JP3196922U - 交流電位治療器 - Google Patents

Abstract

【課題】昇圧トランスに入力する正弦波交流の発生手段を改良し、高圧の生体印加交流出力を効率よく得る交流電位治療器を提供する。【解決手段】位相が１８０?異なる２系統の正弦半波信号でパルス幅変調した幅変調済高周波パルスにより、１３０ボルト程度の直流電圧をフルブリッジ構成のスイッチング回路でスイッチング制御して幅変調済高周波パルス出力を得ると共に、各パルス出力を２個のチョークコイルＬ１、Ｌ２と２個のコンデンサＣ１、Ｃ２および２個のフリー・ホィーリング・ダイオードＤ１、Ｄ２を用いた復調回路４により復調することで、電流方向が１８０?位相毎に交互に反転する２系統の復調済正弦半波出力を得て、各正弦半波出力を昇圧トランスｔ１の１次コイルに交互に供給することで、高圧２次コイルｔ２から正電圧ブリーダ回路５を介し、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を得る。【選択図】図１

Description

本考案は、交流電位治療器に係り、特に昇圧トランスに入力する正弦波交流の発生手段
の改良に関する。

従来の交流電位治療器としては、例えば特許第２６０９５７４号公報（特許文献１）に
記載のような商用交流昇圧トランスの２次コイルに設けた正電圧ブリーダ回路により、生
体印加交流の正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器が周知で
あるし、実開昭６１−１１８３４６号公報（特許文献２）・特開２００６−２３９０３２
号公報（特許文献３）のような、矩形波発振回路の増幅出力を昇圧トランスの１次コイル
に供給し、このトランスの高圧２次コイルにダイオードと抵抗を接続して矩形波高電圧を
得る電位治療器が周知である。

前記特許文献１（特許第２６０９５７４号公報）は、交流高電圧を生体に印加して治療
を実行する際に、交流正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器
であり、健康な人体内におけるイオンの理想的な存在比率に等しい割合で生体に交流電位
を印加できるが、この特許文献１は、その段落０００９における唯一の実施例記載のよう
に、商用電源による交流を昇圧トランスの入力としているので、生体印加交流としても、
我が国では５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ限定となる。

近年、国内において、上記特許文献１の交流電位治療器による電位治療を実行している
多数患者の中には、富士川と糸魚川を境として西の６０Ｈｚ地域における複数患者から、
「東の５０Ｈｚ地域での電位治療よりも、こちらの方が治療効果の有効性と速効性に優れ
ているようだ」という声がチラホラ聞こえつつ有るし、５０Ｈｚ地域の複数患者のなかに
は、「今一つ物足りない」という声も多少出始めている。

一方、前記実開昭６１−１１８３４６号公報および特開２００６−２３９０３２号公報
（特許文献２・３）は、共に発振回路を有する電位治療器だから、生体印加交流は商用電
源周波数に限定されない反面、これら各文献は、それぞれ唯一の実施例記載のように、矩
形波発振回路で得た矩形波信号をそのまま出力増幅して昇圧トランスの１次コイルに入力
し、その２次コイルに生じた矩形波の高圧出力電圧からこれら各公報第２図のような矩形
波に近い波形の生体印加交流電圧を得ている。

したがって、これら各文献２・３における矩形波出力増幅回路にＢ級ブッシュプル増幅
回路を用いたとしても、効率が最大で５０％以下の低効率であるという本質的な問題点が
有るし、各文献２・３の入・出力は、共に矩形波電圧だから、商用電源に対応した心材と
捲線で作った現用一般安価な昇圧トランスを用いると、トランスに無用な唸り音が生じ易
いし、トランスが過熱し易いという本質的な大きい問題点が有る。

さらに、上記各特許文献２・３の高圧矩形波出力による生体印加交流には、有害無用な
リンギングとか、オーバーシュートやプリシュートが生じ易いので、滑らかに変化する正
弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、これら各特許文献２・３は、電位治
療後に湯当たりのような不快感が残り易いし、電位治療効果の有効性と速効性に乏しく、
生体拒否反応も生じるという根源的で切実な問題点が有る。

