JP2020202711A - 電力変換装置、制御方法、及び車両 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧が変動した場合であっても、十分なリプル低減効果を得て、一定の電圧出力を可能にする電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置２５０は、入力電圧Ｖｉｎを所定の直流電圧に調整して出力する電圧調整回路と、電圧調整回路の出力を受けるように接続された、インターリーブ動作を行う電力変換回路２６４と、を含む。電圧調整回路に、電圧調整用の昇圧チョッパ回路２６２が用いられる。昇圧チョッパ回路２６２は電力変換回路２６４への入力電圧を適切な電圧に維持する。電力変換回路２６４は、並列に接続された２つのＤＣ‐ＤＣコンバータ３００及び３０２を含む。ＤＣ‐ＤＣコンバータ３００及び３０２は、１８０度の位相差を持つように駆動される。【選択図】図５

Description

この開示は、電力変換装置、制御方法、及び車両に関する。

直流電力の電圧を変換する電力変換装置として、並列に接続された複数のＤＣ−ＤＣ変換部（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を備えた電力変換装置が提案されている。こうした構成をとる目的は、変換の対象となる直流電力の低電圧化及び大電流化に伴う変換効率の低下を防ぐためである。

一般に、電力変換装置においては、出力のリプル電流によって、出力の平滑化に用いられるコンデンサにおける実効電流が大きくなり、電力の損失が生ずる。並列に接続された複数のＤＣ−ＤＣ変換部を含む電力変換装置においてそうした電力損失を低減化するための技術が後掲の特許文献１において提案されている。

特許文献１に開示された電力変換装置は、並列接続された２つのＤＣ−ＤＣ変換部と、これらＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング素子に対するＰＷＭ制御のための駆動信号の位相差が１８０°となるように、ＤＣ−ＤＣ変換部をインターリーブ制御する制御部とを含む。

２つのＤＣ−ＤＣ変換部内の各スイッチング素子のデューティ サイクル（Ｄｕｔｙ Ｃｙｃｌｅ：デューティ比。以下単に「デューティ」という。）が５０％で、互いの位相差が１８０°となるようにこれらがインターリーブ動作することにより、それらの出力に含まれるリプル電流が相殺される。その結果、その合計である電力変換装置の出力リプル電流が抑制され、リプル電流による電力損失が防止できる。

特開２０１５−５６９１２号公報

しかし、上記の電力変換装置の場合、何らかの要因によって制御部によりデューティ比が変化すると、十分なリプル低減効果が得られず、出力電圧を一定に保つことができなくなる恐れがある。例えば入力電圧が変化すると、出力電圧を一定に保つためにＤＣ−ＤＣ変換部の内部のスイッチング素子のデューティが変化する。スイッチング素子のデューティが５０％からはずれると、電力変換装置の出力のリプル電流が変化し、平滑化のためのコンデンサの実効電流も変化する。そのために、条件によってはリプル電流の低減効果が少なくなり、電力の損失が発生する可能性がある。さらに、電力変換装置の出力のリプル成分が、電力の提供を受ける装置に対するノイズとなる可能性もある。そのような可能性は避けることが好ましい。

そこで、この開示は、入力電圧が変動しても、十分なリプル低減効果を維持できる電力変換装置及びその制御方法、並びにそうした電力変換装置を搭載した車両を提供することを目的とする。

この開示の第１の局面に係る電力変換装置は、入力電圧を所定の直流電圧に調整して出力する電圧調整回路と、電圧調整回路の出力を受けるように接続され、インターリーブ動作を行う電力変換回路とを含む。

この開示の第２の局面に係る制御方法は、インターリーブ動作を行う電力変換回路を含む電力変換装置の制御方法であって、入力電圧を所定の直流電圧に調整するステップと、所定の直流電圧を電力変換回路に入力するステップと、入力された所定の直流電圧を変換して出力するよう電力変換装置をインターリーブ制御するステップとを含む。

この開示の第３の局面に係る車両は、蓄電装置と、蓄電装置から電力が供給される、上記第１の局面に係る電力変換装置と、電力変換装置で変換された電力が供給される負荷とを含む。

この開示によれば、入力電圧が変動しても、十分なリプル低減効果を維持できる電力変換装置及びその制御方法、並びにそうした電力変換装置を搭載した車両を提供できる。

図１は、従来の電力変換装置の一例を示す回路図である。 図２は、デューティと出力リプル電流振幅との関係を示す図である。 図３は、デューティ＝０．５の時に、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリプル電流、及び、出力リプル電流の時間的変化を示す図である。 図４は、デューティ＝０．７の時に、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリプル電流、及び、出力リプル電流の時間的変化を示す図である。 図５は、この開示に係る電力変換装置の一例を示す回路図である。 図６は、図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータを説明する回路図である。 図７は、この開示に係る他の電力変換装置の一例を示す回路図である。 図８は、図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータを説明する回路図である。 図９は、この開示に係るさらに他の電力変換装置の一例を示す回路図である。 図１０は、図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータを説明する回路図である。 図１１は、この開示に係るさらに他の電力変換装置の一例を示す回路図である。 図１２は、図１１に示すＤＣ−ＤＣコンバータを説明する回路図である。 図１３は、この開示に係るさらに他の電力変換装置の一例を示す回路図である。 図１４は、図１３に示すような３つのＤＣ−ＤＣコンバータを用いた３相インターリーブ構成において、デューティ＝２／３の時に、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリプル電流、及び、出力リプル電流の時間的変化を示す図である。 図１５は、図１３に示すような３つのＤＣ−ＤＣコンバータを用いた３相インターリーブ構成において、デューティ＝０．６の時に、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリプル電流、及び、出力リプル電流の時間的変化を示す図である。 図１６は、４つのＤＣ−ＤＣコンバータを用いた４相インターリーブ構成において、デューティ＝３／４の時に、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリプル電流、及び、出力リプル電流の時間的変化を示す図である。 図１７は、４つのＤＣ−ＤＣコンバータを用いた３相インターリーブ構成において、デューティ＝０．６の時に、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリプル電流、及び、出力リプル電流の時間的変化を示す図である。 図１８は、この開示の各実施形態に係る電力変換装置を搭載する、この開示の第１の実施形態に係る車両の概略構成を模式的に示す図である。

