至1,000KHz)功率电感器L3与AC双向半导体开关S1和S2的组合使AC输入电压下降，以及HF功率电感器L4与AC双向半导体开关S3和S4的组合以使AC输入电压上升。来自电子控制电路的PWM输出单独驱动AC双向半导体开关S1、S2、S3和S4以创建能够使输入AC电压下降(降压)或上升(升压)以调节AC输出电压为设置的所需的电平的AVR自动电压控制拓扑结构。该设计是功率流双向直接单级，并且没有内部DC链路电容器，其通常为不可靠的电解电容器。
在其它实施方案中，降压拓扑结构和升压拓扑结构可以独立工作。与图2所示组合的AVRHF降压-升压AC串联调压器拓扑结构一起，这些拓扑结构中的任一个仅需要根据AC输入电压电平的范围和变化处理全部输出功率的一部分。
在每个HFPWM间隔，例如，25kHz下的40微秒PWM间隔，在HF开关PWM的控制下得到的下降(降低)或上升(升高)的输入电压被提供至控制电子器件，以便降低或升高并校正输出AC电压电平至所需的设置输出AC电压参考，其中该HF开关PWM在低频电源(通常为50或60Hz)的每个HF点产生正确的PWM驱动信号至双向AC半导体开关。
其它实施方案包括能够创建如上所述的所需的效果的各种滤波器配置，输入滤波配置消除高频开关脉冲以免进入输入AC电源，并且输出滤波配置消除高频开关脉冲以免进入输出AC电压。另外其它实施方案包括AC输出电压反馈回路和控制电子器件以调节输出电压从而满足AC输出电压的均方根(RMS)参数，优选实施方案，AC输出电压的平均电压或峰值电压电平。
另外，AVRHFAC串联降压-升压AC调压器以及独立的降压或升压部分(如果单独使用)，只需要分别处理降压和升压电感器L3和L4上的差分功率(differentialpower)，以调节变化的输入AC电压为固定的且调节的输出AC电压，因此，由于这种配置，只需要比总输出功率更低的功率。降压和升压电感器L3和L4分别只需要与处理调节差分输入AC电压所需的总输出功率的相应比例以调节输出AC电压为所需的设置电平。
用于全HFACAVR自动电压控制的独立的HFAC串联降压拓扑结构、独立的HFAC串联升压拓扑结构或组合的AVRHF串联降压-升压拓扑结构的控制可以配置成如前述美国专利号5,747,972中公开的简单电压极性PWM控制。然而，如上所讨论，这种简单电压极性PWM控制方法由于在输入AC电压的正和负过零点附近极低的电压处的电压极性感测模糊期间故意的功率半导体“击穿”而无法确保功率半导体器件的安全换向(commutation)。
本发明的教导与美国专利号5,747,972和其它已知的现有技术的区别在于，例如，HFAC串联降压转换器部分包括双向AC半导体开关S1和S2，其与功率电感器L3和电流变换器CT1组合。图2中电流变换器CT3在大部分电源中是典型的且常用的，如本文所用，以简单测量输出电流为输出电流过电流保护，或过电流保护可以通过与每个功率半导体器件串联的增加的电流变换器来完成以实现相同的功能，这是因为过电流保护转换器检测到输出电流，并且输出电流信息反馈到控制电路以关闭或限制输出电流以控制输出电流用于输出过电流保护。美国专利号5,747,972中也提到了输出过电流保护。然而，除美国专利5,747,972的图4之外，如图1、4、5、6、7和9所示，在任何这些附图中没有示出电流变换器。并且只在美国专利号5,747,972的图4中出现的电流变换器T1和T2用作典型的输出过电流保护电流感测变换器。这也在美国专利号5,747,972的专利说明书14.50段得到确认，并且明确表明且解释成典型且普通的“输出过电流保护”，并且来自T1和T2的电流感测信息，美国专利号5,747,972的专利公开中仅提及电流变换器，并未使用或在任何其它地方公开为与PWM切换AC电压控制方法相关。