CN220307098U - 无线功率传输次级电路及接收器电路 - Google Patents

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Abstract

本文中描述一种无线功率传输(IPT)接收器电路，其可向负载提供直流(DC)功率。所述电路具有含有感应接收器线圈和交流(AC)谐振电容器的谐振AC电路。所述电路还具有连接到所述谐振AC电路的整流器。所述电路还具有连接所述谐振AC电路与所述整流器的AC电感器。所述电路还具有连接到所述整流器以向所述负载提供直流(DC)功率的DC电源电路。所述DC电路具有与所述负载串联的DC电感器。所述DC电路具有与所述DC电感器和所述负载的串联组合并联的DC电容。

Description

无线功率传输次级电路及接收器电路
技术领域
本实用新型涉及无线功率传输方面的改进，且尤其是无线功率传输接收器电路。
背景技术
一种常见类型的传统无线功率传输(IPT)系统具有含有初级感应线圈的初级电路和含有次级感应线圈的次级电路，所述次级感应线圈感应耦合到初级线圈以从初级电路接收功率。次级电路通常称为接收器。次级电路通常具有称为谐振网络的并联谐振电路，其中AC信号由初级电路引起谐振以向‘谐振网络’传输功率。由于次级电路感应地连接到初级电路，因此次级电路可影响初级电路中的AC电流和通过耦合传输的功率。
IPT系统通常向例如电池的负载提供直流(DC)。通常，为了提供DC功率，次级电路具备二极管整流器和与电池串联的DC电感器。与负载串联的DC电感器用于减轻来自整流器的DC中的纹波，以向电池提供满足纹波的规格的DC电流。
提供传统IPT次级电路的挑战来自DC电感器，所述DC电感器需要具有足够大的电感以避免由于较大峰值的电感器电流而使电感器中的铁氧体饱和，大的电感值也可以减轻纹波。但这样会导致电感器太大或太重。还会导致DC电感器的成本增加。
挑战也来自DC电容器。在一些系统中，例如用于为电动车辆的电池充电的系统，电池和并联电容器的电压可为数百伏。挑战还来自减轻纹波所需的电容。电容或电压过高都会增加次级的体积和成本。
由于这些和其它挑战，IPT次级电路的体积可能比理想体积更大。
由于这些和其它挑战，IPT次级电路的显著重量可能来自DC电感器和或DC电容器。
由于这些和其它挑战，IPT次级电路的显著成本可能来自DC电感器和或DC电容器。
因此，理想的IPT次级应该是可以解决上述挑战中的任意一个或所有问题，并且可以控制DC电流中的纹波。
实用新型内容
在一个方面中，本实用新型提供一种无线功率传输(IPT)次级电路，其可接收由IPT初级电路通过感应链路所提供的感应功率，且可向负载提供直流(DC)功率，其中DC直流上的纹波在规格内，IPT次级电路包含具有与负载的端子串联连接的具有一定电感的DC电感器的DC电源电路。IPT次级电路的特征在于DC电容器连接在与负载的端子相对的DC电感器的输入与接地之间，其中电容值的选择以控制进入DC电感器的电压纹波为主，从而防止电感器的饱和。
其中电容值的选择主要是以控制进入DC电感器的电压纹波和控制进入负载的电流纹波为主。
其中电容值的选择主要是以控制进入DC电感器的电压纹波和防止电感器的饱和为主。
电容值的选择主要是为了控制DC电感器中的直流上的纹波。所述控制可为将DC电感器中的电流上的纹波降低到指定的最大纹波。指定的最大纹波可取决于针对DC电感器所选择的电感而指定。
所选择电感可为25uH或更小。所选择电感可为共模扼流圈的杂散电感或差模电感。
所选择电感可实施为两个单独的电感器，每一电感器连接到负载的一个端子，其中DC电容与两个电感器和负载的串联组合并联连接。两个单独的电感器的总电感等于所选择电感。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含至少一个AC电感器。
存在两个AC电感器。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含用于提供DC功率的整流器。
至少一个AC电感器可与整流器的输入串联。
两个AC电感器可具有相同电感。
整流器可包含两个输入，每一输入分别连接到两个AC电感器。
至少一个AC电感器可具有在20uH到60uH范围内的组合电感。
至少一个AC电感器可具有以下组合电感：
LSi>＝Vbat/(Voc的峰值电压)*(Cst的电抗)
其中：
LSi为组合电感
Vbat为负载上的电压(例如，电池电压)
Voc为线圈为开路时接收线圈上的感应电压
Cst为AC电容器的电容。
在另一方面中，本实用新型提供一种无线功率传输(IPT)次级电路，其可接收由IPT初级电路通过感应链路所提供的感应功率，且可向负载提供直流(DC)功率，其中DC直流上的纹波在规格内，IPT次级电路包含具有与负载的端子串联连接的DC电感器的DC电源电路，IPT次级电路的特征在于DC电感器包含共模扼流圈。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含至少一个AC电感器。
存在两个AC电感器。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含用于提供DC功率的整流器。
至少一个AC电感器可与整流器的输入串联。
两个AC电感器可具有相同电感。
整流器可包含两个输入，每一输入分别连接到两个AC电感器。
至少一个AC电感器可具有在20uH到60uH范围内的组合电感。
至少一个AC电感器可具有以下组合电感：
LSi>＝Vbat/(Voc的峰值电压)*(Cst的电抗)
其中：
LSi为组合电感
