JP2007068392A - 複数の結合インダクタを有する多相バックコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】出力電流に低調波リップルを生じみくい多相コンバータを提供する。
【解決手段】多相コンバータは、２Ｎ＋１個のインダクタと、並列接続されてそのそれぞれがスイッチノードを含む２Ｎ＋１個のスイッチングコンバータとを備える。ここでＮは偶数であり、上記インダクタの対が結合されて共通コアの周りに巻かれる。それぞれの結合インダクタが、その一方の極でそれぞれのスイッチノードに接続され、その他方の極で出力ノードに接続され、上記インダクタの少なくとも１つが他のインダクタとは非結合である。
【選択図】図２

Description

本発明は電源回路に関し、より詳細には多相電源変換装置に関する。

図１Ａを参照すると、２相バックコンバータが２個の並列接続されたコンバータを含み、その各コンバータにおいて、第１の制御スイッチＳ１、Ｓ２とシャントスイッチＳＨとがスイッチノード１０で互いに接続されている。インダクタ１２が、その一方の極でそれぞれのスイッチノード１０に接続され、その他方の極で出力ノード１４に接続されている。図１Ａにおいて、インダクタ１２どうしは磁気結合していない、すなわち共通のコアを共有していない。

図１Ｂは、２相バックコンバータにおいて、インダクタ１２どうしが結合したものを示している。すなわち、インダクタ１２どうしが逆結合（inverse connected:逆接続ともいう）し、共通コアの周りに巻かれている。

多相バックコンバータのような多相電圧レギュレータにおいて、電流キャンセルにより出力電流のリプルを低減し得ることが知られている。

多相バックコンバータにおける電流キャンセルは、多相インダクタ結合によるインダクタおよびスイッチに拡張できる。例えば、図１Ｃに例示したように、２相バックコンバータにおいて、結合インダクタ（図１Ｂ）を実装すると、インダクタを流れるピークトゥピーク電流を効果的に低減できる。このため、結合インダクタを用いると、動的性能を犠牲にせずに定常状態損失を小さくすることが期待できる。また、インダクタどうしが結合していない多相バックコンバータ（図１Ａ）に比べて、インダクタどうしが結合している場合、リプル電流の上昇を引き起こさずにインダクタのサイズを小さくできる。このため、コンバータの効率を犠牲にせずに、より高速な過渡応答が期待できる。

従来技術による通常の多相コンバータは、共通コアの周りに巻かれた２個よりも多くのインダクタを含み得る。このような構成は本質的に非対称である。すなわち、その位相は、同一でない磁気特性を示す。磁気特性の変動は、低調波（sub-harmonic）出力リプルにつながり得る。

多相コンバータにおける低調波出力リプルを低減することが望ましい。

本発明の１つの目的は、出力電流に低調波リプルを生じにくい多相コンバータを提供することである。

本発明による電源変換装置は、複数の並列接続されたコンバータを含み、その各コンバータはそのスイッチノードでそれぞれのインダクタに直列接続され、これらのコンバータは、各コンバータ対が、逆結合され共通コアの周りに巻かれた２個のインダクタのうちの一方とそれぞれ接続される。したがって、本発明による多相コンバータは、１対の結合インダクタに関連づけられた少なくとも１対の並列接続されたコンバータを含むか、あるいは、複数の並列コンバータ対を含み各コンバータ対が１対の結合インダクタに関連づけられる。

本発明の構成によれば、結合インダクタの対は物理的に対称であり、同一の磁気特性を示すように構成できるので、非対称性に起因する出力電流の低調波リプルを低減できるという点で有利である。

電圧レギュレータにおいて、相数(phase number)は、効率、コスト等の最適化トレードオフに応じて決まる。電流定格を上げるには相数を増やすのが好ましい。しかし、相数は常に偶数とは限らない。本発明の一態様によれば、奇数個の並列コンバータにおいて、少なくとも１つのインダクタが他のインダクタに結合されず、他のコンバータは上記のような対称的磁気特性を有するように構成される。