所以很明显，美国专利号5,747,972仅教导了在不使用功率电感器中的任何电流信息的情况下仅使用简单电压极性PWM控制，这是本发明的唯一且关键的依据。所以很明显，在美国专利号5,747,972的情况中并且还在其包括的所有公开的现有技术中，它公开了甚至未包括其具有的电流变换器的许多拓扑结构图。唯一一幅包括电流变换器的附图中，电流交换器T1和T2仅用于标准常规典型的过电流保护。因此，很明显，美国专利号5,747,972公开了仅使用简单电压极性PWM控制以产生用于实际降压AC调压的PWM功率半导体开关序列。本发明中使用的实际功率电感器中的临界电流方向感测是美国专利号5,747,972中明显从未考虑的对现有技术的PWM控制方法改进。这种新改进的发明的优点在以下公开内容中更加清楚，并且针对功率半导体的安全换流的PWM控制方法具有重要的关键优点和改进，以产生PWM控制功率半导体开关序列方法，其从不产生“击穿”状态，因此如本发明中公开的特别地防止恶化或破坏性“击穿”。
为了证实本发明比美国专利号5,747,972的简单电压极性控制的具有关键优点的目的，参见图2，例如，在HFAC串联降压转换器部分，电流转换器CT3用作典型的输出过电流保护，而电流变换器CT1是本发明中关键的具体改进，因为电流变换器CT1产生用于AC半导体开关S1和S2的关键L3功率电感器电流方向数据。本发明中的PWM控制方法特别使用功率电感器L3中的电流方向用于HFAC串联降压转换器部分。使用如图2所示的电流变换器(currenttransformer)CT1和CT2是感测导体中的电流方向的一种方法，也可以利用其它设备，如，利用一个或多个罗戈夫斯基线圈(Rogowskicoil)、与功率电感器串联的一个或多个电阻器、与来自功率电感器的磁场相关的霍尔效应装置(HallEffectdevice)或从专门用于此行业已知的电感器电压方法的功率电感器绕组或部分电感器绕组或功率电感器上的额外的绕组上的电压波形获得实际电流信息的其它已知的各种方法，或这些电流感测装置的组合，但是使用任何替代的电流感测装置在使用功率电感器电流方向作为关键参数以在这里例如获得降压转换器PWM开关序列方法中，不管如何实现感测功率电感器电流方向的方法，都无法解决或避开本发明的核心创新的新PWM控制方法的原理(doesnotinanywayaddressoravoidthecoreinnovativenewPWMcontrolmethodprincipleofthepresentinvention)。
为了进一步证明本发明是不同于现有技术的清晰且明显的改进的目的，参见图2所示的HFAC串联升压转换器部分以及例如全降压-升压AVR的升压转换器部分。升压转换器部分包括主升压转换器组件，即，AC半导体开关S3和S4、功率电感器L4和功率电感器L4、电流转换器CT2。电流转换器CT3用作普通且典型的输出过电流保护，而电流转换器CT2是本发明中的关键特定改进，因为其产生用于功率半导体PWM控制的关键L4功率电感器电流方向数据，其特别使用功率电感器L4中的电流方向用于升压部分。并且如以上针对降压转换器部分所述，例如，使用任何替代的电流感测装置或方法，在使用功率电感器电流方向作为关键参数以在这里例如获得降压转换器PWM开关序列方法中，不管如何实际感测功率电感器电流方向的方法，都无法解决或避开本发明的核心创新的新PWM控制方法的原理。
为了概括本发明相比如美国专利号5,747,972中公开的简单电压极性PWM控制方法的关键优点，根据本发明的新的创新PWM控制方法，不仅使用电压极性，而且唯一且专门使用另外的关键数据用于功率电感器中的电流方向。这允许PWM控制基于绝对受控的开关序列驱动功率半导体的PWM开关序列，而不会模糊地允许PWM控制以操纵进入合适的功率半导体器件中的功率电感器电流，而不依靠任何恶化或破坏性“击穿”条件，使得美国专利号5,747,972中教导的功率半导体的故意“击穿”能被完全且安全地避免。