Vbat为负载上的电压(例如，电池电压)
Voc为线圈为开路时接收线圈上的感应电压
Cst为AC电容器的电容。
DC电源电路包含连接在与负载的端子相对的DC电感器的输入与DC接地之间的电容器，其中所述电容器的电容使通过电感器的峰值电流减小到不足以使电感器饱和，和/或需要较大电感器铁氧体磁芯以避免饱和。
一种无线功率传输(IPT)次级电路，其可接收由IPT初级电路通过感应链路所提供的感应功率，且可提供直流(DC)以向负载提供功率，IPT次级电路包含并联谐振网络电路、二极管整流器和具有与负载的端子串联连接的DC电感器的DC电源电路，IPT次级电路包含连接以便为整流器中的二极管的反向恢复电流提供低阻抗返回路径的电容器，优选地，电容器为连接到整流器的DC正输出和DC接地的DC电容器。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含至少一个AC电感器。
存在两个AC电感器。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含用于提供DC功率的整流器。
至少一个AC电感器可与整流器的输入串联。
两个AC电感器可具有相同电感。
整流器可包含两个输入，每一输入分别连接到两个AC电感器。
至少一个AC电感器可具有在20uH到60uH范围内的组合电感。
至少一个AC电感器可具有以下组合电感：
LSi>＝Vbat/(Voc的峰值电压)*(Cst的电抗)
其中：
LSi为组合电感
Vbat为负载上的电压(例如，电池电压)
Voc为线圈为开路时接收线圈上的感应电压
Cst为AC电容器的电容。
电容器可布置成通过整流器的同一分支中的二极管的结电容将反向恢复电流返回到其源极。
电容器可在输入结处连接到DC电源电路的DC电感器，因此DC电感器在反向恢复电流与负载之间形成与通过电容器的路径相比较高的阻抗路径。此可进一步防止反向恢复电流到达负载。
次级电路可包含连接在并联谐振网络与整流器之间的电感器以在谐振网络与并联谐振器之间提供高阻抗路径，以防止二极管反向恢复电流进入谐振网络。此可防止反向恢复电流通过次级磁性结构辐射。
另外的方面可提供一种无线功率传输(IPT)接收器电路，其可在感应接收器线圈处感应地接收功率，且可向负载提供直流(DC)功率，其中接收器电路包含：
用于交流(AC)电流的谐振网络电路，其连接到感应接收器线圈，
整流器，其连接到谐振网络电路；
直流(DC)电源电路，其连接到整流器以向负载提供DC功率；
其中DC电源电路包含与负载串联连接的串联DC电感器，
且其中DC电路包含与DC电感器和负载的串联组合并联的DC电容。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含至少一个AC电感器。
存在两个AC电感器。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含用于提供DC功率的整流器。
至少一个AC电感器可与整流器的输入串联。
两个AC电感器可具有相同电感。
整流器可包含两个输入，每一输入分别连接到两个AC电感器。
至少一个AC电感器可具有在20uH到60uH范围内的组合电感。
至少一个AC电感器可具有以下组合电感：
LSi>＝Vbat/(Voc的峰值电压)*(Cst的电抗)
其中：
LSi为组合电感
Vbat为负载上的电压(例如，电池电压)
Voc为线圈为开路时接收线圈上的感应电压
Cst为AC电容器的电容。
一种无线功率传输(IPT)次级电路，其可接收由IPT初级电路通过感应链路所提供的感应功率，且可向负载提供直流(DC)功率，其中DC直流上的纹波在规格内，其中IPT次级电路包含与使用中的负载串联的DC电感器；
且其中DC电路包含DC电源电路的输入端子上的DC电容。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含至少一个AC电感器。
存在两个AC电感器。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含用于提供DC功率的整流器。
至少一个AC电感器可与整流器的输入串联。
两个AC电感器可具有相同电感。
整流器可包含两个输入，每一输入分别连接到两个AC电感器。
至少一个AC电感器可具有在20uH到60uH范围内的组合电感。
至少一个AC电感器可具有以下组合电感：
LSi>＝Vbat/(Voc的峰值电压)*(Cst的电抗)
其中：
LSi为组合电感
Vbat为负载上的电压(例如，电池电压)
Voc为线圈为开路时接收线圈上的感应电压
Cst为AC电容器的电容。
一种无线功率传输(IPT)接收器电路，其可在感应接收器线圈处感应地接收功率，且可向负载提供直流(DC)功率，其中接收器电路包含：
用于交流(AC)电流的谐振网络电路，其连接到感应接收器线圈，
整流器，其连接到谐振网络电路；
直流(DC)电源电路，其连接到整流器以向负载提供DC功率；
其中DC电源电路包含与负载串联连接的串联DC电感器，
且其中DC电路包含与DC电感器和负载的串联组合并联的电容器，
且其中接收器电路包含连接在谐振网络与整流器之间的串联AC电感器。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含连接在谐振网络与整流器之间的第二串联AC电感器。
串联AC电感器可与整流器的输入串联。
两个串联AC电感器可具有相同电感。
整流器可包含两个输入，每一输入分别连接到第一串联AC电感器和第二串联AC电感器。
至少一个AC电感器可具有在20uH到60uH范围内的组合电感。
至少一个AC电感器可具有以下组合电感：