各特許文献１〜３による従来例の他に、特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献
４）のように、スイッチングインバータにより高周波成分を含む交流波形を生成し、この
交流出力をフィルタ回路を経て昇圧トランスの１次コイルに交互に供給するとした電位治
療器とか、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）のように、２系統の高周波パ
ルスを２個の昇圧用パルストランスに各別入力し、各パルストランスの高圧２次コイルに
それぞれダイオードと平滑コンデンサと電極とを接続した電位治療器も周知である。

前記特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）は、出願人が直接出願の公開特
許公報であり、周知事項や願望事項を手書き漫画図面と共に、断片的に羅列しているだけ
で、この文献４の意図するところは、結局、その段落００１１の記載から、昇圧トランス
の１次コイルに加える交流出力回路として、パルス幅変調による現用一般のＤ級オーディ
オアンプを用いた電位治療器であると読み取れるが、肝心な具体回路に関する記載が一切
無いから、これでは、当業者がこの特開２００９−２７９０２４号公報を見ても、上記電
位治療器を作れず、実施できないという本質的な大きい問題点が有る。

Ｄ級オーディオアンプには、直列２個のパワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジス
タ等のスイッチング素子を２列用いたフルブリッジ回路構成のアンプと、直列２個のスイ
ッチング素子を１列だけ用いたハーフブリッジ回路構成のアンプが存在し、上記ハーフブ
リッジ構成のＤ級オーディオアンプは、部品点数少なく安価に使用できるが、復調用チョ
ークコイルの自己誘導電流等による「バス・ポンピング」（Ｂａｓｓ・Ｐｕｍｐｉｎｇ）
現象に起因する電源電圧変動が大きいという根源的で切実な問題点が有り、上記フルブリ
ッジ回路構成のＤ級オーディオアンプは、上記問題点は多少軽減できるが、使用部品点数
がハーフブリッジ構成の２倍要するという互いに相容れない根源的な問題点が有ることは
、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無いのである。

すなわち、ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプの上記根源的な問題点としては
、負荷（昇圧トランス）ドライブ時に、主として復調用チョークコイルの自己誘導電流等
による「バス・ポンピング」現象に起因する電源電圧変動を抑制するためのフリー・ホィ
ーリング（ｆｒｅｅ・ｗｈｅｅｌｌｉｎｇ）・ダイオードを、音声その他の音響による低
周波信号電流が流れるアンプ回路内に、この低周波信号に歪みを与えること無く接続でき
る箇所が無く、上記現象による電源電圧の変動を払拭できないという最も肝心な事柄も、
上記特許文献４には全く記載が無いのである。

現用一般的なハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、負荷（昇圧トランス）を
２００Ｈｚ以下の低域周波数でバスドライブ（Ｂａｓｓ・Ｄｒｉｖｅ）する時には、前記
「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動も大きくなり、その程度は、上記周波数
が低い程・負荷インピーダンスが小さい程・バスコンデンサの値が小さい程・デューティ
比が２５％の時と７５％の時に、それぞれ前記有害無用な「バス・ポンピング」現象によ
る電源電圧の変動が増大し、電位治療器の動作が著しく不安定になることも、上記特許文
献４には全く記載が無く、示唆すらも無い。

ただし、寄生ダイオードを有するパワーＭＯＳ・ＦＥＴ等の直列２個のスイッチング素
子を２列用いた一般的なフルブリッジ回路構成のＤ級オーディオアンプでは、前記「バス
・ポンピング」現象を上記寄生ダイオードにより、ある程度抑制できるが、上記寄生ダイ
オードは、フリー・ホィーリング・ダイオードと大きく異なり、高周波特性が悪く、逆回
復時間が長いので、復調用チョークコイルの自己誘導電流をその出力端から入力端に確実
には戻せず、特に負荷（昇圧トランス）を６０〜２００Ｈｚ程度の低域周波数でバスドラ
イブする時は、前記段落００１２で述べたように、「バス・ポンピング」現象による電源
電圧の変動を完全には払拭できないという根源的な問題点と、寄生ダイオード作用を有す
るパワーＭＯＳ・ＦＥＴは、一般に発熱が大で、厳重な放熱が必要であるという問題点と
は、上記特許文献４には全く記載が無いのである。