图3a示出了以下运行的电子电路部分：
(1)数字电路也可以是，但不限于，DSP或微处理器，其产生数字输出如PWM和时钟信号作为功率半导体开关序列数字电路(4)的输入。
(2)模拟电路包括，但不限于，离散电路、或模拟集成电路的通常单个或多个组合，其接收输入AC电压(V输入)和本发明的主要和关键参数－L3电感器电流，在此实例中其在这里显示为来自电流变换器CT1的模拟电流信号，其表示功率电感器L3(L3电感器电流)中的电流电平和方向。此模拟电路然后处理这些模拟输入以产生模拟输出作为模数转换器(3)的模拟输入。模拟电路功能部分(2)产生以下模拟和数字输出：
‐Vi–输入AC电压。
‐Vp–输入AC电压极性，如为正(+VE)、负(-VE)或零(0)。
‐Ii–功率电感器L3中的电感器电流，其来自电流变换器CT1。
‐Ip–功率电感器L3中的电感器电流极性，来自Ii，如为+VE、-VE或0。
(3)模数转换器和这些模数转换器总体集成到功率半导体开关序列数字电路(4)并且作为功率半导体开关序列数字电路(4)的一部分，或者可以分开。数字转换器(3)接收来自模拟电路功能部分(2)的模拟输出并且将模拟输入Vi、Ii转换成数字格式Vp、Ip，数字电路(4)随后与来自数字电路(1)的数字PWM和时钟输入一起使用这些数字格式Vp、Ip以产生必需的功率半导体PWM开关序列q1、q2、q3和q4。
(4)AC功率半导体开关(5)和(6)作为背靠背单极MOSFET功率半导体器件。降压部分AC功率半导体顶部开关S1包括组合的背对背单极MOSFET功率半导体开关Q1和Q2。AC功率半导体底部开关S2包括组合的背对背单极MOSFET功率半导体器件Q3和Q4。由PWM开关序列数字电路(4)产生的PWM开关序列输出q1、q2、q3和q4切换并单独驱动控制这些功率半导体器件Q1、Q2、Q3和Q4。
本领域的普通技术人员可以生产多个不同配置的模拟和数字电路以再现如上所述的相同功能；但是这些潜在不同模拟或数字配置在以下方面绝对无法避免本发明的新的且创新的原理的依据：当AC输入电压在AC输入电压零交叉点接近低正和低负电平时特定使用功率电感器中的电流信息以消除仅使用电压极性PWM控制方法所存在的问题。
由于本发明移除了美国专利号5,747,972中教导的无功率电感器中的电流方向的单独使用电压极性的折衷方案，而电流方向允许如本发明所公开的清楚地且安全地确定用于功率半导体的所有PWM开关序列，所以本发明允许这种新的HFAC串联降压拓扑结构、HF串联升压拓扑结构或组合的AVRHF串联降压-升压拓扑结构用于全HFACAVR自动电压控制在功率电平和电压电平中缩放，而关于电流、电压和热设计的考量、功率电感器的尺寸和性能以及缩放这种新的创新的拓扑结构的本领域普通技术人员确定的其它组件来相关且适当地选择如半导体功率装置的组件，如本发明所公开的。
总而言之，参见图2的全降压部分，结合输入和输出滤波器和组件，用于独立控制的功率半导体器件的PWM开关序列(5)：图2的S1的Q1和Q2，和PWM开关序列(6)：图2的S2的Q3和Q4，通过产生功率电感器L3的电流电平和方向的电流变换器CT1利用功率电感器L3中的电流信息，结合用于AC调压器降压部分的控制功能部分，如在实例(1)、(2)、(3)和(4)中创建创新的发明，在此实例中，ACHF调压器克服仅使用用于PWM开关序列的电压极性信息的限制、折衷和风险，与本发明的关键改进一起，使用如上所述的关键功率电感器电流方向。因此，这种新的创新的PWM控制方法从不产生用于功率半导体的未定义的PWM开关序列，并且当然不会产生故意的“击穿”PWM序列。所以