奇数相コンバータの場合、適切な位相シフトにより潜在出力リプル電流を除去できる。本発明の一態様によれば、位相シフト方式を実装することで、非結合インダクタ（uncoupled inductor;他のインダクタに結合されていないインダクタ）の存在に起因するリプルを低減する。

本発明の他の特徴および利点は、添付図面を参照して、本発明の以下の説明から明らかとなるであろう。

図２を参照すると、本発明の好ましい実施形態による多相バックコンバータは、複数の並列接続されたコンバータ２０を含む。各コンバータ２０は、好ましくは、電源入力ノードＶｉｎとスイッチノード１０との間に接続された制御スイッチＳ_１〜Ｓ_２Ｎ＋１と、それぞれのスイッチノード１０とグランド（接地、アース端子）との間に接続されたシャントスイッチ（分流スイッチ）ＳＨ_１〜ＳＨ_２Ｎ＋１とを含む。本発明によるコンバータは、複数のインダクタＬ_１〜Ｌ_２Ｎ＋１をさらに含み、各インダクタは、その一方の極がそれぞれのスイッチノード１０に接続され、その他方の極がコンバータの出力ノード１４に接続される。好ましくは、出力キャパシタ１５が、その一方の極で出力ノード１４に接続され、その他方の極でグランドに接続される。

制御スイッチはパワーＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）であるのが好ましいが、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）のような他のスイッチも、本発明の範囲および技術思想から逸脱することなく使用可能である。

本発明の一態様によれば、インダクタが対でのみ結合されて共通コアの周りに巻かれ、各インダクタは、その一方の極でそれぞれのスイッチノードに接続され、その他方の極で出力ノードに接続される。例えば、Ｌ_１とＬ_２が結合されて共通コアの周りに巻かれ、それぞれ、制御スイッチＳ１およびＳ２に関連するスイッチノードに接続される。なお、本明細書において、２個のインダクタの結合とは、インダクタが逆接続、すなわち逆並列接続（anti-parallel connected）されることを意味する。

また、本発明の別の態様によれば、インダクタＬ_２Ｎ＋１は他のインダクタと結合されない。このため、Ｎ個の結合インダクタ（すなわち結合インダクタを用いた２相コンバータ）が、１個の非結合インダクタと組み合わされて、ハイブリッド型のコンバータが得られる。

結合インダクタを用いたＮ個の２相コンバータを少なくとも１つの位相で非結合インダクタと組み合わせる場合、磁気結合から利益が得られる。実際、Ｌ_２Ｎ＋１→∞とすると、コンバータは２Ｎ相コンバータとして振る舞うことになる。

次に図３を参照すると、各スイッチング周期において、各インダクタＬ_１〜Ｌ_２Ｎ＋１が、それに関連する制御スイッチＳ_１〜Ｓ_２Ｎ＋１をオンにすることにより順次通電される。例えば、Ｌ_１はＳ_１をオンにすることにより通電される等々となる。

本発明の一態様によれば、従来技術とは異なり、結合インダクタが１８０度差で通電されるのではなく、また、すべてのインダクタが３６０／Ｎ度差で通電されるのではない（Ｎはインダクタの個数）。むしろ、最適の結果を得るため、インダクタが以下の位相シフト方式に従って通電されることで、非結合インダクタの存在に起因する出力リプル電流の潜在的増大をなくす。

ｉ）結合した２個のインダクタに対する位相シフトは式１によって規定される。

この位相シフトは図３ではＡで示されている。

ここで、Ｌ_ｋは結合インダクタの漏れインダクタンスであり、Ｌ_２ｋ−１とＬ_２ｋ（ｋ＝１，２，...，Ｎ）が結合インダクタ、すなわち逆接続されたインダクタであり、Ｓ_２ｋ−１およびＳ_２ｋはそれぞれ、その結合インダクタに関連する制御スイッチを表す。例えば、多相コンバータが１個のコンバータを含み、その２つの位相が１個の結合インダクタ対（Ｎ＝１）に関連づけられている場合、Ｓ_１およびＳ_２はそれぞれＬ_１およびＬ_２の結合インダクタに接続され、Ｓ_３はＬ_３の非結合インダクタに接続される。なおこの例では、コンバータには３つの位相が存在する。