LSi>＝Vbat/(Voc的峰值电压)*(Cst的电抗)
其中：
LSi为组合电感
Vbat为负载上的电压(例如，电池电压)
Voc为线圈为开路时接收线圈上的感应电压
Cst为AC电容器的电容。
连接在谐振网络和整流器之间的电容器和电感器可选择分量值以防止DC电容器中断整流器中的电流。
连接在谐振网络和整流器之间的电容器和电感器可选择分量值以防止较高阶谐波被引入通过整流器的电流。
连接在谐振网络和整流器之间的电容器和电感器可选择分量值以防止将较高阶谐波引入谐振网络中的电流。
连接在谐振网络和整流器之间的电容器和电感器可选择分量值以为来自整流器中的一或多个二极管的反向恢复电流返回源极二极管提供低阻抗，且提供高阻抗以防止反向恢复电流进入谐振网络并自次级感应线圈辐射出去。
连接在谐振网络和整流器之间的电容器和电感器可选择分量值以在满足DC电感器中的电流的电流纹波规格和谐振网络中的信号中的较高阶谐波规格的状态中。
连接在谐振网络和整流器之间的电容器和电感器可选择分量值以在满足DC电感器中的电流的电流纹波规格和谐振网络和/或整流器中的波形规格的状态中。
连接在谐振网络和整流器之间的电容器和电感器可选择分量值以防止DC电容器中断整流器中的电流且将给定值的DC电感器的输入处的电压纹波维持到指定最大值。
一种无线功率传输(IPT)接收器电路，其可向负载提供直流(DC)功率，其中接收器电路包含：
谐振交流(AC)电路，其具有感应接收器线圈；
整流器，其连接到谐振AC电路；以及
直流(DC)电源电路，其连接到整流器以向负载提供DC功率；
其中DC电路包含与负载串联的DC电感器，
且其中DC电路包含与负载和DC电感器的串联组合并联的DC电容器。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含至少一个AC电感器。
存在两个AC电感器。
无线功率传输(IPT)次级电路可进一步包含用于提供DC功率的整流器。
至少一个AC电感器可与整流器的输入串联。
两个AC电感器可具有相同电感。
整流器可包含两个输入，每一输入分别连接到两个AC电感器。
至少一个AC电感器可具有在20uH到60uH范围内的组合电感。
至少一个AC电感器可具有以下组合电感：
LSi>＝Vbat/(Voc的峰值电压)*(Cst的电抗)
其中：
LSi为组合电感
Vbat为负载上的电压(例如，电池电压)
Voc为线圈为开路时接收线圈上的感应电压
Cst为AC电容器的电容。
谐振AC电路可包含与感应接收器串联的电感器以将DC电容器与谐振AC电路中的调谐电容器解耦。调谐电容器通常与感应接收器线圈并联。
DC电感器可由共模扼流圈的杂散电感或差模电感提供。DC电感器也可分成两个单独的电感器，其中每一电感器连接到负载的一个端子。
两个单独的电感器的电感可相等或不同。
此结构可帮助阻止整流器反向恢复噪声到负载。
谐振AC电路可包含与感应接收器串联的电感器，选择所述感应接收器以利用针对DC电容器所选择的给定电容值来为次级电路提供调谐。
并联谐振电路可包含电容器和提供接收器线圈的电感器，其中基于接收器线圈电感选择并联电容器的电容C＝l/(2*pi*f)^2/L，其中L为接收器线圈电感，且f为系统频率。
DC电容器可具有负载的电源电压的平均电压额定值加上DC电感器的输入处的峰值电压纹波的容差。
DC电容可取决于DC电感器的电流纹波规格而选择。较大DC电容减小DC电感器中的电流纹波，从而减小DC电感器中的AC损耗。可选择DC电容以使得DC电感器中的组合AC和DC损耗导致DC电感器中的温度升高低于所定义的温度升高规范。
本文中描述一种无线功率传输(IPT)接收器电路，其可向负载提供直流(DC)功率。所述电路具有含有感应接收器线圈和交流(AC)谐振电容器的谐振AC电路。所述电路还具有连接到谐振AC电路的整流器。所述电路还具有连接谐振AC电路与整流器的AC电感器。所述电路还具有连接到整流器以向负载提供直流(DC)功率的DC电源电路。所述DC电路具有与负载串联的DC电感器。所述DC电路具有与DC电感器和负载的串联组合并联的DC电容。
附图说明
本实用新型的额外和其它方面对读者而言将从实施例的以下描述变得显而易见，所述实施例仅通过实例的方式参考随附图式给出，在随附图式中：
图1为IPT次级电路或接收器电路的电路图；
图2展示图1和图4的电路的DC电感器的输入处的电压的曲线图；
图3展示图1的电路的DC电感器上的电压的曲线图；
图4为根据本实用新型的较佳实施例的IPT次级电路或接收器的电路图；以及
图5展示图4中的电路的DC电感器(共模扼流圈)上的电压和DC电容器上的电压的曲线图；
图6展示谐振网络的电压和在谐振网络与整流器之间没有AC电感器(Lsi)的情况下进入整流器5的电流的曲线图，且还比较在图4中所展示的提议拓扑内有和没有Lsi的谐波含量；
图7展示图4的IPT次级电路的谐振网络上的电压、整流器输入电流和次级线圈电流谐波与连接在谐振网络与整流器之间的电感的不同值的比较；
图8展示根据本实用新型的IPT次级电路的替代实施例。
本实用新型的其它方面将从本实用新型的仅通过特定实施例的实例的形式给出的以下描述变得显而易见。
具体实施方式
图1中展示IPT次级电路或接收器电路1。此实例的IPT次级为并联调谐的IPT次级电路。IPT次级电路具有感应线圈或线圈3Lst，其中AC电流由初级电路(未展示)的协作感应线圈(未展示)激励。与初级IPT电路(未展示)和次级电路相关联的感应线圈Lst还可分别称为初级线圈和次级线圈。初级电路的感应线圈还可称为基极线圈，且次级电路的感应线圈可称为接收器或车辆线圈。