一方、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）は、その段落００２０と００２
２に記載のように、２系統の高周波スイッチングパルスをそれぞれ２個の昇圧用高周波パ
ルストランスに各別入力し、一方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオー
ドおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で正の高圧パルス電圧を得ると共に、他方の
パルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサとの
並列回路で負の高圧パルス電圧を得た後、これら各高圧パルス電圧を二つの電極にそれぞ
れ保護抵抗を経て各別供給する電位治療器である。

したがって、この特許文献５は、単一電極では生体に対して高圧交流を印加できないと
いう根源的な大きい問題点が有るし、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流によ
る電位治療に比して、この特許文献５は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り易
いという根源的で切実な問題点が有る。

また、上記特許文献５では、単一電極の電位治療器に比して、パルス昇圧トランスを初
めとして、その高圧２次コイルに接続したダイオード・平滑コンデンサとか、生体保護用
ハイメグ抵抗や電極などの高価な高圧用電気部品をそれぞれ２倍数ずつ必要とするので、
特許文献５は、加工性悪く高価になるという本質的かつ大きい問題点が有る。

特許第２６０９５７４号公報 実開昭６１−１１８３４６号公報 特開２００６−２３９０３２号公報 特開２００９−２７９０２４号公報 特開２０１１−２４８５９号公報

本考案の目的は、フルブリッジ構成のスイッチング回路と、フリー・ホィーリング・ダ
イオード作用を有する復調回路とを順次に介して得た電流方向が１８０°位相毎に交互に
反転する２系統の復調済正弦半波出力を昇圧トランスの１次コイルに交互に供給すること
で、トランス２次側から高圧の生体印加交流を得ることに有る。

上記本考案の目的は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成す
るに当たり、周波数が６０〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波信号から得た位相が互いに１８
０°異なる２系統の正弦半波信号でパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスを得
る一方、前記半波信号よりも充分高い電圧の直流電源と接地間に、直列２個のスイッチン
グ素子を２列用いたフルブリッジ構成のスイッチング回路を接続し、この回路における１
列目の電源側スイッチング素子と２列目の接地側スイッチング素子、および２列目の電源
側スイッチング素子と１列目の接地側スイッチング素子をそれぞれ同系統の前記高周波パ
ルスでスイッチング制御することで、これら各素子の相互接続部から電流方向が１８０°
位相毎に交互に反転する２系統の幅変調済増幅パルス出力を得る。

上記各パルス出力の復調回路としては、前記各接続部にそれぞれ入力端を接続した２個
のチョークコイルの各出力端に各別接続した１端接地のコンデンサと、前記各接続部にそ
れぞれカソードを接続したアノード接地のフリー・ホィーリング・ダイオードとを有する
２系路の復調回路を用い、前記２系統の各幅変調済増幅パルス出力をそれぞれ各別に復調
することで、前記各チョークコイルとコンデンサとの相互接続部から、電流方向が１８０
°位相毎に交互に反転する２系統の復調済正弦半波出力を得た後、これら２系統の正弦半
波出力を昇圧トランスの１次コイルに交互に供給することで、トランス２次コイルに発生
した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対
３の生体印加交流となしたことで達成できた。

ただし、前記接地側２個のスイッチング素子に前記各チョークコイルの自己誘導電流を
その出力端から入力端に戻せるフリー・ホィーリング・ダイオード作用が有る寄生ダイオ
ードを有するスイッチング素子を用いた場合には、前記フリー・ホィーリング・ダイオー
ドは、省略できる。

本考案によれば、前記直流電源と接地間に、直列２個のスイッチング素子を２列用いた
フルブリッジ構成のスイッチング回路を接続し、この回路における１列目の電源側スイッ
チング素子と２列目の接地側スイッチング素子、および２列目の電源側スイッチング素子
と１列目の接地側スイッチング素子をそれぞれ同系統の前記高周波パルスでスイッチング
制御することで、これら各素子の相互接続部から電流方向が１８０°位相毎に交互に反転
する２系統の幅変調済増幅パルス出力を得ることができる。

