CN106716812A - 功率因数改善转换器、以及，具备功率因数改善转换器的电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明通过设置多个具有第一二极管与第一MOSFET串联连接的第一串联电路、第二二极管和第二MOSFET串联连接的第二串联电路、以及电容器的，并且输出端子分别与所述第一串联电路、所述第二串联电路、以及所述电容器的两端相连接的电路模块，并且将各电路模块的输入端子串联后，再通过阻流器与交流电源相连接来解决课题。

Description

功率因数改善转换器、以及，具备功率因数改善转换器的电源 装置
技术领域
本发明涉及将多电平(Multilevel Power)转换器技术适用于非绝缘型的功率因数改善转换器，特别是，与级联多电平(Cascade Multicell)型的多电平转换器相关。
背景技术
以往，作为功率因数改善转换器，采用升压斩波电路的方式已被普遍知晓。图15中展示此种方式的电路图，二极管(Diode)21、二极管22、二极管23、以及二极管24被桥(Bridge)接，作为输入连接有交流电流1，作为输出连接有阻流器(Chock)2与MOSFET37的串联电路。MOFET37的源极·漏极之间连接有二极管25与电容器(Condenser)54的串联电路，电容器54的两端连接有负载3。
该功率因数改善转换器由于是将来自阻流器2的电流通过未图示的滤波器(Filter)去除了高频成分后的电流作为输入电流，因此通过控制阻流器2的电流的低频成分使其与交流电源1的电压的波形相似，从而使其具备功率因数改善功能。
阻流器2的电流可以通过MOSFET37的开关(On Off)来控制。由于MOSFET37一单开启则MOSFET37的电压归零(Zero)、MOSFET37一旦关闭则二极管25导通，所以MOSFET37的电压就会与电容器54的电压，即，输出电压相等。
因此，图15中着眼于阻流器2的电压变化的等价电路则成为了图16中图示的电路。此处，可变电压源4将Vo作为输出电压并且具有±mVo的值。M具有0或1的值，交流电源1的电压为正则符号为+(Plus)，交流电源1的电压为负则符号为-(Minus)。不过，将交流电源1上侧的电位高于下侧的电位的状态作为正电压，反之则作为负电压。
由于该电路为升压斩波电路，因此是以输出电压高于输入电压为前提的。所以，当m＝0，即，MOSFET37一旦开启则阻流器2的电流就会增大，当m＝1，即，MOSFET37一旦关闭则阻流器2的电流就会减小。通过控制该开关比就能能够控制阻流器2的电流，从而就能够控制功率因数改善转换器的输入电流使其与交流电源1的电压的波形相似。
另一方面，作为实现与上述电路同等运作的电路，图17中的电路也已被普遍知晓。此处，如将与图15中图示的电路相同的元件使用相同的记号进行标示，则，MOSFET38、MOSFET39、MOSFET40、以及MOSFET41被桥接，作为输入经由阻流器电容器54，电容器54的两端连接有负载3。
在图17中图示的电路中，很显然一旦所有的MOSFET开启就会等同于图16中图示的电路中m＝0的状态。另外，一旦所有的MOSFET关闭，则由各MOSFET的体二极管(Body Diode)构成桥式整流(Bridge Diode)，因其整流作用，就会等同于图16中图示的电路中m＝1的状态。因此，与图15中图示的电路同样的，也能够使图17中图示的电路作为功率因数改善转换器发挥作用。
另外，MOSFET38、MOSFET39、MOSFET40、以及MOSFET41中的两个能够替换为二极管，图18、图19中的电路也已被众所周知。
在图18中图示的电路中，很显然一旦MOSFET40和MOSFET41开启就会等同于图16中图示的电路中m＝0的状态。另外，一旦MOSFET40和MOSFET41关闭，则由二极管26和二极管27、MOSFET40的体二极管、以及MOSFET41的体二极管构成桥式整流，因其整流作用，就会等同于图16中图示的电路中m＝1的状态。因此，与图15中图示的电路同样的，也能够使图18中图示的电路作为功率因数改善转换器发挥作用。