［この開示の実施の形態の説明］
以下の説明及び図面では、同一の部品には同一の参照番号を付してある。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。なお、以下の開示の少なくとも一部を任意に組合せても良い。

（１）この開示の第１の局面に係る電力変換装置は、入力電圧を所定の直流電圧に調整して出力する電圧調整回路と、電圧調整回路の出力を受けるように接続された、インターリーブ構成を持つ電力変換回路とを含む。

インターリーブ方式の電力変換回路に入力される電圧を、電圧調整回路において所定の電圧にあらかじめ調整しておくことにより、入力電圧が変動しても、十分なリプル低減効果を得て、一定の電圧出力を得ることができる。その結果、出力のリプル成分による電力損失及びノイズの発生を低減できる。

（２）好ましくは、電力変換回路は、互いに並列に接続された複数のＤＣ−ＤＣコンバータを持ち、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを、所定の位相差を持ち、かつあらかじめ定められたデューティ比の駆動信号でそれぞれ動作させる制御部をさらに含む。

複数のＤＣ−ＤＣコンバータがインターリーブ回路を構成するように並列接続し、それらを所定の位相差を持ち、かつ固定されたデューティ比の駆動信号で動作させることにより、電力変換回路において各ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に発生するリプル電流を相殺させることができる。そのため出力リプル電流を実質的に０にして、出力電圧を一定に保つことができる。その結果、出力のリプル成分による電力損失及びノイズの発生を低減できる。

（３）より好ましくは、制御部はさらに、入力電圧の変動に対して、電力変換回路に入力される電圧が一定となるよう電圧調整回路を制御する。

電力変換回路への入力電圧が一定となるため、電力変換回路のスイッチング素子をデューティが一定の駆動信号で駆動できる。電力変換回路を構成する複数のＤＣ−ＤＣコンバータのリプル成分を容易に相殺でき、出力電圧を一定にできる。その結果、リプル成分による電力損失とノイズの発生を予防できる。

（４）さらに好ましくは、電力変換回路は変圧器を含み、制御部は、変圧器の巻数比、電力変換回路の出力電圧、及び複数のＤＣ−ＤＣコンバータを駆動するデューティ比に基づいて算出される電圧を所定の直流電圧として出力するよう電圧調整回路を制御する。

（５）より好ましくは、電力変換回路は、互いに並列に接続された２個のＤＣ−ＤＣコンバータを持ち、制御部は、２個のＤＣ−ＤＣコンバータを１８０度±５度の範囲内の位相差で動作させる。

２個のＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を電圧調整回路により一定とし、これらＤＣ−ＤＣコンバータが１８０度±５度の範囲内の位相差を持って動作するようなインターリーブ構成を採用する。２個のＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を一定とすることで、それらの内部のスイッチング素子のデューティを適切な値に設定して互いの出力のリプル電流を相殺させることができる。その結果、電力変換回路の出力のリプル成分による電力損失及びノイズの発生を防止できる。

（６）さらに好ましくは、制御部は２個のＤＣ−ＤＣコンバータの双方を、０．５±０．０５のデューティ比の駆動信号で駆動する。

２つのＤＣ−ＤＣコンバータを含む電力変換回路において、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を電圧調整回路により一定とし、これらＤＣ−ＤＣコンバータが１８０度の位相差を持って動作するようなインターリーブ構成を採用する。２個のＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を一定とすることで、それらの内部のスイッチング素子のデューティを０．５を中心とする所定の範囲に設定して駆動することにより、互いの出力のリプル成分による電力損失及びノイズの発生を防止できる。電力変換回路においてそれぞれのＤＣ−ＤＣコンバータを効率よく動作させ、関連する回路へのノイズの悪影響を防止できる。

（７）さらに好ましくは、制御部は、インターリーブの相数をｎとした場合に、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを、ｍ／ｎ、ただしｍは１からｎ−１の範囲の整数、のデューティ比の駆動信号でそれぞれ動作させる。

ｎ相でインターリーブ動作する複数のＤＣ−ＤＣコンバータをいずれもｍ／ｎのデューティ比で動作させることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力のリプル成分を容易に相殺させることができる。その結果、複数のＤＣ−ＤＣコンバータの出力のリプル成分による電力損失及びノイズの発生を防止できる。

（８）好ましくは、所定の位相差は、３６０度を複数のＤＣ−ＤＣコンバータの数で除算した値を基準として定められた位相差である。

複数のＤＣ−ＤＣコンバータの位相差をこのように定めることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力のリプル成分をこれらの間で相殺させることができる。その結果、複数のＤＣ−ＤＣコンバータの出力のリプル成分による電力損失及びノイズの発生を防止できる。

（９）より好ましくは、所定の位相差は、３６０度を複数のＤＣ−ＤＣコンバータの数で除算した値を基準とし、その±５度の範囲内の位相差である。このように基準を中心とした所定範囲内の位相差を用いることで、複数のＤＣ−ＤＣコンバータの出力のリプル成分の発生を抑制し、電力損失及びノイズの発生を防止できる。

（１０）さらに好ましくは、電圧調整回路はチョッパ回路を含む。

チョッパ回路という単純な構成の回路を複数のＤＣ−ＤＣコンバータの前段に配置することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング素子をあらかじめ定めたデューティ比で動作させることができる。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータを互いの出力のりブル成分が相殺されるように効率よく動作させられる。その結果、電力変換回路の出力からリプル成分を排除でき、電力損失及びノイズの発生を防止できる。

（１１）本発明の第２の局面に係る制御方法は、インターリーブ動作を行う電力変換回路を含む電力変換装置の制御方法であって、入力電圧を所定の直流電圧に調整するステップと、所定の直流電圧を電力変換回路に入力するステップと、入力された所定の直流電圧を変換して出力するよう電力変換装置をインターリーブ制御するステップとを含む。

インターリーブ方式の電力変換回路に入力される電圧を所定の電圧にあらかじめ調整しておくことにより、入力電圧が変動しても、十分なリプル低減効果を得て、一定の出力電圧を得ることができる。その結果、出力のリプル成分による電力損失及びノイズの発生を低減できる。