上記各パルス出力の復調回路として、前記各接続部にそれぞれ入力端を接続した２個の
チョークコイルの各出力端に各別接続した１端接地のコンデンサと、前記各接続部にそれ
ぞれカソードを接続したアノード接地のフリー・ホィーリング・ダイオードとを有する２
系路の復調回路を用い、上記各出力側から交互に流出しようとするチョークコイルの自己
誘導電流を、このコイルに並列の上記コンデンサとダイオードとの直列回路を各別交互に
経て各チョークコイルの入力側に効率よく戻せるので、有害無用な前記バス・ポンピング
現象による電源電圧の変動を無理なく抑制できるという優れた効果が有る。

さらに詳しくは、昇圧トランスを６０〜１２０Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブす
る時には、前記段落（００１２）記載のように、「バス・ポンピング」現象による電源電
圧の変動も大きくなる傾向となるが、本考案では、前記２系統の幅変調済増幅パルス出力
を得るための各スイッチング素子のオン期間に、チョークコイル入力の一部をこのコイル
に蓄積しつつ出力側への供給を抑え、上記素子のオフ期間に前記コンデンサとフリー・ホ
ィーリング・ダイオードとを経て上記コイルの自己誘導電流をコイルの出力側から入力側
に確実に戻せるので、昇圧トランスを６０〜１２０Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブ
する時にも、バス・ポンピング現象による電源電圧変動を確実に効率よく抑制できるとい
う優れた効果が有る。

より具体的には、上記各チョークコイルとコンデンサおよびダイオードは、高周波パル
スの方形波の変化分、つまり交流成分を小さくするフィルターとして動作するので、電流
方向が１８０°位相毎に交互に反転する２系統の滑らかに変化する復調済正弦半波出力を
効率約９０％程度と極めて高い効率で昇圧トランスの１次コイルに交互に供給でき、トラ
ンス２次コイルに高圧正弦波交流を発生させ得るから、消費電力の低減化が可能であると
いう優れた効果を奏し得た。

また本考案は、周波数が前記６０〜２００Ｈｚ程度の範囲では、商用電源に対応して量
産した安価な珪素鋼板を用いた昇圧トランスをそのまま採用でき、オーディオ周波数用の
少量高価な珪素鋼板が不要だから、その製造コストを削減できるし、上記６０〜２００Ｈ
ｚ程度の滑らかに変化する高圧正弦波電圧から、健康な人体内におけるイオンの理想的な
存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を得て、
これを生体に印加できるので、商用電源周波数に関係なく、常に治療効果の有効性と速効
性とを大幅に促進でき、生体拒否反応も著減できるという優れた効果も有る。

ただし、請求項２の考案のように、前記接地側２個のスイッチング素子に前記チョーク
コイルの自己誘導電流をその出力端から入力端に戻せるフリー・ホィーリング・ダイオー
ド作用が有る寄生ダイオードを有するスイッチング素子を用いた場合には、前記フリー・
ホィーリング・ダイオードを省略でき、昇圧トランスを６０〜２００Ｈｚ程度の低域周波
数でバスドライブする時にも、「バス・ポンピング」現象は生ぜず、電源電圧の変動を確
実に抑制払拭できると共に、スイッチング素子の発熱も抑制でき、しかも上記省略したダ
イオードの分だけ、加工性が良くなり、安価にもなる。

本考案による交流電位治療器の一例を示す系統回路図 図１の回路における動作波形図 図１の回路における動作波形図

次に、本考案を実施するための形態例を図面と共に説明すると、本考案の交流電位治療
器は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成するに当たり、先ず
、図１に示す系統回路図のように、Ｃ・Ｒ発振回路・正帰還発振回路などの現用一般的な
正弦低周波発生回路１から得た周波数が６０〜２００Ｈｚ程度、例えば７０〜１２０Ｈｚ
程度の正弦低周波信号を低周波トランスＴ１の１次コイルに入力する。

そして、上記トランスＴ１における中点接地の２次コイルの両端Ａ・Ｂに生じた図２の
Ａ・Ｂのような位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦波電圧をそれぞれ同方向に接続
したダイオードｄでそれぞれ半波整流することで、図２のＣ・Ｅのような振幅が５ボルト
程度で位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得ることができ，これら各信
号をそれぞれ現用一般のパルス幅変調回路２の各入力端Ｃ・Ｅに各別入力する。