在图19中图示的电路中，交流电源1为正电压时一旦MOSFET39开启，则电流就会以阻流器2、二极管26、MOSFET39的路径流通，从而成为等同于图16中图示的电路中m＝0的状态。另外，交流电源1为负电压时一旦MOSFET41开启，则电流就会以MOSFET41、二极管28、阻流器2的路径流通，从而成为等同于图16中图示的电路中m＝0的状态。另外，一旦MOSFET39和MOSFET41关闭，则由二极管26和二极管28、MOSFET39的体二极管、以及MOSFET41的体二极管构成桥式整流，因其整流作用，就会等同于图16中图示的电路中m＝1的状态。因此，与图15中图示的电路同样的，也能够使图19中图示的电路作为功率因数改善转换器发挥作用。
要将这样的功率因数改善转换器小型化，一般的方法是提高开关频率(SwitchingFrequency)。通过提高开关频率，用于实现相同的纹波(Ripple)电流所必须的阻流电感(Chock Inductance)就会降低，因此就能够将阻流器小型化。
但是，作为提高开关频率的弊端有：增加开关损耗(Switching loss)、因阻流线圈的交流电阻升高而导致的阻流器铜耗增大、铁芯(core)的高频特性所带来的阻流器铁耗增大。由于损耗的增大会招致冷却零件的大型化，因此就有提高开关频率所带来的功率因数改善转换器小型化的效果也已没有上升的空间的问题存在。
另外，以往的功率因数改善转换器还存在有共模噪声(Common-mode Noise)大的问题。共模噪声因接地端(Earth)流入共模电流而产生，而该共模电流则因MOSFET等的开关元件进行开关操作时的电位变化而产生。在MOSFET的情况下，元件的背面成为漏极(Drain)，通过该漏极与接地端之间存在的寄生电容，接地端处流入共模电流。如将共模电流以ic、寄生电容以CSTRAY、相对于接地端的漏极电压的时间变化以dV/dt表示的话，则为：
【公式1】
因此，要减小共模电流ic的话，有：减小寄生电容CSTRAY、减小dV、加大dt这三种方法可以想到。但是，为了减小寄生电容CSTRAY而将漏极与接地端之间的绝缘物加厚的话，会有热电阻上升从而导致MOSFET的温度上升的问题。dV为±mVo是由电路构成所决定的，因而无法更改。而一旦增加dt由于会加大开关损耗，所以会有MOSFET温度上升的问题。
如上述般，由于想要减小共模电流并非易事，所以有时会不得不提高噪音滤波器(Noise Filter)的阻抗(Impedance)来应对。但是，提高阻抗会产生出：需要使用高价的原材料，或是，导致噪音滤波器大型化的问题。
本发明通过改变电路构成，在不提高开关频率的前提下减小阻流器，从而减小共模电流。
以往的功率因数改善转换器，即使想要通过提高开关频率来实现小型化，也会存在因零件损耗的增大从而导致小型化效果没有提升空间的问题。
另外，由于共模电流较大，所以还存在导致噪音滤波器大型化的问题。
发明内容
本发明的n电平(Level)功率因数改善转换器(n为3以上的整数)设置有(n-1)个电路模块，具有串联有第一整流元件和第一开关元件的第一串联电路、串联有第二整流元件和第二开关元件的第二串联电路、以及电容器，其中，所述(n-1)个电路模块分别在所述第一整流元件与所述第一开关元件的连接点连接有输入端子、在所述第二整流元件与所述第二开关元件的连接点连接有其他输入端子、在所述第一串联电路、所述第二串联电路、以及所述电容器的两端连接有输出端子，阻流器、以及相邻的各电路模块的所述输入端子和所述其他输入端子相连接形成的串联电路与所述交流电源连接，所述各电路模块的输出端子处分别连接有负载。
再有，所述阻流器可以连接于所述各电路模块间的任意位置上，也可以分散配置于多个位置上。因此，所述各电路模块能够各自包含阻流器。
发明效果
本发明的功率因数改善转换器、以及，具备功率因数改善转换器的电源装置具有如下效果。