（１２）この開示の第２の局面に係る車両は、（１）〜（１１）のいずれかに記載の電力変換装置を搭載した車両である。

車両に上記した電力変換装置が搭載されていることにより、電力変換に伴う電力損失及びノイズの発生を防ぎながら、各種機器に必要な電圧を一定に保って供給でき、車両に搭載されたほかの機器へのノイズによる悪影響を防止できる。

［この開示の詳細］
本開示の電力変換装置の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。

（従来の電力変換装置）
この開示の電力変換装置についての理解の前提として、従来の電力変換装置について説明する。

図１は、特許文献１に記載された従来の電力変換装置１００を示す回路図である。電力変換装置１００は、入力と出力との間に並列接続された２つのＤＣ−ＤＣコンバータ１１４及び１１６を含む。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１１４、１１６の各々は、直流電源１１０の両端子の間に接続されたコンデンサ１１２と、トランス１４２と、トランス１４２の一次側に接続されたスイッチング回路部１４０と、トランス１４２の二次側に接続された整流回路部１４４とを含む。整流回路部１４４の出力側には、コイル（チョークコイル）が接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１１４及び１１６の出力のプラス側は互いに接続され、マイナス側も互いに出力されて電力変換装置１００の出力となる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１４及び１１６の出力の接続ノードと接地電位との間にはコンデンサ１１８が接続され、さらにこの接続ノードと出力端子１２６の間には、コイル１２０が設けられ、出力端子１２６と接地電位との間には平滑コンデンサ１２２が設けられている。

スイッチング回路部１４０は、４つのスイッチング素子を用いたフルブリッジ型のスイッチング回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１４及び１１６の各々のスイッチング回路部１４０の４つのスイッチング素子を所定の位相差をもってＰＷＭ制御することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１４及び１１６はインターリーブ動作する。

２つのＤＣ−ＤＣコンバータ１１４及び１１６の出力に含まれるリプル電流はそれぞれのデューティによって決定され、２つのリプル電流の合計によって電力変換装置１００の出力リプル電流振幅が決定される。そのため、スイッチング回路部１４０の中のスイッチング素子のデューティをいずれも５０％に固定し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１４及び１１６のスイッチング素子の駆動信号が１８０°の位相差を持つように各スイッチング素子を駆動することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１４及び１１６がインターリーブ動作する。その結果、双方の出力リプル電流振幅が相殺され、リプル電流の合計が０となる。したがって出力端子１２６からの出力電圧を一定に保ち、出力電流のリプル成分を実質的に０に維持し、平滑コンデンサにおける実効電流による電力損失をなくすことができる。

しかし、図１に示した電力変換装置では、出力電圧を固定値で動作させる場合、直流電源１１０からの入力電圧が変動すると、出力電圧を一定に保つために制御部がデューティを変化させる。これにより、出力リプル電流振幅が変化することがある。

以下、この出力リプル電流振幅の変化について説明する。図２は、このデューティと出力リプル電流振幅との関係を示す図である。図２において、横軸はデューティ、縦軸は出力リプル電流振幅である。図において実線により示されるグラフ２００はインターリーブ制御しない単一のＤＣ−ＤＣコンバータによる単相動作におけるデューティに対する出力リプル電流振幅の変化を示す。図において破線により示されるグラフ２０２は２つのＤＣ−ＤＣコンバータを互いに１８０度の位相差を持ってインターリーブ制御した２相インターリーブ動作時における、デューティに対する出力リプル電流振幅の変化を示す。なお、図２においては、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は固定とし、入力電圧を可変とする場合を想定している。

図３及び図４は、それぞれ、２相インターリーブにおいて、デューティ＝０．５（５０％）のとき（図２の領域２１０）、及びデューティ＝０．７（７０％）のとき（図２の領域２１２）に、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリプル電流、及び、出力リプル電流の時間的変化をそれぞれ示す。図３及び図４において、横軸は時間を、縦軸はリプル電流振幅を、それぞれ示す。

図３を参照して、デューティ＝０．５の時には、２つのＤＣ−ＤＣコンバータの動作が１８０°の位相差を持つため、両者の波形がリプル電流振幅＝０となる線を中心に対称となる。以下の説明では、２つのＤＣ−ＤＣコンバータのうちの一方を第１のＤＣ−ＤＣコンバータ、他方を第２のＤＣ−ＤＣコンバータとする。すると、第１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリプル電流Ｉ１（図中の実線）と、第２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリプル電流Ｉ２（図中の破線）とが実質的に完全に相殺され、合計である出力リプル電流Ｉ’（一点鎖線のグラフ２２０）が０となる。

これに対して、図４を参照して、デューティ＝０．７の時には、第１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリプル電流Ｉ１と、第２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリプル電流Ｉ２の形状が対称とならない。そのため、リプル電流のかなりの部分が相殺されず、合計である出力リプル電流Ｉ’（グラフ２２２）がリプルを含む。その結果、出力平滑コンデンサでの電力損失が発生する。

このように、従来の電力変換装置の場合、入力電圧が変動すると、デューティが変化して出力リプル電流が変化する。そのため、十分なリプル低減効果が得られず、出力電圧を一定に保つことができなくなる。その結果、電力損失及びノイズが生ずる恐れがある。

（第１の実施の形態）
次に、第１の実施の形態に係る電力変換装置について具体的に説明する。

第１の実施の形態では、上記した出力リプル電流の変化を抑制するために、２つのＤＣ−ＤＣコンバータの前段に、入力電圧を所定の直流電圧に調整してこれらＤＣ−ＤＣコンバータに出力する電圧調整回路が設けられている。この実施の形態では、電圧調整回路に、電圧調整用の昇圧チョッパ回路が用いられている。この昇圧チョッパ回路によって各ＤＣ−ＤＣコンバータに入力される電圧が変動してもＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を適切な電圧に維持する。一方で、各ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング回路のスイッチング素子を常時デューティ＝０．５で、かつ２つのＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング素子の駆動信号が１８０度の位相差を持つように駆動する。