一方、周波数が１００ＫＨｚ程度の三角波発振器（図１参照）等による現用一般的な高
周波パルス発生回路３から振幅が５ボルト程度の高周波パルスを得ると共に、この高周波
パルスを現用一般のパルス幅変調回路２を用い、前記２系統の正弦半波信号により、各別
にパルス幅変調することで、図２のＦ・Ｇのようにほぼ櫛歯状波形で、波高値が５ボルト
程度の位相が互いに１８０°異なる２系統の幅変調済高周波パルスを得る。

次いで、前記半波信号よりも充分高い電圧の直流電源と接地間に図１のように、パワー
ＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等を用いた直列２個のスイッチング素子を２列
有するフルブリッジ構成のスイッチング回路を接続し、この回路における１列目の電源側
スイッチング素子Ｑのゲートやベース等の制御電極Ｆと、２列目の接地側スイッチング素
子Ｑの制御電極Ｆとに、それぞれ図１のようにパルストランスＰＴ１または現用一般的な
ゲートドライブＩＣ（米国フェアーチャイルド社製のＩＣ・ＦＡＮ７３８２Ｎ等が有る）
を経て前記図２のＦのようなほぼ櫛歯状の前記幅変調済高周波パルスを入力する。

また、２列目の電源側スイッチング素子Ｑの制御電極Ｇと１列目の接地側スイッチング
素子Ｑの制御電極Ｇとに、それぞれ図１のようにパルストランスＰＴ２等を経て前記図２
のＧのようなほぼ櫛歯状の幅変調済高周波パルスを入力し、前記計４個の各スイッチング
素子を現用一般的なフルブリッジ構成のスイッチング回路と同様にスイッチング制御する
ことで、これら直列２個の各スイッチング素子の相互接続部Ｈ・Ｉからそれぞれ電流方向
が１８０°位相毎に交互に反転し、波高値が１３０ボルト程度の図２のＨ・Ｉのような幅
変調済増幅パルス出力を得ることができる。

そして、上記各パルス出力を復調するに当たっては、図１のように、前記各接続部Ｈ・
Ｉにそれぞれ入力端を各別に接続した２個のチョークコイルＬ１・Ｌ２の各出力端にそれ
ぞれ各別接続した１端接地の２個のコンデンサＣ１・Ｃ２と、前記各接続部Ｈ・Ｉにそれ
ぞれカソードを各別に接続したアノード接地の２個のフリー・ホィーリング・ダイオード
Ｄ１・Ｄ２とを有する２系路の復調回路４を用い、前記図２のＨ・Ｉのような２系統の各
幅変調済増幅パルス出力をそれぞれ各別に復調する。

上記復調結果として、前記チョークコイルＬ１とコンデンサＣ１との相互接続部Ｊから
、図３のＪのような復調済正弦半波出力を得る一方、前記チョークコイルＬ２とコンデン
サＣ２との相互接続部Ｋからは、上記復調済正弦半波出力に対し、位相が１８０°異なる
図３のＫのような復調済正弦半波出力を得るのであるが、これら各出力は、波高値が共に
１３０ボルト程度で、電流方向が１８０°位相毎に交互に反転する復調済正弦半波出力と
なり、これら各出力を上記各相互接続部Ｊ・Ｋに接続した昇圧トランスＴにおける１次コ
イルｔ1 に供給することで、トランス２次コイルｔ2 に図３のＬのような１０〜１５キロ
ボルト程度の高圧正弦波交流を発生させ得る。

より具体的には、前記１列目のスイッチング素子の相互接続部Ｈに生じた図２のＨのよ
うな幅変調済高周波パルス出力は、チョークコイルＬ１とコンデンサＣ１を経て復調され
、これらの相互接続部Ｊに生じた図３のＪのような復調済正弦半波出力は、トランス１次
コイルｔ1 ・他のチョークコイルＬ２およびスイッチング動作中の２列目の接地側スイッ
チング素子Ｑのドレイン・ソースをそれぞれ順次に経て接地側に流れ，上記トランス１次
コイルｔ1 の接続部Ｊに図３のＪのような復調済正弦半波出力を供給できる。