ｉｉ）非結合インダクタの位相を除き、隣り合う２相コンバータに対する位相シフトは式２で表される。

この位相シフトは図３ではＢで示されている。

このような構成を用いると、コンバータの等価インダクタンスは式３のように導出される。

結合インダクタに対する１相あたりのピークトゥピークリプル電流は式４で与えられる。

ここで、Ｖｏｕｔは出力電圧、Ｄはデューティ比、Ｆｓはスイッチング周波数、ｋは結合インダクタの励磁インダクタンスの漏れインダクタンスに対する比である。すべての位相で同じピークトゥピーク電流を得るためには、非結合インダクタＬ_２Ｎ＋１に対する好ましいインダクタンスは式５で表される。

コンバータ出力リプル電流は式６で導出される。

［設計例］
設計仕様：
Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ＿ｎｏ＿ｌｏａｄ＝１２Ｖ／１．３３５Ｖ；
負荷ラインＲｏ＝１．２５ｍｏｈｍ；
最大出力電流Ｉｍａｘ＝１３０Ａ；
スイッチング周波数Ｆｓ＝６６０ｋＨｚ

この例では、４相コンバータと５相コンバータを比較する。出力キャパシタを節約するため、結合インダクタの漏れインダクタンスとして６５ｎＨを選択した。励磁インダクタンスに関しては、励磁インダクタンスが高いほど、結合が強くなり、電流リプルのキャンセルが良好になることが知られている。しかし、励磁インダクタンスを高くすると、２つの結合位相間に小さいＤＣ電流不整合がある場合に飽和になりやすい。図４から、励磁インダクタンスの漏れインダクタンスに対する比としてｋ＝３を選択すると、結合がうまく利用され、結合とコア飽和に対するロバスト性との間の良好な妥協点が得られる。５相コンバータの場合、すべての位相の間でピークトゥピークリプル電流を近づけるために、式５に基づいて、非結合インダクタとして１２０ｎＨの民生品の（ＣＯＴＳ）インダクタを選択した。

計算波形を図５Ａ〜図５Ｃ（４相コンバータ）および図６Ａ〜図６Ｃ（５相コンバータ）に示し、シミュレーション波形を図７Ａ〜図７Ｂ（４相コンバータ）および図８Ａ〜図８Ｂ（５相コンバータ）に示す。これらの波形は、各相でリプル電流が大幅に低減されていることを示している。

［実験結果］
結合インダクタを有する２個の２相コンバータを用いて設計された１個の４相コンバータを作成した。このコンバータの電流波形を図９に示す。測定波形は、期待通り、位相リプル電流が大幅に低減されていることを示している。

本発明によるコンバータは以下のことが可能である。

１．１相あたりのＲＭＳ電流を低減してコンバータ効率を向上させる。

２．コンバータ等価インダクタンスを低減することで、過渡要求の厳しいアプリケーションで必要とされる出力キャパシタンスを最小限にする。

３．高調波出力リプル電流を除去する。

４．２相結合インダクタを用いた多相コンバータ設計に対する制限をなくす。

以上、具体的実施形態に関して本発明を説明したが、他の多くの変形および変更ならびに他の利用形態は当業者には明らかとなるであろう。したがって、本発明は、本明細書における具体的開示には限定されず、添付の特許請求の範囲によってのみ限定されるものである。