このようにすることで、入力電圧が変動した場合でも、昇圧チョッパにより２つのＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧が調整されるため、各ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング素子のデューティを最も効率がよく、かつ互いのリプルが相殺される状態でインターリーブ動作させることができる。その結果、電力変換装置の出力電圧を常に一定に保ち、リプル電流も抑えて電力損失及びノイズの発生を抑制できる。

《構成》
図５は、第１の実施の形態に係る電力変換装置の一例を示す回路図である。図６は、図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２を説明する回路図である。なお、２つのＤＣ−ＤＣコンバータ３００、３０２は、基本的に同じ構成であるため、図６には、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００のみを示している。

図５を参照して、第１の実施の形態に係る電力変換装置２５０は、直流電源２６０に接続された電圧調整回路である昇圧チョッパ回路２６２と、昇圧チョッパ回路２６２の出力側に接続された電力変換回路２６４と、昇圧チョッパ回路２６２の出力側の電圧Ｖｉｎ´を検出するための電圧センサ２１８と、電圧センサ２１８の出力と、電力変換回路２６４の出力電圧Ｖｏｕｔとを受けて、電力変換回路２６４の出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるように昇圧チョッパ回路２６２と電力変換回路２６４とを制御する制御部２６８とを含む。電力変換回路２６４の出力側には負荷２６６が接続されている。

電力変換回路２６４は、いずれも昇圧チョッパ回路２６２の出力に接続された入力を持つ、互いに並列に接続された２つのＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２を含む。ＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２の各々の２つの出力線のうち、互いに対応する出力線は接続されて電力変換回路２６４の２つの出力となり、負荷２６６の両端にそれぞれ接続される。電力変換回路２６４はさらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２からの２本の出力線の間に接続された平滑コンデンサ３０４を含む。

昇圧チョッパ回路２６２は典型的な昇圧チョッパ回路であり、直流電源２６０の両端子の間に接続されたコンデンサ２８０と、昇圧チョッパ回路２６２の２本の出力線の間に接続されたコンデンサ２９０と、一端が直流電源２６０のプラス端子に接続されたコイル２８２と、コイル２８２の他端にドレイン電極が接続され、直流電源２６０のマイナス端子にソース電極が接続されたスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）２８８と、コイル２８２の他端にソース電極が接続され、昇圧チョッパ回路２６２のプラス側の出力線にドレイン電極が接続されたスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２８４とを含む。制御部２６８はＭＯＳＦＥＴ２８４及び２８８をデューティ（Ｄ１）でＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する。その際、制御部２６８は、昇圧チョッパ回路２６２への入力電圧の変動に対して、出力側の電圧Ｖｉｎ´が一定となるようデューティ（Ｄ１）を制御する。

前記したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２は同じ構成を持つ。図６を参照して、例えばＤＣ−ＤＣコンバータ３００は、フルブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータであって、昇圧チョッパ回路２６２の出力端にそれぞれ接続される、プラス極性及びマイナス極性の２本の入力線の間に接続されたコンデンサと、この２本の入力線に接続されたフルブリッジ回路３１０と、フルブリッジ回路３１０内のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴの２つの接続ノードにそれぞれ接続された一次側巻線を持つトランス３１２と、トランス３１２の二次側巻線に接続された両波整流回路３１４とを含む。トランス３１２の巻数比はここでは１：Ｎ（固定値）であるものとする。

再び図５を参照して、制御部２６８は、昇圧チョッパ回路２６２への入力電圧Ｖｉｎの変動に対して出力電圧Ｖｉｎ´が一定となるよう、Ｖｉｎ´の値にしたがって昇圧チョッパ回路２６２内のＭＯＳＦＥＴ２８４及び２８６の駆動信号のデューティＤ１を制御する。制御部２６８はまた、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２のスイッチング素子のデューティＤ２を０．５（５０％）に固定している。この構成により、直流電源２６０からの入力電圧Ｖｉｎが変動した場合でも、昇圧チョッパ回路２６２からの出力電圧Ｖｉｎ’が一定に保たれ、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２の各スイッチング素子のデューティＤ２を０．５に固定しても、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２の出力に含まれるリプル電流を実質的に相殺できる。そのため、平滑コンデンサ３０４における実効電流の値を低減しながら、Ｖｏｕｔを一定に保つことができる。その結果、電力変換装置２５０の出力のリプル成分は実質的に０となる。リプル成分による電力損失を低減し、ノイズの発生を防止できる。

昇圧チョッパ回路２６２への入力電圧Ｖｉｎとそのスイッチング素子のデューティ（Ｄ１）との間には以下の関係がある。

Ｖｉｎ´＝Ｖｉｎ（１−Ｄ１）
また、電力変換回路２６４への入力電圧Ｖｉｎ´及びこれらの出力電圧Ｖｏｕｔ、これらの内部のスイッチング素子のデューティ（Ｄ２）、並びにトランス３１２の巻数比Ｎとの間には以下の関係がある。

Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ´＊Ｎ＊Ｄ２
したがって、この実施の形態では、電力変換装置２５０への入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔ、及びデューティＤ１及びＤ２の間の関係は以下のようになる。

Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊Ｎ＊Ｄ２／（１−Ｄ１）
以上の式から、逆にＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２への入力電圧Ｖｉｎ´は以下の式により定められる。

Ｖｉｎ´＝Ｖｉｎ（１−Ｄ１）
＝Ｖｏｕｔ（１−Ｄ１）／（Ｎ＊Ｄ２）＊（１−Ｄ１）
＝Ｖｏｕｔ／（Ｎ＊Ｄ２）
リプル電流が０となるときのデューティＤ２＝０．５を代入して
Ｖｉｎ´＝２＊Ｖｏｕｔ／Ｎ
このようにして所望の出力電圧Ｖｏｕｔを得るための昇圧チョッパ回路２６２の出力電圧Ｖｉｎ´を定めることができ、さらにそのためのデューティＤ１を算出できる。