参见图3a和图3b。用于本发明的例如降压部分的PWM控制方法的步骤如下所述：
1)从输入电压信息(Vi)建立输入电压极性信号(Vp)。输入电压极性信号(Vp)包括三种逻辑状态：正(+VE)、负(-VE)和零(0)；其中零(0)指的是低于预定的绝对值(例如，1V或更低)的输入电压。例如参见图3a，使用模拟电路部分(2)从输入电压(Vi)得到输入电压极性信号(Vp)。
2)从来自功率电感器L3电流变换器CT1的功率电感器L3电流信号(Ii)建立电感器电流极性信号(Ip)，以获得功率电感器L3电流方向极性信息(Ip)。功率电感器电流极性信号(Ip)包括三种逻辑状态：正(+VE)、负(-VE)和零(0)；其中零(0)指的是低于预定的绝对值(例如，全负载电感器电流的2％或更低)的电感器电流。例如参见图3a，从功率电感器L3电流变换器CT1的功率电感器电流(Ii)信号得到功率电感器L3中的电感器电流极性信号(Ip)，并且用模拟电路(2)产生电感器电流极性信号(Ip)。
3)四个独立的功率半导体器件的开关状态受到PWM控制并且由从数字电路(4)得到的开关信号q1、q2、q3和q4驱动，数字电路例如可以是，但不限于，逻辑阵列，在此实例中参见图3a的部分(4)所示。在优选的实施方案中，AVRHFAC串联降压-升压AC调压器的降压部分的双向AC半导体开关(参见图2中的S1和S2)显示为背对背单极MOSFET功率半导体器件Q1、Q2、Q3和Q4，就例如形状和配置而言，但不限于，在此例如如图3a所示的(5)和(6)，现在基于以上电压和电流极性信息参考步骤1)和步骤2)正确且清楚地确定(5)和(6)的开关序列。例如，且参见图3a，且优选的实施方案是使用四个背对背独立受控的单极半导体功率开关Q1、Q2、Q3和Q4，如，在此实例中的单极MOSFET，再次参见图3a，其被配置成作为双向AC半导体开关操作，再次如图2的S1和S2所示，仅参考图2的AVRHFAC串联降压-升压AC调压器的降压部分。在此实例中参见图3a所示的四个独立受控的单极功率半导体器件Q1、Q2、Q3和Q4具有从以上步骤1)得到的具体的PWM开关序列，并且非常关键的是，且本发明的基本原理—功率电感器L3，在此实例中，电流极性—步骤2)。因此，每个PWM开关序列绝对且清楚地专门受控并且产生用于每次向前至惯性转换(forwardtofreewheeltransition)以及惯性至向前转换(freewheeltoforwardtransition)，这保证了针对所有操作条件清晰定义所有的开关状态，包括重反应超前或滞后负载，并且在开关序列中绝不出现如美国专利号5,747,972所教导的危险且故意的“击穿”状态。
可以对降压拓扑结构，如在此实例中，和升压拓扑结构，构造类似的PWM控制和开关序列，以用于任何互补的AC功率半导体开关的两种过渡。
本文公开的实施方案可以使用通用或专用计算装置、计算机处理器、微控制器或电子电路来实施，电子电路包括但不限于数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)以及根据本发明的教导被配置成或被编程的其它可编程逻辑装置。在通用或专用计算装置、计算机处理器或可编程逻辑装置中运行的计算机指令或软件代码可以由软件或电子领域的普通技术人员基于本发明的教导而容易地制备。
已经针对说明和描述的目的提供了本发明的上述描述。它并非旨在穷举性的或限制本发明的范围为公开的精确形式。许多修改和变型对于本领域技术人员来说是显而易见的。
选择并描述实施方案以便最好地解释本发明的原理及其实际应用，从而使本领域的其他技术人员理解本发明的各种实施方案以及用适于预期的特定用途的多种修改来理解本发明。意图是本发明的范围由以下权利要求书及其等效项限定。