IPT次级电路1具有并联谐振电路或并联谐振网络2，所述并联谐振电路或并联谐振网络2具有含有电感Lst的感应线圈3和与电感器3并联的含有电容Cst的AC电容器4。在此实例中，具有值Csi的第二电容6也同节点7B与节点8b D之间的电感器3串联连接。
AC电压源5表示由初级IPT电路(未展示)中的电流所感应的开路AC电压Voc。初级电路也可称为基极线圈电路(未展示)。Voc的均方根RMS值定义为：
VOC,RMS＝2πfMILpt,RMS
等式1
，其中ILpt,RMS为IPT初级线圈中的RMS电流，M为初级线圈与次级线圈之间的互相耦合，且f为IPT频率。
如图1中所展示的次级电路1具有连接在节点8a C和8b D上的二极管整流器9。整流器9具有输出端子15和11G，其为DC电源电路12提供整流的DC信号且充当DC电源电路的输入端子。
如图1中所展示，DC电路12具有输出节点13H。负载14展示为连接在节点13H与接地15之间。在此实例中，负载为通过引线连接到DC电源电路的电池，所述引线产生引线电感16。
整流器9的二极管将具有反向二极管电压pi*Vbat/2，其中Pi＝3.1415，且Vbat为负载上的电压。Vbat的一个实例包括电池负载电压，且本说明书中对作为电池负载电压的Vbat的引用旨在作为负载电压的非限制性实例。技术人员将理解，Vbat可更一般地指负载上的电压(在负载不是电池的情况下)。
DC电源电路12具有含有电感LDC的DC电感器17。电感值LDC需要足以确保来自整流器的电流的连续传导。电感器17必须具有电感值、线圈架构和铁氧体架构，其不会在来自整流器9的峰值电流通过电感器17时饱和。此电流取决于负载的功率需求和电压以及电感17的值，因此需要取决于负载的电流纹波规格来选择电感。通常，为了防止饱和，还需要高频率Litz布线和最小磁芯横截面的限制。
电感LDC的值还取决于通过并联谐振网络2到负载14的功率需求。电感LDC还取决于负载14的DC电流纹波电流中的纹波的规格来选择。
申请人已观察到，连续传导将确保输出DC功率达到其理论设计水平，这取决于Voc和读者已知的调谐条件。低电流纹波将改进DC电感器17中的AC损耗，且降低进入负载14的输出DC电流纹波。
图1的电路适用于为420V电池提供大约6KW的DC功率。
在图1中所展示的电路中，典型的最小Ldc为大约25uH，以实现连续传导，但更有可能为l00uH，以减少Ldc中的AC纹波电流和负载电流。
DC电源电路12还需要具有值Cdc的DC电容器18，以通过使通过电感器17且进入负载14的AC电流平滑来进一步调节输出DC电流。电容Cdc的典型值高于l00uF，这是实现进入负载14的低电流纹波所必需的。
将次级电路1连接到负载14(例如，电池)的电缆的寄生电感16LLEAD也为输出DC电流提供一定程度的滤波。电感16的值取决于系统，且可能难以选择或控制。
负载14可为电池、电阻器或为其它负载供电的DC-DC转换器。以下分析假设负载为电动车辆的电池，且其电压为Vbat。Vbat通常在270V与420V之间。
谐振电路2对于由初级电路(未展示)中相同频率下的AC电流所驱动的AC电流具有谐振。通过选择电感3和电容4和6来实现给定频率下谐振的需求。读者将理解，连接在整流器的输出处的大电感器17不会明显地使AC谐振网络2失谐。这可允许取决于初级电路来指定谐振网络2，且允许为负载指定DC电源电路。
如果通过电感器17LDC的电流为持续的，那么节点11G处相对于接地的电压可在时域中表达为：
等式2描述整流正弦信号，所述信号具有取决于(电池)负载电压Vbat的峰值电压。
在图1的电路中，节点G处的电压120为整流正弦波，因此电压纹波为pi*Vbat/2，所述纹波对于420V的Vbat为约660V，如图2中所展示。
节点H处的电压为Vbat。
因此，Ldc上的电压VGH可在时域中表达为：
图3展示图1的电路的节点G到H上的电压的曲线图。如所展示，其为具有-420V偏移的大约600伏峰值到峰值的整流正弦波。
d(IL)/dt＝VGH(t)/LDC
等式4
等式4指示电感器电流纹波随着电感器17LDC上的电压纹波的增大而增大，且随着电感器17的电感Ldc的增大而减小。
图1的DC电感器17Ldc中的AC电流纹波与LDC的电感值大约成反比。因此，图1的电路中所使用的较小DC电感器可引起高峰值电感器电流。举例来说，针对输出到负载的6.6kWLdc＝25uH的图1的拓扑具有约25A峰值到峰值的通过Ldc的电流纹波，且通过Ldc的峰值电流为28A。对于小LDC值的电感器，高AC纹波电流需要读者已知的特殊低损耗导线，这增加了次级电路的成本。DC导线通常在纹波电流频率下可能具有大量损耗。可能需要特殊导线。所述导线包括‘Litz’导线、扁平导线和经设计以在纹波电流频率下具有低AC电阻的其它导线。
整流器9的输入电流(图1中流入节点E和F的电流)的形状为方形的。这归因于在Ldc中维持电流流动的大DC电感器。因此，图1的拓扑中的整流器二极管被迫以高di/dt关断，这导致二极管关断时的大反向恢复电流和电荷。此反向恢复电流流入并联调谐谐振网络，其中大部分流经电容器4Cst，剩余流经Lst和CSi。Lst中的反向恢复电流可能释放到自由空间中，造成不希望的EMI。9a Da和9b Db的反向恢复电流进入谐振网络且分别通过9b Db和9a Da返回。
图4为根据本实用新型的15较佳实施例的IPT次级电路或接收器电路21的电路图。
此实例的IPT次级电路21为并联调谐的IPT次级电路。IPT次级电路具有电感线圈(未展示)，其中AC电流由初级电路(未展示)的协作感应线圈(未展示)激励。与初级IPT电路(未展示)和次级电路(未展示)相关联的感应线圈还可分别称为初级线圈和次级线圈。初级电路的感应线圈还可称为基极线圈，且次级电路的感应线圈23可称为接收器或车辆线圈。