《動作》
上記した構成を有する電力変換装置２５０は以下のように動作する。昇圧チョッパ回路２６２へは、直流電源２６０から直流電圧Ｖｉｎが供給される。制御部２６８は昇圧チョッパ回路２６２の中のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２８４及び２８８をデューティＤ１で駆動する。昇圧チョッパ回路２６２は直流の出力電圧Ｖｉｎ´を電力変換回路２６４に与える。

制御部２６８は、電力変換回路２６４の中のＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２について、それらのスイッチング素子の駆動信号の位相差を１８０度とし、デューティＤ２＝０．５でこれらを駆動する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２の出力のリプル成分は図３においてそれぞれ実線で示すリプル電流Ｉ１及び破線で示すリプル電流Ｉ２となる。その結果、両者の合計である出力リプル電流Ｉ´は図３において一点鎖線のグラフ２２０で示すようにリプル成分を全く含まないものとなる。

以上のようにこの実施の形態では、電力変換装置２５０の出力がリプル成分を含まない。電力変換回路の内部のスイッチング素子は最も効率がよいデューティで動作し、電力損失が防止できる。またリプル成分によるノイズの発生も防止できるという効果がある。

なお、この実施の形態においては、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用している。しかし、スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴには限定されない。スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の他のパワー半導体デバイスを使用してもよい。またこの実施の形態では、２個のＤＣ−ＤＣコンバータを１８０度の位相差でデューティが０．５の２組の駆動信号でインターリーブ動作させている。しかし、デューティは厳密に０．５である必要はなく、例えば０．５±０．０５の範囲内であってもリプル成分を十分に低減できる。

また、この実施の形態では、電力変換回路２６４の前段に昇圧チョッパ回路２６２を挿入し、それによって電力変換回路２６４への入力電圧を一定としている。電力変換回路の内部のスイッチング素子は一定のデューティの駆動信号で駆動されている。そのため、電力変換回路２６４からの出力のリプル成分を低減し電力損失を小さくでき、ノイズの発生を抑制できる。昇圧チョッパ回路という単純な回路を用いることで電力損失とノイズの抑制という効果を容易に得ることができる。ただし、後述するように電力変換回路２６４の前段に挿入する回路は昇圧チョッパ回路に限定されない。電力変換装置２５０への入力電圧の変動にかかわらず、電力変換回路２６４への入力電圧を一定にすることができる回路であればどのようなものでもよい。

（第２の実施の形態）
上記の第１の実施の形態では、電力変換装置の入力電圧として直流電圧を使用した。しかし、電力変換装置の入力電圧は直流電圧に限定されず、交流電圧を用いることもできる。

第２の実施の形態では、入力電圧に交流電圧を用いるために、電圧調整回路として、ＰＦＣ回路（力率改善回路：Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を用いる。ＰＦＣ回路は実質的には昇圧チョッパ回路であって、交流電圧を整流回路により直流に変換して昇圧チョッパに供給するという構成を持つ。

図７は、第２の実施の形態に係る電力変換装置３５０の構成を示す回路図である。図７を参照して、電力変換装置３５０は、交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路部３６０と、整流回路部３６０により変換された電圧を一定の直流電圧に昇圧する電圧調整回路である昇圧チョッパ回路２６２と、昇圧チョッパ回路２６２の出力する直流電圧を他の電圧に変換するための、２相インターリーブ構成を持つ電力変換回路３６４と、昇圧チョッパ回路２６２の電圧を測定するための電圧センサ３６８と、電圧センサ３６８の出力及び電力変換回路３６４の出力電圧にしたがって、昇圧チョッパ回路２６２の出力電圧が一定となるように昇圧チョッパ回路２６２内のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、電力変換回路３６４内のスイッチングに対しては固定したデューティの駆動信号を与えることで電力変換回路３６４の出力電圧を一定に保つための制御部３７０とを含む。整流回路部３６０は、ダイオード整流回路を含む。電力変換回路３６４の出力には、負荷３６６が接続されている。

電力変換回路３６４は、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２と同様、２相インターリーブ構成を形成するＤＣ−ＤＣコンバータ３８０及び３８２と、電力変換回路３６４の２本の出力線の間に接続された平滑コンデンサ３８４とを含む。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３８０及び３８２は同一の構成を持つ。図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３８０の回路図である。

図８を参照して、ＤＣ−ＤＣコンバータ３８０は、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３００と同様、フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータである。このＤＣ−ＤＣコンバータ３８０は、入力側のコンデンサ３９０、トランス３９４、トランス３９４の一次側に接続されたフルブリッジ回路３９２、及びトランス３９４の二次側に接続された全波整流回路３９６を含む。

再び図７を参照して、この第２の実施の形態に係る電力変換装置では、入力された交流電圧は、整流回路部３６０において直流電圧に変換される。変換された直流電圧は、制御部３７０の制御のもとで昇圧チョッパ回路２６２により一定の直流電圧に昇圧され、さらに電力変換回路３６４に与えられる。

この電力変換回路３６４のＤＣ−ＤＣコンバータ３８０及び３８２は、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３００及び３０２と同様、固定したデューティ＝０．５で動作し、第１の実施の形態と同様、それぞれ一定の電圧を出力する。双方の出力に含まれるリプル電流成分は互いに相殺される。その結果、電力変換回路３６４の出力にはリプル電流は含まれない。平滑コンデンサ３８４における実効電流の値は小さく、電力損失を低減できる。

（第３の実施の形態）
電圧調整回路は、昇圧チョッパ回路に限られない。電圧調整回路には、一定の直流電圧を出力するものである限り、降圧チョッパ回路又は昇降圧チョッパ回路等を用いてもよい。また、電力変換回路においてインターリーブ制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータとして、ＬＣ出力構成をとる降圧チョッパを用いてもよい。

図９は、第３の実施の形態に係る電力変換装置４５０の回路図である。図９を参照して、この電力変換装置４５０は、直流電源に接続され、その電圧を一定の直流電圧に降圧する電圧調整回路である降圧チョッパ回路４６２と、降圧チョッパ回路４６２により出力される一定の直流電圧を他の直流電圧に変換し出力するための、２相インターリーブ構成を持つ電力変換回路４６４と、降圧チョッパ回路４６２の出力電圧を測定するための電圧センサ４６８と、電圧センサ４６８の出力及び電力変換回路４６４の出力電圧に基づき、降圧チョッパ回路４６２内のスイッチング素子の駆動信号のデューティを変化させることで降圧チョッパ回路４６２の出力が一定となるように制御するための制御部４７０とを含む。制御部４７０は、電力変換回路４６４内のスイッチング素子については、第１の実施の形態及び第２の実施の形態と同様、デューティ＝０．５に固定した制御信号で駆動する。