第一，通过阻流器的施加电压减小后表面上的频率上升，能够将阻流器小型化。通过这样，就能够使电源装置整体小型化。这是因为，通过根据输入电压的瞬间值来选择各电路模块的输入端子电压就能够降低阻流器的施加电压，并且，通过使切换各电路模块的输入端子电压的相位进行偏移，对于阻流器而言的表面上的频率就会上升，因而就能够使用于实现相同纹波(Ripple)电流的电感降低。
第二，通过减少MOSFET的电位变化就能够减少共模电流。所述公式1中所示dV在以往电路中为±Vo,在本发明的功率因数改善转换器中则为±Vo/(n－1)。这是因为，通过将各电路模块的输出端子电压控制为±Vo/(n－1)，施加于MOSFET的电压就会为Vo/(n－1)而非Vo。通过这样，就能够较少共模噪声而又不会付出热电阻增大或开关损耗增大所带来的代价，并且能够使滤波器小型化。
附图说明
图1是本发明中的n电平功率因数改善转换器的一例实施例图。
图2是本发明中的3电平功率因数改善转换器的一例实施例图。
图3是着眼于阻流器电压变化的图2的等价电路图。
图4是以往电路中的阻流器电流波形图。
图5是本发明中的阻流器电流波形图。
图6是以往电路中的阻流器电压波形图。
图7是本发明中的阻流器电压波形图。
图8是以往电路中的阻流器电流波形和阻流器电压波形图。
图9是本发明中的阻流器电流波形和阻流器电压波形图。
图10是本发明中的4电平功率因数改善转换器的一例实施例图。
图11是着眼于阻流器电压变化的图10的等价电路图。
图12是连接绝缘转换器作为图2中的负载的实施例图。
图13是连接绝缘转换器作为图2中的负载的实施例图。
图14是连接绝缘转换器作为图2中的负载的实施例图。
图15是以往的功率因数改善转换器的电路。
图16是着眼于阻流器电压变化的图15、图17、图18、图19的等价电路图。
图17是以往的功率因数改善转换器的电路。
图18是以往的功率因数改善转换器的电路。
图19是以往的功率因数改善转换器的电路。
具体实施方式
用于实施本发明的方式，只要将一下希望的实施例的说明对照附图进行阅读便可清楚的了解。不过，附图仅用于解说，不对本发明的技术范围进行限定。
本发明的n电平功率因数改善转换器(n为3以上的整数)，如图1所示，由：交流电源1和阻流器2、(n-1)个电路模块5、以及与各电路模块5的输出端子相连接的负载3所构成。
各电路模块5包括：串联有二极管11和MOSFET31的第一串联电路；串联有二极管12和MOSFET32的第二串联电路；以及电容器51。MOSFET31的漏极与二极管11的阳极相连接，MOSFET32的漏极与二极管12的阳极相连接。二极管11与MOSFET31的连接点连接有一方的输入端子，二极管12与MOSFET32的连接点连接有另一方的输入端子。二极管11的阴极和二极管12的阴极与电容器51的一端相连接，MOSFET31的源极和MOSFET32的源极与电容器51的另一端相连接，电容器51的两端还通过输出端子分别连接有负载3。
各电路模块5的输入端子相互串联。具体来说，第一个电路模块5的一方的输入端子与第(n-1)个电路模块5的另一方的输入端子之间，通过阻流器2连接有交流电源1。相邻的电路模块5之间，一方的输入端子与另一方的输入端子相连接。例如：第一个电路模块5的另一方的输入端子与第二个电路模块5的一方的输入端子相连接。这里的相邻指的是不需要物理上的相邻，形式上的相邻就可以了。
在本发明的实施方式以及后述实施例中，虽然只记载了如下构成：各电路模块5包括串联有二极管11和MOSFET31的第一串联电路；串联有二极管12和MOSFET32的第二串联电路；以及电容器51，MOSFET31的漏极与二极管11的阳极相连接，MOSFET32的漏极与二极管12的阳极相连接。
但是并不限于此，例如，也可以是如下构成：二极管11的阴极与MOSFET31的源极相连接，二极管12的阴极与MOSFET32的源极相连接。这种情况下，MOSFET31的漏极和MOSFET32的漏极与电容器51的另一端相连接，二极管11的阳极和二极管12的阳极与电容器51的一端相连接。