IPT次级电路21具有并联谐振电路或并联谐振网络22，所述并联谐振电路或并联谐振网络22具有含有电感Lst的电感器23和与电感器23并联的含有电容Cst的电容器26。在此实例中，具有值Csi的第二电容24也与电感器23串联连接且在节点28a B与节点28b D之间。
AC电压源25表示由初级IPT电路(未展示)中的电流所感应的开路AC电压Voc。Voc的均方根RMS值定义为：
VOC,RMS＝2πfMILpt,RMS
等式5
，其中ILpt,RMS为IPT初级线圈中的RMS电流，M为初级线圈与次级线圈之间的互相耦合，且f为IPT频率。
谐振电路22对于由初级电路(未展示)中相同频率下的AC电流所驱动的AC电流具有谐振。
图4展示IPT次级电路21，其具有二极管整流器29和输出端子30G和50H，以用于连接DC电源电路32。DC电源电路在端子33处为连接在端子33与接地之间的负载34提供具有指定最大电流纹波的DC电流。电感36表示引线(未展示)到负载的寄生电感，所述负载在此实例中为提供6.6KW DC电流的420伏电池。图4的IPT电路具有含有电容Cdc的小电容器43，所述电容Cdc在整流器29之后连接在电感器40的输入处的节点50H与节点37之间。
电感器40由共模扼流圈的杂散电感或差模电感提供。与图1的拓扑相比，在Ldc之前的电容器39减小了节点30或37处的电压纹波，如图2中所展示。此实施例的电容器39的典型电容Cdc在0.5微法到几微法的范围内，所述范围针对所选择电感器40的电感器40的输入处的电压纹波的规格和负载34处的纹波的规格而选择。
在此实例中，负载为具有电压Vbat的电池。Cdc上的平均DC电压为Vbat，其中在平均DC电压顶部具有小纹波。此纹波电压的幅值明显地小于常规拓扑的幅值。较小DC纹波藉由电容器39的较大值Cdc来实现，且反之亦然。
在此特定实施例中，电感器40由共模扼流圈提供。这是可能的，因为电感器40的所需电感LDC通常小于25uH。
在图4的电路中，电感器37Ldc的一端连接到节点30G，所述节点具有Vbat的平均值和AC电压纹波，所述AC电压纹波与CDC成反比且对于大于3uF的Cdc值通常低于10V。电感器Ldc的另一端直接连接到电池，所述电池可被视为恒定电压源。因此，Ldc上的电压纹波为节点30G处的AC电压纹波。
图5展示图4的DC电感器40上的电压101。如所展示，DC电感器40上的电压为具有0V的平均电压的大约8伏峰值到峰值的正弦电压。这明显低于图1中所展示的电路。
图5还展示节点G处的整流电压102的类似曲线图，其为具有420伏电池负载的平均电压的大约8伏峰值到峰值的整流正弦波。
图4还展示具有值Lsi/2的AC电感器41，其串联连接在谐振电路22的节点28与整流器的节点42E之间。具有值Lsi/2的相同电感器44连接在整流器的节点31F与谐振电路22的节点27C之间。选择Lsi的值以确保通过电感器41和44Lsi的连续传导电流。理论上，将其最小值确定为：
LSi>＝Vbat/(Voc的峰值电压)*(Cst的电抗)
其中：
Lsi为组合电感
Vbat为负载34上的电压(例如，电池电压)
Voc为线圈为开路时接收线圈23上的感应电压25
Cst为AC电容器26的电容。
等式6
通常，在此实施例中，Lsi的值在20uH与60uH之间。
整流器29由二极管29a Da、29b Db、29c Dc和29d Dd构成。这些二极管需要具有仅相当于电容器39Cdc上的电压的反向电压额定值。
图3展示电路21的节点G处的电压121，且展示电感器40中的峰值到峰值电压纹波122。对于图4的电路，节点G处的电压纹波与电容值DDC 120大约成反比。因此，电容器39的值Cdc可取决于负载处的电流纹波的规格、取决于共模扼流圈的可用电感和取决于电感器40的所选择电感来选择，或可取决于这些的组合来选择。
在图4的拓扑中，电感器40LDC的工作DC电感可小于25uH。这可由共模扼流圈的杂散电感或差模电感提供。
在图4中所展示的较佳实施例的拓扑中，到负载的引线的电感Llead通常取决于物理布局，且为不可控的，且难以包括在负载电流的DC滤波的设计中。
另外，LDC中的减小的电流纹波减少了电感器中的AC损耗。
共模扼流圈通常具有非常高的共模电感(在mH范围内)以阻挡共模电流，和小得多的差模或杂散电感(典型范围从几微亨到大约20微亨)。
由于磁芯中的磁通抵消，共模扼流圈中的杂散或差模电感并不随DC偏置电流而减小。在一个实例中，TDKTM共模扼流圈B82726E6203B041被额定为20A的DC电流。其具有2.7mH的共模电感和19uH的杂散或差模电感。其DC电阻为4.4mOhms，且AC电阻为0.50hms(在170kHz下以高达20A的DC偏置进行测量)。如果AC电流纹波可控制为小于几安培，那么绕组中的AC损耗就可保持非常小。另外，AC电流纹波并不造成过大的磁芯损耗。这是由于磁芯中的磁通抵消。
共模扼流圈的DC电感器LDC的DC电容Cdc、杂散电感Lstray或差模电感的各种组合导致负载处看到的基本上相同的电流纹波30。举例来说，大Cdc和小杂散电感可产生与小Cdc和大杂散电感基本上相同的输出DC电流纹波。
还可添加电容器43C0以进一步减小进入电池的输出电流纹波。然而，申请人已观察到，在本实用新型的其它实施例中可消除电容器43C0。电容值C0可为几微法。