降圧チョッパ回路４６２は典型的な降圧チョッパ回路であって、直流電源４６０の両端子の間に接続されたコンデンサ４８０と、直流電源４６０のプラス端子に接続されたドレイン電極を持つＭＯＳＦＥＴ４８２と、直流電源４６０のマイナス端子に接続されたソース電極と、ＭＯＳＦＥＴ４８２のソース電極に接続されたドレイン電極を持つＭＯＳＦＥＴ４８４と、ＭＯＳＦＥＴ４８２及び４８４の接続ノードに接続された一端と、降圧チョッパ回路４６２の出力の一方に接続された他端とを持つコイル４８６と、降圧チョッパ回路４６２の２つの出力の間に接続されたコンデンサ４８８とを含む。

電力変換回路４６４は、インターリーブ構成となるように降圧チョッパ回路４６２の出力に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ５００及び５０２と、電力変換回路４６４の２本の出力の間に接続された平滑コンデンサ５０４とを含む。電力変換回路４６４の出力には負荷４６６が接続される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ５００及び５０２は同一構成を持つ。図１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５００の回路図である。

図１０を参照して、このＤＣ−ＤＣコンバータ５００は、トランスを持たない非絶縁型の降圧チョッパであり、降圧チョッパ回路４６２の出力のプラス側とマイナス側との間に接続されたコンデンサ５１０と、降圧チョッパ回路４６２の出力のプラス側に接続されたドレイン電極を持つＭＯＳＦＥＴ５１２と、降圧チョッパ回路４６２の出力のマイナス側に接続されたソース電極と、ＭＯＳＦＥＴ５１２のソース電極に接続されたドレイン電極とを持つＭＯＳＦＥＴ５１４と、ＭＯＳＦＥＴ５１２及び５１４の接続ノードに一端が接続され、他端がＤＣ−ＤＣコンバータ５００の出力となるコイル５０６とを含む。
この電力変換装置４５０でも、第１の実施の形態及び第２の実施の形態と同様、制御部４７０は電圧センサ４６８の出力と電力変換回路４６４の出力電圧とに基づいて降圧チョッパ回路４６２へのＰＷＭ制御の際のデューティを制御して電力変換回路４６４への入力電圧が一定の値となるようにする。一方で制御部４７０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５００及び５０２内のスイッチング素子のデューティは０．５に固定し、それらの位相差がＤＣ−ＤＣコンバータ５００と５０２との間で１８０度となるようにこれらへの駆動信号を生成する。電力変換回路４６４内のＤＣ−ＤＣコンバータ５００及び５０２による出力電圧は所定の一定値となる。この例でも、ＤＣ−ＤＣコンバータ５００及び５０２が上記したインターリーブ構成により動作することで、互いの出力が含むリプル電流成分が相殺され、電力変換装置４５０の出力は一定電圧となり、リプル電流成分は０となる。その結果、平滑コンデンサ５０４における実効電流値が小さくなり、電力損失の発生が防止できる。

（第４の実施の形態）
電力変換回路においてインターリーブ制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータとしては、ＬＣ出力構成をとるフォワードコンバータを用いてもよい。この第４の実施の形態に係る電力変換装置はそのような構成を持つ。

図１１は、この実施の形態に係る電力変換装置５５０の回路図である。この電力変換装置５５０は、図５に示す電力変換回路２６４に代えて、インターリーブ構成をとった２つのフォワードコンバータ５７０及び５７２を持つ電力変換回路５６４を採用したものである。フォワードコンバータ５７０及び５７２は同じ構成を持つ。

図１２を参照して、フォワードコンバータ５７０は、昇圧チョッパ回路２６２のプラス側出力及びマイナス側出力の間に接続されたコンデンサ５８０と、昇圧チョッパ回路２６２のプラス側に一端が接続された一次側巻線を持つトランス５８２と、昇圧チョッパ回路２６２のマイナス側に接続されたソース電極と、トランス５８２の一次側巻線の他端に接続されたドレイン電極とを持つＭＯＳＦＥＴ５８４と、トランス５８２の二次側に接続された整流回路部５８６とを含む。

この実施の形態に係る電力変換装置５５０でも、制御部２６８が昇圧チョッパ回路２６２を制御して入力電圧を一定電圧に昇圧して電力変換回路５６４に与える。電力変換回路５６４のフォワードコンバータ５７０及びフォワードコンバータ５７２は制御部２６８による制御にしたがってインターリーブ動作する。その結果、両者の出力に含まれるリプル電流が相殺され、電力変換回路５６４の出力する電圧は一定で、かつリプル電流を含まないことになる。したがって、平滑コンデンサ３０４における実効電流が小さくなり、電力損失を防止できる。

（第５の実施の形態）
上記した各実施の形態においては、いずれも、２つのＤＣ−ＤＣコンバータを用いた２相インターリーブ構成における電力変換について説明した。しかし、３つ以上（一般にｎ個：ｎは３以上の自然数）のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた３相以上のインターリーブ構成においても上記した各実施の形態の構成と同様の構成を採ることができる。すなわち、インターリーブしたＤＣ−ＤＣコンバータの前に、チョッパ回路のように入力電圧の電圧を一定の直流電圧に変換できる回路を設け、その回路をＰＷＭ制御により駆動する際の駆動信号のデューティを適切に制御する。こうした構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を一定化できる。並列接続されたＤＣ−ＤＣコンバータの出力に含まれるリプル電流が互いに相殺されて０となるようにこれらに与える駆動信号のデューティ及び位相差を定める。その結果、インターリーブしたＤＣ−ＤＣコンバータを含む電力変換回路の出力電圧を一定に保ち、その出力のリプル成分を０とすることができる。平滑コンデンサにおける実効電流を小さくでき、電力損失及びノイズの発生を防止できる。