另外，也可以是由两个二极管的串联电路构成第一串联电路，由两个MOSFET的串联电路构成第二串联电路。也可以是由两个MOSFET的串联电路构成第一串联电路以及第二串联电路。
实施例一
(实施例一的构成)
图2中展示了电平数n为3的本发明的实施例。该转换器由：交流电源1与阻流器2、两个电路模块5、以及连接于各电路模块5的输出端子的负载3所构成。
各电路模块5包括：串联有二极管11和MOSFET31的第一串联电路；串联有二极管12和MOSFET32的第二串联电路；以及电容器51。MOSFET31的漏极与二极管11的阳极相连接，MOSFET32的漏极与二极管12的阳极相连接。二极管11与MOSFET31的连接点连接有一方的输入端子，二极管12与MOSFET32的连接点连接有另一方的输入端子。二极管11的阴极和二极管12的阴极与电容器51的一端相连接，MOSFET31的源极和MOSFET32的源极与电容器51的另一端相连接，电容器51的两端还通过输出端子分别连接有负载3。
第一电路模块5的输入端子与第二电路模块5的输入端子相互串联。具体来说，第一电路模块5的一方的输入端子与第二电路模块5的另一方的输入端子之间，通过阻流器2连接有交流电源1。另外，第一电路模块5的另一方的输入端子与第二电路模块5的一方的输入端子相连接。
(实施例一的运作)
在像这样构成的实施例一的功率因数改善转换器中，各电路模块5的输出电压设为被控制为Vo/2。由于各电路模块5的构成与图18中的电路相同，因此各电路模块5的输入端子间电压就能够通过MOSFET31、32的导通截止(ON Off)在0和Vo/2状态间进行选择。由于各电路模块5的输入端子相互串联，因此整体上能够在0、Vo/2、以及±Vo状态间进行选择。
因此，着眼于阻流器2的电压变化的图2所图示的等价电路就成为了图3中图示的电路。虽然作为电路与图16所示的电路相同，但是可变电压源4的值与其不同，电压Vo的系数除了0、1，还追加了1/2。由于像这样存在有三个电压电平，因此称为三电平。
像这样电压Vo的系数除了0、1，还追加有1/2，就能够减少阻流器2的施加电压。例如只要在交流电源1的瞬间值低时选择0和1/3，高时选择1/2和1即可。
另外，通过相位偏移来实施输入端子电压的切换，还能够提升对于阻流器而言的表面上的频率。
例如选择0与1/2时，切换为如下即可。
各电路模块5虽然只切换了一次，但是整体上来说进行了0、1/2；0、1/2两次的切换。
因此，能够降低用于实现相同纹波电流的电感。
以往电路中的阻流器2的电流波形如图4所示，实施例一中的阻流器2的电流波形如图5所示。此处所示电流波形是在：输入电压为240V、输出电压为400V(在实施例一中为各200V)、负载电阻为24Ω(在实施例一中为各12Ω)、以及开关频率为90kHz的条件下的模拟结果。区别在于阻流器的电感，以往电路为100μH，而实施例一则为25μH。
图4中所示的电流波形和图5中所示的电流波形虽然均标示为20A/div、2msec/div，但可以明白的是电感虽不同但几乎是相同的波纹电流。在此例子中电感成功降为1/4，并且能够将阻流器大幅小型化。
以往电路中的阻流器2的电压波形如图6所示，实施例一中的阻流器2的电压波形如图7所示。由于以往电路中阻流器2被施加输入电压和(输入电压-输出电压)，因最大被施加±400V的电压，然而在实施例一中则由于在输入电压低时被施加输入电压和(输入电压-输出电压÷2)，在输入电压高时被施加(输入电压-输出电压÷2)和(输入电压-输出电压)，因此被控制在±200V。
图8与图9中所示波形是将图4、图5、图6、图7中所示波形从6msec扩大两个开关周期后的波形。图8为以往电路中的波形，施加电压高，并且一周期有一次电压变化。而图9则为实施例一中的波形，施加电压被抑制地很低，并且一周期有两次电压变化。像这样，由于阻流器的施加电压降低从而频率提升，因此降低了用于实现相同纹波电流的电感。