従来技術による多相コンバータを示す図である。 従来技術による多相コンバータを示す図である。 図１Ａのコンバータと図１Ｂのコンバータとの間でリプル電流を比較したグラフ図である。 本発明による多相バックコンバータを示す図である。 本発明によるコンバータの制御スイッチに通電する制御方式を示すグラフ図である。 結合インダクタの励磁インダクタンスの漏れインダクタンスに対する比（ｋ）に対して、結合インダクタの電流差の値（ΔI）を示すグラフ図である。 本発明による４相コンバータの計算波形を示す図である。 本発明による４相コンバータの計算波形を示す図である。 本発明による４相コンバータの計算波形を示す図である。 本発明による５相コンバータの計算波形を示す図である。 本発明による５相コンバータの計算波形を示す図である。 本発明による５相コンバータの計算波形を示す図である。 本発明による４相コンバータのシミュレーション波形を示す図である。 本発明による４相コンバータのシミュレーション波形を示す図である。 本発明による５相コンバータのシミュレーション波形を示す図である。 本発明による５相コンバータのシミュレーション波形を示す図である。 本発明によるコンバータから実験的に得られる波形を示す図である。

符号の説明

１０ スイッチノード
１４ コンバータの出力ノード
１５ 出力キャパシタ
２０ コンバータ
Ｖｉｎ 電源入力ノード
Ｓ_１〜Ｓ_２Ｎ＋１ 制御スイッチ
ＳＨ_１〜ＳＨ_２Ｎ＋１ シャントスイッチ
Ｌ_１〜Ｌ_２Ｎ＋１ インダクタ

Claims (12)

1. ２Ｎ＋１個のインダクタと、
   並列接続されてそのそれぞれがスイッチノードを含む２Ｎ＋１個のスイッチングコンバータと
   を備え、ここでＮは偶数であり、前記インダクタの対が結合されて共通コアの周りに巻かれ、それぞれの該結合インダクタが、その一方の極でそれぞれのスイッチノードに接続され、その他方の極で出力ノードに接続され、前記インダクタの少なくとも１つが他のインダクタとは非結合であることを特徴とする多相コンバータ。
2. 前記インダクタが、それぞれの前記共通コアによって、少なくとも１対で、対としてのみ結合されていることを特徴とする請求項１に記載の多相コンバータ。
3. 複数のインダクタと、
   並列接続されてそのそれぞれがスイッチノードを含む複数のスイッチングコンバータと
   を備え、前記インダクタが、それぞれの共通コアの周りに、少なくとも１対で、対としてのみ結合され、それぞれの該結合インダクタが、その一方の極でそれぞれのスイッチノードに接続され、その他方の極で出力ノードに接続され、前記インダクタの少なくとも１つが他のインダクタとは非結合であることを特徴とする多相コンバータ。
4. ２Ｎ＋１個の前記インダクタが存在し、Ｎは偶数であり、該インダクタのうちの１個のみが非結合であることを特徴とする請求項３に記載の多相コンバータ。
5. 前記コンバータがバックコンバータであることを特徴とする請求項１または３に記載の多相コンバータ。
6. 各前記コンバータが、電源入力と前記スイッチノードとの間に接続された制御スイッチと、該スイッチノードとグランドとの間に接続されたシャントスイッチとを含むことを特徴とする請求項１または３に記載の多相コンバータ。
7. 前記制御スイッチおよび前記シャントスイッチがパワーＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項６に記載の多相コンバータ。
8. 前記制御スイッチおよび前記シャントスイッチがパワーＩＧＢＴであることを特徴とする請求項６に記載の多相コンバータ。
9. 前記Ｎが少なくとも４であることを特徴とする請求項２または３に記載の多相コンバータ。
10. 前記インダクタが順次通電されることを特徴とする請求項１または３に記載の多相コンバータ。
11. Ｎは前記結合インダクタの対の個数であり、該結合インダクタが次の関係式
    

    

    によって規定される位相角シフトで通電され、ここでφは位相角であり、Ｌ_ｋは結合インダクタの漏れインダクタンスである、ことを特徴とする請求項１または３に記載の多相コンバータ。
12. Ｎは前記結合インダクタの個数であり、２つの隣り合う該結合インダクタ対が次の関係式
    

    

    によって規定される位相角シフトで通電され、ここでφは位相角であり、Ｌ_ｋは結合インダクタの漏れインダクタンスである、ことを特徴とする請求項１または３に記載の多相コンバータ。

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