具体的には、ｎ個のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたｎ相インターリーブ構成を持つ電力変換回路の場合、デューティをｍ／ｎ（ｍ＝１、２、３、…、又はｎ−１）とし、位相差が３６０／ｎ度となるように制御する。電力変換回路の出力リプル電流は各ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するリプル電流の合計である。したがってこの構成により、電力変換回路の出力リプル電流を０にできる。なお、位相差は正確に３６０／ｎ度である必要はなく、多少の幅を持たせてもよい。位相差が例えば３６０／ｎ±５度の範囲内でもよい。

図１３に、この第５の実施の形態に係る電力変換装置６５０の回路ブロック図を示す。図１３を参照して、この電力変換装置６５０は、図１１に示す電力変換装置５５０の電力変換回路５６４を、３つのフォワードコンバータ５７０、５７２及び５７４を含む電力変換回路５７０で置き換え、図１１の制御部２６８を、これら３つの電力変換回路５７０、５７２及び５７４をインターリーブ制御する制御部６７０に置き換えたものである。電力変換回路５７０、５７２及び５７４は、昇圧チョッパ回路２６２と平滑コンデンサ３０４との間に並列接続されている。

例えば、電力変換装置６５０のように３つのＤＣ−ＤＣコンバータを用いた３相インターリーブ構成の場合には、図１４に示すように、位相を１２０度ずつずらし、デューティを例えば２／３に制御する。この構成により、第１〜第３のＤＣ−ＤＣコンバータの各々において発生するリプル電流Ｉ１〜Ｉ３の合計である出力リプル電流Ｉ’（グラフ７００により示す。）が０となる。

一方、デューティが０．６の場合には、図１５に示すように、第１〜第３のＤＣ−ＤＣコンバータの各々において発生するリプル電流Ｉ１〜Ｉ３の多くの部分が相殺されず、その合計である出力リプル電流（グラフ７０２により示す。）のリプル電流を低減できない。

４つのＤＣ−ＤＣコンバータを用いた４相インターリーブ構成の場合においても同様である。例えば、図１６に示すように、位相を９０度ずつずらし、デューティを３／４に制御することにより、第１〜第４のＤＣ−ＤＣコンバータの各々において発生するリプル電流Ｉ１〜Ｉ４が相殺され、その合計である出力リプル電流Ｉ’（グラフ７２０により示す。）が０となる。すなわち、出力のリプル成分が実質的に０となる。その結果、リプル成分による電力損失の発生、及びリプル成分がノイズとなることが防止できる。

一方、デューティが０．６の場合には、図１７に示すように、第１〜第４のＤＣ−ＤＣコンバータの各々において発生するリプル電流Ｉ１〜Ｉ４の多くが相殺されず、その合計である出力リプル電流Ｉ’（グラフ７２２により示す。）のリプル電流を低減できない。

（第６の実施の形態）
《構成》
第６の実施形態に係る車両の概略構成を図１８に示す。図１８を参照して、この第６の実施形態に係る車両７６０は、車輪等の、車両としての基本的構成を備えた車体７７０と、車体７７０に設けられた高圧電源（例えば４８〜３００Ｖ）となる高圧電池７８０と、高圧電池７８０から供給される電力により動作し、車体７７０の駆動力を提供したり、車両７６０の制動時に車両７６０が失う運動エネルギーを電力に変換して高圧電池７８０に供給したりするための発電機／駆動モータ７８２と、高圧電池７８０から供給される高圧の直流電圧により作動する高圧作動ユニット７８４と、低圧（例えば１２Ｖ）の電池７８８と、電池７８８から供給される低圧の電力により動作する補機７９０と、高圧電池７８０から供給される高圧の直流電力を１２Ｖに降圧し、電池７８８及び補機７９０等に供給するための電力変換装置７８６とを含む。

電力変換装置７８６としては、第１の実施形態から第５の実施の形態において説明した電力変換装置のいずれでも用いることができる。すなわち、電力変換装置７８６は、ｎ個（ｎは２以上の整数）のＤＣ−ＤＣコンバータと、これらｎ個のＤＣ−ＤＣコンバータに対するｎ相インターリーブ制御を行う制御部と、ｎ個のＤＣ−ＤＣコンバータの前段に設けられ、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を一定に維持する電圧調整回路とを含む。これらの構成については、第１の実施の形態から第５の実施の形態の説明で述べたのでここでは繰返さない。

《動作》
高圧電池７８０には高圧の電力が蓄積されており、発電機／駆動モータ７８２はこの電力を用いて車両７６０を駆動する。高圧作動ユニット７８４も同様に高圧電池７８０からの電力を用いて動作する。一方、電力変換装置７８６は高圧電池７８０からの高圧電力を例えば１２Ｖに降圧し、電池７８８及び補機７９０に与える。電池７８８は補機７９０の消費電力が大きなときには電力を補機７９０に出力する。補機７９０の消費電力が小さなときには、電池７８８は電力変換装置７８６から与えられる電力を蓄積する。

電力変換装置７８６は、第１の実施形態から第５の実施の形態に係る電力変換装置１００、２５０、３５０、４５０、及び５５０のいずれでもよい。電力変換装置７８６の電圧調整回路は、電力変換装置７８６への入力電圧の変動に対して出力電圧を調整し、ｎ個のＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧が一定となるようにする。ｎ個のＤＣ−ＤＣコンバータは、制御部により出力電圧のリプルが最小となるようにインターリーブ制御される。ｎ個のＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧が電圧調整回路により一定に維持されており、それらの位相差が所定の値となるようにされているため、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に発生するリプル電流は互いに相殺される。したがって、第１の実施形態から第５の実施の形態と同様、出力電圧の変動が少なく電力損失を低減できる。さらに、出力にノイズがのる可能性も小さく、補機７９０の動作及び電池７８８に与える悪影響も少ないという効果がある。