另外，由于各MOSFET31、32处施加的电压分别为Vo/2，所以所述公式1的dV为±Vo/2，共模电流为以往电路的1/2。因此，能够比以往电路更加降低共模噪声，并且能够使滤波器小型化。
(实施例一的效果)
基于以上作用，通过使用本发明的电路，就能够将阻流器小型化，并且能够将滤波器小型化。
实施例二
(实施例二的构成)
图10中展示了电平数n为4的本发明的实施例。该转换器由：交流电源1与阻流器2、三个电路模块5、以及连接于各电路模块5的输出端子的负载3所构成。
各电路模块5包括：串联有二极管11和MOSFET31的第一串联电路；串联有二极管12和MOSFET32的第二串联电路；以及电容器51。MOSFET31的漏极与二极管11的阳极相连接，MOSFET32的漏极与二极管12的阳极相连接。二极管11与MOSFET31的连接点连接有一方的输入端子，二极管12与MOSFET32的连接点连接有另一方的输入端子。二极管11的阴极和二极管12的阴极与电容器51的一端相连接，MOSFET31的源极和MOSFET32的源极与电容器51的另一端相连接，电容器51的两端还通过输出端子分别连接有负载3。
三个电路模块的输入端子相互串联。具体来说，第一电路模块5的一方的输入端子与第三电路模块5的另一方的输入端子之间，通过阻流器2连接有交流电源1。另外，第一电路模块5的另一方的输入端子与第二电路模块5的一方的输入端子相连接，第二电路模块5的另一方的输入端子与第三电路模块5的一方的输入端子相连接。
(实施例二的运作)
在像这样构成的实施例二的功率因数改善转换器中，各电路模块5的输出电压设为被控制为Vo/3。由于各电路模块5的构成与图18中的电路相同，因此各电路模块5的输入端子间电压就能够通过MOSFET31、32的导通截止(ON Off)在0和Vo/3状态间进行选择。由于各电路模块5的输入端子相互串联，因此整体上能够在0、Vo/2、±Vo×2/3、以及±Vo状态间进行选择。
因此，着眼于阻流器2的电压变化的图10所图示的等价电路就成为了图11中图示的电路。虽然作为电路与图16所示的电路相同，但是可变电压源4的值与其不同，电压Vo的系数除了0、1，还追加了1/3和2/3。由于像这样存在有四个电压电平，因此称为四电平。
像这样电压Vo的系数除了0、1，还追加有1/3和2/3，就能够减少阻流器的施加电压。例如只要在交流电源1的瞬间值低时选择0和1/2，中等程度时选择1/3和2/3，高时选择2/3和1即可。
另外，通过相位偏移来实施输入端子电压的切换，还能够提升对于阻流器而言的表面上的频率。
例如选择0与1/3时，切换为如下即可。
第一电路模块：0第二电路模块：0第三电路模块：0
第一电路模块：1/3第二电路模块：0第三电路模块：0
第一电路模块：0第二电路模块：0第三电路模块：0
第一电路模块：0第二电路模块：1/3第三电路模块：0
第一电路模块：0第二电路模块：0第三电路模块：0
第一电路模块：0第二电路模块：0第三电路模块：1/3
各电路模块虽然只切换了一次，但是整体上来说进行了0、1/3；0、1/3；0、1/3三次的切换。
因此，能够降低用于实现相同纹波电流的电感。
像这样，电压Vo的系数除了0、1，还追加有1/3和2/3，由于和阻流器的施加电压降低从而频率提升相等同，因此降低了用于实现相同纹波电流的电感。这一点上虽然与实施例一相同，不过电压振幅由1/2降低为1/3，并且切换次数也从两次增加到了3次，因此实施例二比实施例一更加降低了用于实现相同纹波电流的电感。
另外，由于各MOSFET处施加的电压分别为Vo/3，所以所述公式1的dV为±Vo/3，共模电流为以往电路的1/3。因此，实施例二能够比实施例一更加降低共模噪声，并且能够使滤波器小型化。
(实施例二的效果)
基于以上作用，通过使用本发明的电路，就能够将阻流器小型化，并且能够将滤波器小型化。
实施例三
(实施例三的构成)