连接在Cst与Cdc之间的电感器41和44使得谐振AC电路或并联调谐网络与电容器39Cdc隔离。与电容CST并联的电容CDC将降低输出功率且增加车辆线圈电流中的谐波。图6展示在没有电感器41和44Lsi的情况下的谐振网络电压124和整流器输入电流125。这是因为只有当绝对谐振网络电压高于电容器39Cdc上的电压的二极管正向电压两倍时，功率才从AC侧流向DC侧。电容器39上的电压具有负载电压的平均电压和AC电压纹波。因此，谐振网络上的电压在周期的部分内被钳位在电容器39Cdc的电压处。这在次级线圈电流中产生谐波，从而辐射出去且导致EMI。图6的下部曲线图展示车辆线圈电流中的电流谐波的频谱，其中在Lsi＝40uH的情况下为126，且在没有Lsi的情况下为127。如可看出，较高阶谐波的幅值在具有Lsi的情况下明显更小。
选择组合值电感器41和44Lsi以确保通过Lsi的连续电流传导以提高输出功率。
在较佳实施例中，Lsi具有通常在20uH到60uH范围内选择的值。
在图4中所展示的特定实例中，Lsi实施为两个电感器，每一电感器具有电感Lsi的一半，以改进电路21的EMI性能。
图4的电路的电感器41和44也防止二极管反向恢复电流进入谐振网络，因此其无法耦合到初级侧或无法通过基极和车辆线圈发射到自由空间中。相反，反向恢复电流流经同一分支中的二极管和电容器39Cdc的结电容。举例来说，29a Da的反向恢复电流流经29cDc、电容器39Cdc的结电容且返回到20 29a Da。另外，共模扼流圈或Ldc 40在次级与负载之间提供高阻抗，使得二极管反向恢复电流无法进入负载。电感器41和44Lsi也降低了二极管反向恢复情况下整流器输入电流的di/dt，这首先显著地降低了二极管反向恢复电流和电荷。
电感器41和44的组合电感Lsi也影响次级线圈电流和输出功率电平中的谐波。如果Lsi太小，那么Lsi中的电流不连续，这会由于电流波形的形状变化而产生进入谐振网络的谐波。谐波被注入谐振网络，且可通过车辆线圈辐射到自由空间，从而产生EMI问题。通过使Lsi变大，其电流变得连续，从而降低了高频谐波含量。l0uH到40uH的Lsi的模拟结果如图7中所展示。第一曲线103为Lsi＝10uH的整流器输入电压和电流。此处，也为Lsi电流的整流器输入电流为不连续的。第二曲线104为Lsi＝40uH的整流器电压和电流。较大电感使Lsi电流变得连续，且帮助降低车辆线圈中的谐波电流。另外，在较大Lsi值下，输出电流(功率)电平较高。所述电平在Lsi＝40uH的情况下为15A，而在Lsi＝10uH的情况下为13.8A。
图7还比较Lsi＝10uH 107和Lsi＝40uH 108之间的谐波电流幅值107和108。如可看出，通过增加Lsi而减小谐波电流。另外，针对Lsi＝10uH的谐波电流比没有Lsi时更低。电感器41和44Lsi改进EMI性能且还增加输出功率。
较佳实施例的电路21提供具有DC电源电路12的IPT次级电路，其中DC电感由共模扼流圈提供，该共模扼流圈向差模电流提供足够的电感，但在物理上小、重量轻，减轻共模电流纹波。
申请人已观察到，电感器磁芯的磁通密度与电感器电流成线性比例。
申请人还观察到，电感器必须设计成避免最高电感器电流下电感器磁芯的饱和。
申请人已进一步观察到，磁芯的饱和导致高磁芯损耗和高磁芯温度。
较佳实施例的电路限制节点30G处的电压纹波和通过电感器40的电流纹波，这允许共模扼流圈提供足够的差模或杂散电感以维持恒定电流，避免差模饱和，允许使用经济绕组导线且减轻共模电流纹波。与图1的电感器17相比，共模扼流圈可能不会导致重量、占地面积、体积和成本的显著增加。
在一个实例中说明这些优点的协同作用。如果要求电感器A和B具有相同电感，但A具有更高峰值电流，那么电感器A将需要具有更大气隙或更少匝数，这都降低了电感，且必须通过具有更大的磁芯横截面面积来补偿，这增加了磁芯材料的总体体积和成本。
通过将两个电路设计为在420V的Vbat下具有15.7A的相同DC输出电流，在图1的拓扑与图4的拓扑之间进行直接比较。有意地改变DC输出电路的参数以说明其影响。
Cdc Ldc 负载电流纹波
100uF 50uH 1.24A
3uF 50uH 18A
3uF 150uH 5.8A
150uF 150uH 0.27A
表1：组合Cdc和Ldc值以控制拓扑的负载电流纹波
Cdc Ldc 负载电流纹波
3uF 10uH 0.92A
6uF 5uH 0.76A
10uF 10uH 0.22A
20uF 5uH 0.23A
表2：组合Cdc和Ldc值以控制图4的拓扑的负载电流纹波
表1和表2说明图4的电路中的协同作用，为了达到0.23A的负载纹波电流规格，图1的拓扑的Cdc和Ldc值可比图4的拓扑的Cdc和Ldc值大15倍。
另外，对于图4的拓扑，输出到负载的电流上的纹波大致由Cdc和Lstray的乘积确定。上表中的最后两个配置之间的电流纹波类似。(Cdc＝10uF，Lstray＝10uH对比Cdc＝20uF，Lstray＝5uH)。
本实用新型的较佳实施例使用共模扼流圈的杂散电感通过图4的拓扑实现DC滤波，从而达到低负载电流纹波和良好共模电流抑制的协同作用。
图4的拓扑需要较小DC电感值Ldc，因为与图1的拓扑相比，在图4的拓扑中，节点G处的电压15纹波要小得多，以实现输出到负载的相同电流纹波。因此，如果我们假定高度保持相同，那么图4的电路的Ldc可利用铁氧体磁芯实施，所述铁氧体磁芯大约为图1的电路的电感器的横截面积的一半且大约为铁氧体磁芯材料的体积和重量的一半。
与图4的较佳实施例所说明的负载相比，替代负载可为电阻器或为其它负载供电的DC-DC转换器。