その直後、今度は、前記２列目のスイッチング素子の相互接続部Ｉに生じた図２のＩの
ような幅変調済高周波パルス出力は、チョークコイルＬ２とコンデンサＣ２を経て復調さ
れ、これらの相互接続部Ｋに生じた図３のＫのような復調済正弦半波出力は、トランス１
次コイルｔ1 ・他のチョークコイルＬ１およびスイッチング動作中の１列目の接地側スイ
ッチング素子Ｑのドレイン・ソースをそれぞれ順次に経て接地側に流れ，上記トランス１
次コイルｔ1 の接続部Ｋに図３のＫのような復調済正弦半波出力を供給できる。

ただし、上記の各復調動作は、前記直列２個のスイッチング素子Ｑ・Ｑの相互接続部Ｈ
・Ｉにそれぞれ前記結線例のように接続した２個のチョークコイルＬ１・Ｌ２と、１端接
地のコンデンサＣ１・Ｃ２と、フリー・ホィーリング・ダイオードＤ１・Ｄ２とを有する
２系路の復調回路４を用いた復調動作だから、上記各チョークコイルＬ１・Ｌ２の各出力
側から交互に流出しようとする自己誘導電流は、それぞれ上記コンデンサＣ１とフリー・
ホィーリング・ダイオードＤ１との直列回路、およびコンデンサＣ２とフリー・ホィーリ
ング・ダイオードＤ２の各直列回路をそれぞれ各別交互に経て、上記各チョークコイルＬ
１・Ｌ２の入力側にそれぞれ効率よく各別に戻せるので、昇圧トランスを６０〜２００Ｈ
ｚ程度の低域周波数でバスドライブする時にも、有害無用な「バス・ポンピング現象」は
生ぜず、電源電圧の変動を確実に抑制払拭できた。

その結果、前記チョークコイルＬ１とコンデンサＣ１との相互接続部Ｊから、図３のＪ
のような滑らかに変化する正弦半波出力を得ることができる一方、前記チョークコイルＬ
２とコンデンサＣ２との相互接続部Ｋからは、上記復調済正弦半波出力に対し、位相が１
８０°異なる図３のＫのような滑らかに変化する復調済正弦半波出力を得ることができ、
これら各出力は、昇圧トランスＴの１次コイルｔ1 の各接続部Ｊ・Ｋに対し、電流方向が
１８０°位相毎に交互に反転する復調済正弦半波出力だから、これら各出力を昇圧トラン
スＴにおける１次コイルｔ1 の上記各接続部Ｊ・Ｋに交互に供給でき、トランス２次コイ
ルｔ2 に図３のＬのように、滑らかに変化する１０〜１５キロボルト程度の高圧正弦波交
流を発生させ得る。

上記昇圧トランスＴにおける２次コイルｔ2 の１端は、アース取りハイメグ抵抗Ｒ０を
経て前記直流電源ＤＣにおける接地点に接続すると共に、上記２次コイルｔ2 の両端間に
は、５〜１０ＭΩ・１０Ｗ程度の大型ハイメグ抵抗Ｒ１とダイオードｄ1 との並列回路と
、この並列回路と直列のハイメグ抵抗Ｒ２とダイオードｄ2 とを用いた正電圧ブリーダ回
路５を接続すると共に、その相互接続部Ｍに図２のＭのように生じた正電圧と負電圧との
波高値比率が１対３の生体印加交流を大地に対して絶縁配置した導電マットｍに電流制限
ハイメグ抵抗Ｒ３を経て供給できる。

したがって、本考案による上記生体印加交流は、周波数が６０〜２００Ｈｚ程度で滑ら
かに変化する正弦波を用いた生体印加交流だから、健康な人体内におけるイオンの理想的
な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を生体
に前記導電マットｍ等を経て印加できるので、商用電源周波数に関係なく、常に上記６０
〜２００Ｈｚ程度の周波数で滑らかに変化する生体印加交流で、常時、治療効果の有効性
と速効性とを大幅に促進でき、しかも生体拒否反応の発生を防止できた。

ただし、請求項２の考案のように、前記接地側２個のスイッチング素子Ｑに前記チョー
クコイルＬ１・Ｌ２の自己誘導電流をその出力端から入力端に戻せるフリー・ホィーリン
グ・ダイオード作用が有る寄生ダイオードを有するスイッチング素子を用いた場合には、
前記フリー・ホィーリング・ダイオードＤ１・Ｄ２を省略でき、昇圧トランスを６０〜２
００Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブする時にも、「バス・ポンピング」現象は生ぜ
ず、電源電圧の変動を確実に抑制払拭できると共に、スイッチング素子の発熱も抑制でき
、しかも上記省略したダイオードの分だけ、加工性が良くなり、安価にもなる。