实施例三为：如图12所示电路般，作为负载将全桥转换器6(以下称为转换器6)的一次侧分别与图2所示电路中的各电路模块5相连接，并且将各转换器6的输出相互连接后再与负载3相连接。
各转换器6中，由MOSFET33、MOSFET34、MOSFET35、以及MOSFET36所构成的桥接电路的输入与各电路模块5的输出端子相连接，该桥接电路的输出与变压器61的一次线圈相连接，变压器61的二次线圈与由二极管13、二极管14、二极管15、以及二极管16所构成的整流电路相连接，整流电路的输出与由阻流器8和电容器52所构成的平滑电路相连接。
(实施例三的运作)
转换器6利用MOSFET33、MOSFET34、MOSFET35、以及MOSFET36对变压器61的一次线圈提供正负电压，通过这样出现的变压器61的二次线圈的电压利用二极管13、二极管14、二极管15、以及二极管16进行整流，并且利用阻流器8与电容器51进行电压与电流的平滑。
另外，像这样多个转换器6的输出相互连接的情况下，通过位相的相互偏移来进行驱动从而降低电容器52的波纹电流已被普遍知晓，并且一般被称为多相转换器(Multi-phase converter)。
(实施例三的效果)
像这样通过将各转换器6的输出相互连接就能够在整体上作为具备单一输入、单一输出功率因数改善功能的绝缘转换器。
另外，通过将各转换器6的相位偏移来进行驱动，就能够降低电容器52的波纹电流，并且能够将电容器52小型化。
再有，虽然实施例三举了全桥转换器的例子，但是只要转换器6是绝缘转换器的话无论何种电路方式都可以，在能够通过将各转换器6的输出相互连接就能够在整体上作为具备单一输入、单一输出功率因数改善功能的绝缘转换器这一点上来说效果是一样的。
另外，虽然以并联作为各转换器6的输出连接方式进行了举例，但是以串联方式同样连接同样能够实现在整体上作为具备单一输入、单一输出功率因数改善功能的绝缘转换器的效果。
实施例四
(实施例四的构成)
图13中展示了作为各电路模块负载连接的转换器的另一个例子。在图13中，与图12所示电路相同的部件使用同一记号进行标示。
各转换器中，由MOSFET33、MOSFET34、MOSFET35、以及MOSFET36所构成的桥接电路的输入与各电路模块5的输出端子相连接，该桥接电路的输出与变压器62和变压器63的一次线圈相连接，各变压器62、63的二次线圈相互串联，二次线圈的串联电路与由二极管17、二极管18、二极管19、以及二极管20所构成的整流电路相连接，整流电路的输出与由阻流器9和电容器53所构成的平滑电路相连接。
(实施例四的运作)
一次侧的运作与图12所示的电路相同，利用MOSFET33、MOSFET34、MOSFET35、以及MOSFET36对变压器62、变压器63的一次线圈提供正负电压。通过这样出现的变压器62、变压器63的二次线圈的电压通过串联叠加，叠加后的电压利用二极管17、二极管18、二极管19、以及二极管20进行整流，并且利用阻流器9与电容器53进行电压与电流的平滑。
(实施例四的效果)
由于各变压器62、63的一次线圈的电压能够选择0、±Vo/2的电压，因此在变压器62、63的二次线圈的串联电路处就会出现对0、±Vo/2、±Vo进行匝数比转换后的电压。此处的Vo为各电路模块5的输出电压叠加后的值。
因此，就出现了与功率因数改善转换器相关说明中提到的内容相同的作用，并且能够将阻流器9小型化。
再有，虽然实施例四以使用四个MOSFET桥接作为转换器的一次电路，但是只要能够对变压器62、63的一次线圈提供正负电压的话其他电路也是可以的，在能够将阻流器9小型化这一点上来说并没有不同。实施例五
(实施例五的构成)
图14中展示了作为各电路模块负载连接的转换器的另一个例子。实施例五相对于实施例四追加了共振电路7，阻流器9被短接。
(实施例五的运作)