本实用新型的较佳实施例提供一种在Ldc中具有减小的AC纹波电流的电路，且并不需要任何特殊的高频导线。与图1的拓扑相比，Cdc显著地降低Ldc的输入端子的电压纹波，从而降低Ldc的电流纹波和Ldc的峰值电流。Ldc的较低电流纹波降低电感器AC绕组损耗、电感器铁氧体磁芯损耗和较低峰值电感器电流。低AC绕组损耗允许低成本导线代替Litz导线或其它高频导线，以用于电感器绕组。较低电感器铁氧体磁芯损耗降低电感器的工作温度。电感器40Ldc中的较低峰值电流也减小了避免电感器铁芯饱和所需的电感器铁氧体的横截面面积和体积。
如果针对共模噪声抑制规格选择特定共模扼流圈，那么其差模(杂散)电感和输出电流纹波规格确定电感器40Ldc上的最大电压纹波。图4的拓扑允许设计者利用选择电容器39的值Cdc来满足电压纹波要求。另外，共模扼流圈的杂散电感可能较小(小于25uH)，这对于图4的拓扑是理想的。
图8展示替代实施例的拓扑，其中图4的电感器40被两个单独的电感器替换，每一电感器连接到负载或Co的一个端子，且每一电感器与负载和DC电容器串联，所述DC电容器与同负载串联连接的两个电感器并联。
在各种实施例中，并联谐振电路包含电容器和充当接收器线圈的电感器，其中基于接收器线圈电感选择并联电容器的电容C＝1/(2*pi*f)^2/L，其中L为接收器线圈电感5，且f为系统频率。
当共模电流流经连接次级和负载的电缆时，其可辐射到自由空间中，从而产生EMI问题。共模电流也可流入电动车辆中的电子件中且干扰其性能。所提议拓扑中的共模扼流圈可显著地降低共模电流，从而提高EMI性能。
在前述描述和以下权利要求书中，以包括性意义使用词“包含”或其等效变体以指定一或多个所陈述特征的存在。此术语并不排除在各种实施例中存在或添加其它特征。
在前述描述和以下权利要求书中，以包括性意义使用词“一”或其等效变体以指定一或多个所陈述特征的存在。此术语并不排除在各种实施例中存在或添加其它特征。
应了解，本实用新型不限于本文中所描述的实施例，且从参考图式所说明的实例，在本实用新型的精神和范围内的其它和额外实施例对于技术读者将为显而易见的。特定来说，本实用新型可驻留在本文中所描述的特征的任何组合中，或可驻留在这些特征与给定特征的已知等效物的替代实施例或组合中。上文论述的本实用新型的实例实施例的修改和变化对于本领域的技术人员将为显而易见的，且可在不脱离如所附权利要求中所定义的本实用新型的范围的情况下进行修改和变化。

Claims (31)

1.一种无线功率传输次级电路，其特征是，其可接收由IPT初级电路通过感应链路所提供的感应功率，且可向负载提供直流(DC)功率，其中DC直流上的纹波在规格内，所述无线功率传输次级电路包含具有与负载的端子串联连接的DC电感器的直流(DC)电源电路，其连接到二极管整流器以向负载提供直流(DC)功率，所述DC电感器包含共模扼流圈。
2.根据权利要求1所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其进一步包含至少一个AC电感器。
3.根据权利要求2所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其中存在两个AC电感器。
4.根据权利要求3所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其中所述至少一个AC电感器与所述二极管整流器的输入串联。
5.根据权利要求3所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其中所述两个AC电感器具有相同电感。
6.根据权利要求3所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其中所述二极管整流器包含两个输入，每一输入分别连接到所述两个AC电感器。
7.根据权利要求1到3中任一权利要求所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其中所述至少一个AC电感器具有在20uH到60uH范围内的组合电感。
8.根据权利要求1到3中任一权利要求所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其中所述至少一个AC电感器具有以下组合电感：
Lsi>＝Vbat/(Voc的峰值电压)*(Cst的电抗)
其中：
Lsi为组合电感
Vbat为所述负载上的电压
Voc为所述线圈为开路时接收线圈上的感应电压
Cst为AC电容器的电容。
9.一种无线功率传输次级电路，其特征是，其可接收由IPT初级电路通过感应链路所提供的感应功率，且可提供直流(DC)以向负载提供功率，所述无线功率传输次级电路包含并联谐振网络电路、二极管整流器和具有与所述负载的端子串联连接的DC电感器的直流(DC)电源电路，所述无线功率传输次级电路包含连接以便为所述二极管整流器中的二极管的反向恢复电流提供低阻抗返回路径的电容器，所述电容器为连接到所述二极管整流器的DC正输出和DC接地的DC电容器；所述DC电感器包含共模扼流圈。
10.根据权利要求9所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其进一步包含至少一个AC电感器。
11.根据权利要求10所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其中存在两个AC电感器。
12.根据权利要求10所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其中所述至少一个AC电感器与所述二极管整流器的输入串联。
13.根据权利要求11所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其中，所述两个AC电感器具有相同电感。