本考案による交流電位治療器は、前記導電マットｍを用いる代わりに、生体患部に対し
て通電導子により接触加電する交流電位治療器としても、当然に利用できる。

１…正弦低周波発生回路 Ｌ１・Ｌ２…チョークコイル
２…パルス幅変調回路 Ｃ１・Ｃ２…コンデンサ
３…高周波パルス発生回路 Ｄ１・Ｄ２…フリー・ホィーリング・ダイオード
４…復調回路 Ｌ１・Ｌ２…チョークコイル
５…正電圧ブリーダ回路 ｄ・ｄ1 ・ｄ2 …ダイオード
Ｔ１…低周波トランス Ｑ…スイッチング素子
ＰＴ１・ＰＴ１…パルストランス Ｒ１・Ｒ２・Ｒ０・Ｒ３…ハイメグ抵抗
Ｔ…昇圧トランス Ｒ…ゲート（ベース）入力抵抗
ｔ1 …昇圧トランスの１次コイル ｍ…導電マット
ｔ2 …昇圧トランスの２次コイル

Claims (2)

1. 交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、周波数が６０〜２０
   ０Ｈｚ程度の正弦低周波信号から得た位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号
   でパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスを得る一方、前記半波信号よりも充分
   高い電圧の直流電源と接地間に、直列２個のスイッチング素子を２列用いたフルブリッジ
   構成のスイッチング回路を接続し、この回路における１列目の電源側スイッチング素子と
   ２列目の接地側スイッチング素子、および２列目の電源側スイッチング素子と１列目の接
   地側スイッチング素子をそれぞれ同系統の前記高周波パルスでスイッチング制御すること
   で、これら各素子の相互接続部から電流方向が１８０°位相毎に交互に反転する２系統の
   幅変調済増幅パルス出力を得ると共に、これら各パルス出力の復調回路として、前記各接
   続部にそれぞれ入力端を接続した２個のチョークコイルの各出力端に各別接続した１端接
   地のコンデンサと、前記各接続部にそれぞれカソードを接続したアノード接地のフリー・
   ホィーリング・ダイオードとを有する２系路の復調回路を用い、前記２系統の各パルス出
   力をそれぞれ各別に復調することで、前記各チョークコイルとコンデンサとの相互接続部
   から、電流方向が１８０°位相毎に交互に反転する２系統の復調済正弦半波出力を得た後
   、これら２系統の正弦半波出力を昇圧トランスの１次コイルに交互に供給することで、ト
   ランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電
   圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。
2. 交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、周波数が６０〜２０
   ０Ｈｚ程度の正弦低周波信号から得た位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号
   でパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスを得る一方、前記半波信号よりも充分
   高い電圧の直流電源と接地間に、直列２個のスイッチング素子を２列用いたフルブリッジ
   構成のスイッチング回路を接続し、この回路における１列目の電源側スイッチング素子と
   ２列目の接地側スイッチング素子、および２列目の電源側スイッチング素子と１列目の接
   地側スイッチング素子をそれぞれ同系統の前記高周波パルスでスイッチング制御すること
   で、これら各素子の相互接続部から電流方向が１８０°位相毎に交互に反転する２系統の
   幅変調済増幅パルス出力を得ると共に、これら各パルス出力の復調回路として、前記各接
   続部にそれぞれ入力端を接続した２個のチョークコイルの各出力端に各別接続した１端接
   地のコンデンサ、および前記接地側２個のスイッチング素子に各チョークコイルの自己誘
   導電流をその出力端から入力端に戻せるフリー・ホィーリング・ダイオード作用が有るス
   イッチング素子を用いた２系路の復調回路により、前記２系統の各パルス出力をそれぞれ
   各別に復調することで、前記各チョークコイルとコンデンサとの相互接続部から、電流方
   向が１８０°位相毎に交互に反転する２系統の復調済正弦半波出力を得た後、これら２系
   統の正弦半波出力を昇圧トランスの１次コイルに交互に供給することで、トランス２次コ
   イルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値
   比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。

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