Claims (12)

1.一种交流(AC)串联调压器，其用于调节AC输出电源的AC输出电压，其特征在于，所述AC串联调压器包括：
用于降低AC输入电源的AC输入电压的AC高频(HF)串联电压降压电源调控器拓扑结构(seriesvoltagebuckpowerregulatortopology)，其包括：
第一和第二独立可控的AC双向开关，
第一功率电感器，以及
用于产生指示第一功率电感器电流方向的第一功率电感器电流方向数据信号的第一电流变换器(currenttransformer)；
用于升高所述AC输入电压的ACHF串联电压升压电源调控器拓扑结构(seriesvoltageboostpowerregulatortopology)，其包括：
第三和第四独立可控的AC的双向开关，
第二功率电感器，以及
用于产生指示第二功率电感器电流方向的第二功率电感器电流方向数据信号的第二电流变换器；以及
控制电路，其用于接收所述AC输入电压、AC参考电压、所述AC输出电压、所述第一功率电感器电流方向数据信号和所述第二功率电感器电流方向数据信号，且产生用于所述AC双向开关的的开关驱动信号。
2.根据权利要求1所述的AC串联调压器，其特征在于，所述ACHF串联电压降压电源调控器拓扑结构被激活(activated)并操作，并且其中所述ACHF串联电压升压电源调控器拓扑结构被失活(inactivated)。
3.根据权利要求1所述的AC串联调压器，其中所述ACHF串联电压升压电源调控器拓扑结构被激活并操作，并且其中所述ACHF串联电压降压调压器的拓扑结构被失活。
4.根据权利要求1所述的AC串联调压器，其特征在于，进一步包括用于消除回传至AC输入电源的HF切换能量的输入滤波器。
5.根据权利要求4所述的AC串联调压器，其特征在于，所述输入滤波器包括两个电容器和两个电感器。
6.根据权利要求1所述的AC串联调压器，其特征在于，进一步包括输出滤波器，其用于平均HF电压脉动以创建用于所述AC输出电压的平滑的已调节电压电平。
7.根据权利要求6所述的AC串联调压器，其特征在于，所述输出过滤器包括两个电容器和两个电感器。
8.根据权利要求1所述的AC串联调压器，其特征在于，进一步包括第三电流变换器，其用于产生输出电流测量信号到所述控制电路以实现过电流保护。
9.根据权利要求1所述的AC串联调压器，其特征在于，用于所述AC双向开关的开关驱动信号为脉冲宽度调制(PWM)控制信号。
10.根据权利要求1所述的AC串联调压器，其特征在于，每个AC双向开关包括一个或多个功率半导体器件。
11.根据权利要求10所述的AC串联调压器，其特征在于，所述功率半导体器件为背靠背单极MOSFET功率半导体器件、硅控整流器(SCR)、作为反并联AC开关(anti-parallelACswitches)连接的门极可关断晶闸管(GTO)、TRIAC、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、MOSFET晶体管或配置为AC开关的SCR。
12.根据权利要求1所述的AC串联调压器，其特征在于，
所述控制电路使用AC输入电压极性，并且所述第一功率电感器电流方向数据信号和所述第二功率电感器电流方向数据信号中的一个或两个用于确定所述AC双向开关的开关序列(switchingsequence)；
所确定的所述AC双向开关的所述开关序列是清楚的；并且
确定所述AC双向开关的所述清楚的开关序列消除了所述开关序列中任何功率“击穿”的任何必要性。
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