14.根据权利要求13所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其中，所述二极管整流器包含两个输入，每一输入分别连接到所述两个AC电感器。
15.根据权利要求10到11中任一权利要求所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其中所述至少一个AC电感器具有在20uH到60uH范围内的组合电感。
16.根据权利要求10到11中任一权利要求所述的无线功率传输次级电路，其特征是，其中所述至少一个AC电感器具有以下组合电感：
Lsi>＝Vbat/(Voc的峰值电压)*(Cst的电抗)
其中：
Lsi为组合电感
Vbat为所述负载上的电压
Voc为所述线圈为开路时接收线圈上的感应电压
Cst为AC电容器的电容。
17.一种无线功率传输接收器电路，其特征是，其可在感应接收器线圈处感应地接收功率，且可向负载提供直流(DC)功率，其中所述接收器电路包含：
用于交流(AC)电流的谐振网络电路，其连接到感应接收器线圈，
二极管整流器，其连接到所述谐振网络电路；
直流(DC)电源电路，其连接到所述二极管整流器以向所述负载提供直流(DC)功率；
其中所述直流(DC)电源电路包含与所述负载串联连接的串联DC电感器，所述DC电感器包含共模扼流圈；
且其中所述DC电路包含与所述DC电感器和所述负载的串联组合并联的DC电容。
18.根据权利要求17所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其进一步包含至少一个AC电感器。
19.根据权利要求18所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其中存在两个AC电感器。
20.根据权利要求18所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其中所述至少一个AC电感器与所述二极管整流器的输入串联。
21.根据权利要求19所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其中所述两个AC电感器具有相同电感。
22.根据权利要求21所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其中所述二极管整流器包含两个输入，每一输入分别连接到所述两个AC电感器。
23.根据权利要求18到19中任一权利要求所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其中所述至少一个AC电感器具有在20uH到60uH范围内的组合电感。
24.根据权利要求18到19中任一权利要求所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其中所述至少一个AC电感器具有以下组合电感：
Lsi>＝Vbat/(Voc的峰值电压)*(Cst的电抗)
其中：
Lsi为组合电感
Vbat为所述负载上的电压
Voc为所述线圈为开路时接收线圈上的感应电压
Cst为AC电容器的电容。
25.一种无线功率传输接收器电路，其特征是，其可在感应接收器线圈处感应地接收功率，且可向负载提供直流(DC)功率，其中所述接收器电路包含：
用于交流(AC)电流的谐振网络电路，其连接到感应接收器线圈，
二极管整流器，其连接到所述谐振网络电路；
直流(DC)电源电路，其连接到所述二极管整流器以向所述负载提供直流(DC)功率；
其中所述直流(DC)电源电路包含与所述负载串联连接的串联DC电感器，所述DC电感器包含共模扼流圈；
且其中所述DC电路包含与所述DC电感器和所述负载的串联组合并联的电容器，
且其中所述接收器电路包含连接在所述谐振网络电路与所述二极管整流器之间的串联AC电感器。
26.根据权利要求25所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其进一步包含连接在所述谐振网络电路与所述二极管整流器之间的第二串联AC电感器。
27.根据权利要求25或26所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其中所述串联AC电感器与所述二极管整流器的输入串联。
28.根据权利要求25所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其中所述两个串联AC电感器具有相同电感。
29.根据权利要求26所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其中所述二极管整流器包含两个输入，每一输入分别连接到所述第一串联AC电感器和所述第二串联AC电感器。
30.根据权利要求26或28中任一权利要求所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其中所述至少一个AC电感器具有在20uH到60uH范围内的组合电感。
31.根据权利要求26或28中任一权利要求所述的无线功率传输接收器电路，其特征是，其中所述至少一个AC电感器具有以下组合电感：
Lsi>＝Vbat/(Voc的峰值电压)*(Cst的电抗)
其中：
Lsi为组合电感
Vbat为所述负载上的电压
Voc为所述线圈为开路时接收线圈上的感应电压
Cst为AC电容器的电容。
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