以上のようにこの開示に係る実施の形態によれば、電力変換装置の出力のリプル成分を低減できる。そのため、電力損失及びノイズの発生が防止できるという効果がある。しかしこの開示は上記した実施の形態には限定されない。電力変換回路の前段に設けられた電圧調整回路により、電力変換回路への入力電圧を一定の直流電圧に調整するものであればこの開示の技術範囲に含まれる。好ましくは、電圧調整回路の出力電圧は、電力変換装置からの出力のリプル成分が０となるように選ばれるべきであるが、多少の誤差が含まれるものであってもよい。計算による電圧調整回路の出力電圧を中心として、その±５％程度の範囲内の電圧を出力する電圧調整回路であればこの開示の技術範囲に含まれると考えるべきである。また、電圧調整回路及び電力変換回路内のＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を駆動するデューティも、上記した実施の形態のものと正確に一致することは必須ではなく、実質的に一致するものであればよい。例えばデューティの値が計算により理想的なものと比較して、その前後５％程度の範囲内で動作するものもまたこの開示の技術的範囲に含まれる。

さらに上記実施の形態では、１組のＤＣ−ＤＣコンバータを単位としてそれらのリプル成分を防止する構成とした。しかしこの開示はそのような実施の形態には限定されない。問えば複数のＤＣ−ＤＣコンバータを複数個のグループに分け、各グループで別々にリプル成分を防止するような駆動をしてもよい。この場合、グループによってデューティを異ならせたり位相差を異ならせたりすることが可能になる。さらに、グループごとに別個の電圧調整回路をそれらの前段に設け、各グループに入力される直流電圧の値を別々にすることも可能である。

なお、上記実施の形態は、いずれも電力変換回路の前段に電圧調整回路を設けるものであった。この構成により、電力変換回路（電力変換装置）の出力からリプル成分を除去し、電力損失とノイズの発生との双方を防止できる。しかし、この開示の考え方はそうした実施の形態には限定されない。例えば電圧調整回路を電力変換回路の後段（電力変換回路と負荷との間）に設ける構成も考えられる。この場合には電力変換装置の出力（電圧調整回路の出力）にはリプル成分が残るため、負荷に供給される電源電圧からのノイズ低減という効果はそれほど得られない。しかし、電力変換回路と電圧調整回路との間のノイズが低減するという効果が得られる。したがって、電力変換回路と電圧調整回路とを結ぶ中間ノードから電源を他回路に供給するという構成が考えられる。

今回開示された実施の形態は全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。この開示の範囲は、発明の詳細な説明の記載により示されるわけではなく、特許請求の範囲の各請求項によって示され、特許請求の範囲の文言と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１００、２５０、３５０、４５０、５５０、６５０、７８６ 電力変換装置
１１０、２６０、４６０ 直流電源
１１２、１１８、２８０、２９０、３９０、４８０、４８８、５１０、５８０ コンデンサ
１１４、１１６、３００、３０２、３８０、３８２、５００、５０２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２０、２８２、４８６、５０６ コイル
１２２、３０４、３８４、５０４ 平滑コンデンサ
１２６ 出力端子
１４０ スイッチング回路部
１４２、３１２、３９４、５８２ トランス
１４４、３６０、５８６ 整流回路部
２００、２０２、２２０、２２２、７００、７０２、７２０、７２２ グラフ
２１０、２１２ 領域
２１８、３６８、４６８ 電圧センサ
２６２ 昇圧チョッパ回路（電圧調整回路）
２６４、３６４、４６４、５６４、６６４ 電力変換回路
２６６、３６６、４６６ 負荷
２６８、３７０、４７０、６７０ 制御部
２８４、２８６、２８８、４８２、４８４、５１２、５１４、５８４ ＭＯＳＦＥＴ
３１０、３９２ フルブリッジ回路
３１４ 両波整流回路
３９６ 全波整流回路
４６２ 降圧チョッパ回路（電圧調整回路）
５７０、５７２、５７４ フォワードコンバータ
７６０ 車両
７７０ 車体
７８０ 高圧電池
７８２ 発電機／駆動モータ
７８４ 高圧作動ユニット
７８６ 電力変換装置
７８８ 電池
７９０ 補機

Claims (12)

1. 入力電圧を所定の直流電圧に調整して出力する電圧調整回路と、
   前記電圧調整回路の出力を受けるように接続され、インターリーブ動作を行う電力変換回路とを含む、電力変換装置。
2. 前記電力変換回路は、互いに並列に接続された複数のＤＣ−ＤＣコンバータを持ち、
   前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータを、所定の位相差を持ち、かつあらかじめ定められたデューティ比の駆動信号でそれぞれ動作させる制御部をさらに含む、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部はさらに、前記入力電圧の変動に対して、前記電力変換回路に入力される電圧が一定となるよう前記電圧調整回路を制御する、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換回路は変圧器を含み、
   前記制御部は、前記変圧器の巻数比、前記電力変換回路の出力電圧、及び前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータを駆動するデューティ比に基づいて算出される電圧を前記所定の直流電圧として出力するよう前記電圧調整回路を制御する、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換回路は、互いに並列に接続された２個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータを持ち、
   前記制御部は、前記２個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータを１８０±５度の範囲内の位相差で動作させる、請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記２個のＤＣ−ＤＣコンバータの双方を０．５±０．０５のデューティ比の駆動信号で駆動する、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、インターリーブの相数をｎとした場合に、前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータを、ｍ／ｎ、ただしｍは１からｎ−１の範囲の整数、のデューティ比の駆動信号でそれぞれ動作させる、請求項２から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記所定の位相差は、３６０度を前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータの数で除算した値を基準として定められた位相差である、請求項２から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記所定の位相差は、３６０度を前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータの数で除算した値を基準とし、その±５度の範囲内の位相差である、請求項２から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記電圧調整回路はチョッパ回路を含む、請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. インターリーブ動作を行う電力変換回路を含む電力変換装置の制御方法であって、
    入力電圧を所定の直流電圧に調整するステップと、
    前記所定の直流電圧を前記電力変換回路に入力するステップと、
    入力された前記所定の直流電圧を変換して出力するよう前記電力変換装置をインターリーブ制御するステップとを含む、制御方法。
12. 蓄電装置と、
    前記蓄電装置から電力が供給される請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置で変換された電力が供給される負荷とを含む、車両。

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