在像这样构成的绝缘DC/DC转换器中，通过使由MOSFET33、MOSFET34、MOSFET35、以及MOSFET36所构成的两个桥接电路输出相同电压，则变压器62、63的二次线圈的电压就会变为电容器53的电压的1/2，通过使一方的桥接电路的输出为零，则另一方的变压器63的二次线圈的电压变为电容器53的电压，一方的变压器62的二次线圈的电压变为零。通过这样，就能够对共振电路7的电压进行多电平切换。
(实施例五的效果)
由于能够对共振电路电压进行多电平切换，因此通过控制各电平的占空比(Duty)，即便是共振转换器也能够以固定频率进行控制。
另外，通过对共振电路电压进行多电平切换，即便是输入电压和输出电压比发生变动，整流二极管也能够一直在不连续电流模式下使用。这样整流二极管处就不会流通恢复电流(Recovery current),因此浪涌(Surge)电压就会减少，并且实现低噪声。
再有，虽然以上全部说明都是以MOSFET作为开关元件使用为例，但是即便是使用IGBT与逆并联二极管的并联电路，也会发挥完全同样的效果。
产业上的利用可能性
本发明能够将多电平转换器技术适用于非绝缘型功率因数改善转换器，特别是，能够适用于级联多电平型的多电平转换器。
符号说明
1 交流电源
2 阻流器
3 负载
4 可变电压源
5 电路模块
6 全桥转换器
7 共振电路
8、9 阻流器
11～28 二极管
31～41 MOSFET
51～54 电容器
61～63 变压器

Claims (9)

1.一种功率因数改善转换器，其特征在于，包括：
多个电路模块，具有：
第一整流元件与第一开关元件串联连接的第一串联电路、
第二整流元件和第二开关元件串联连接的第二串联电路、以及
电容器，
其中，所述第一整流元件与所述第一开关元件的连接点连接有所述多个电路模块的一方的输入端子、
所述第二整流元件与所述第二开关元件的连接点连接有所述多个电路模块的另一方的输入端子、
所述第一串联电路、所述第二串联电路、以及所述电容器的两端连接有连接有所述多个电路模块的输出端子；
被插入的至少为一个的阻流器，被插入至由相邻的各电路模块的所述另一方的输入端子与所述一方的输入端子相连接后形成的串联电路上；
多个负载，分别与所述各电路模块的输出端子相连接；以及
交流电源，包含所述被插入的至少为一个的阻流器，并且与所述由相邻的各电路模块的所述另一方的输入端子与所述一方的输入端子相连接后形成的所述串联电路相连接。
2.根据权利要求1所述的功率因数改善转换器，其特征在于：
其中，将所述第一开关元件与所述第二整流元件对换。
3.根据权利要求1所述的功率因数改善转换器，其特征在于：
其中，将所述第一整流元件替换为第三开关元件，将所述第二整流元件替换为第四开关元件。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的功率因数改善转换器，其特征在于：
其中，使用MOSFET作为所述开关元件。
5.根据权利要求1至3中任意一项所述的功率因数改善转换器，其特征在于：
其中，使用IGBT与整流元件的并联电路作为所述开关元件。
6.一种电源装置，其特征在于，包括：
根据权利要求1至5中任意一项所述的功率因数改善转换器；以及
作为所述负载，一次电路分别与所述各电路模块的输出端子相连接的多个绝缘转换器，
其中，所述各绝缘转换器的二次侧直流输出被相互连接。
7.根据权利要求6所述的电源装置，其特征在于：
其中，所述各绝缘转换器通过相互的相位偏移来运作。
8.一种电源装置，其特征在于，包括：
根据权利要求1至5中任意一项所述的功率因数改善转换器；以及
作为所述负载，一次电路分别与所述各电路模块的输出端子相连接的多个绝缘转换器，
其中，所述各绝缘转换器的变压器的二次线圈被串联连接，所述二次线圈的串联电路处连接有整流平滑电路。
9.根据权利要求8所述的电源装置，其特征在于：
其中，所述绝缘转换器的一次电路具有：
转换部，将直流电压转换为交流脉冲电压；
共振电路，与所述转换部相连接；以及
所述变压器的一次线圈，与所述共振电路相连接。
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