JP2015056940A - 多相電力変換装置のフィルタ回路および多相電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型であって且つ放射ノイズを抑制する。
【解決手段】昇圧コンバータ１４、１５を並列に備え、制御回路１７は逆相の駆動電圧Ｖg1、Ｖg2によりトランジスタＱ１、Ｑ２を駆動する。フィルタ回路１６を構成するインダクタＬ１、Ｌ２の巻線は、同一のコアに巻回されて逆相に結合されている。インダクタＬ１、Ｌ２に流れる電流Ｉ１、Ｉ２のうち直流電流による磁束が相殺されるので、コアの磁束密度が大幅に低下する。飽和磁束密度が低く透磁率が高いフェライトなどの磁性材料を採用して、コアの体積を低減し或いは巻数を減らすことができる。閉磁構造のトロイダルコアを使用できるので、漏洩磁束が低減して放射ノイズを抑制できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子を１８０°の位相差で駆動する多相電力変換装置のフィルタ回路および多相電力変換装置に関する。

マルチフェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、複数のコンバータを並列に備え、各コンバータのスイッチング素子を互いにずれた位相（２相であれば１８０°の位相差）を持つ駆動信号で駆動する（特許文献１参照）。マルチフェーズＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧のリプル分を低減させながら出力電力を増やすことができる。各コンバータの入力部には、入力直流電源側に漏洩するスイッチングノイズを低減するため、および入力直流電源からＤＣ／ＤＣコンバータ内に侵入するノイズを低減するため、インダクタとキャパシタとからなるＬＣフィルタが設けられている。

特開２００８−１４１８０２号公報

フィルタには直流電流が流れるので、最大電流が流れるときでも磁気飽和が生じないようなインダクタを選定する必要がある。開磁構造のドラムコアは、磁気飽和が生じにくいが、漏洩磁束が大きいので放射ノイズが大きくなる問題がある。これに対し、閉磁構造のトロイダルコアを用いると漏洩磁束は小さくなる。しかし、磁気飽和が生じ易いフェライトなどの高透磁率材料は使用できず、低透磁率材料からなるダストコアなどを用いる必要がある。その結果、所望のローパス特性に必要なインダクタンスを確保するためには、コアサイズを大きくし、巻数を増やさなければならず、インダクタの実装面積が増大するという課題があった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、小型であって且つ放射ノイズを抑制可能な多相電力変換装置のフィルタ回路および多相電力変換装置を提供することにある。

請求項１に記載した手段は、多相電力変換装置のフィルタ回路である。多相電力変換装置は、共通の電源入力端子と共通の電源出力端子との間に、スイッチング素子のデューティ比に応じて入力ノードから出力ノードに伝送する直流電力を変化させる２つの電力変換回路を並列に備え、当該各電力変換回路のスイッチング素子に１８０°位相が異なる駆動信号を与える。これにより、出力電圧のリプル分を低減できる。

共通の電源入力端子と各電力変換回路の入力ノードとの間には、それぞれ、巻線が同一のコアに巻回され且つ逆相に結合された第１、第２インダクタが接続されている。第１、第２インダクタには、各電力変換回路の入力電流すなわち直流電流に交流電流が重畳した電流が流れる。交流電流は、主に逆相電流からなり、他に同相電流を含む場合もある。これら第１、第２インダクタは、例えばキャパシタとともにフィルタとして作用する。

各電力変換回路に入力される直流電流同士および交流同相電流同士は、それぞれコア内に互いに逆向きの磁束を発生させるので磁束の相殺が生じる。特に直流電流による磁束が相殺されることにより、コア内の磁束密度が低下し、磁気飽和が生じにくくなる。その結果、フェライトなどの高透磁率材料からなるコアを使用でき、巻数を減らしてインダクタを小型化することができる。また、閉磁構造のトロイダルコアを使用できるので、漏洩磁束が低減して放射ノイズを抑制することができる。

請求項２に記載した手段によれば、電源入力端子から第１、第２インダクタに至る共通の入力線に、巻線が第１、第２インダクタのコアに巻回された第３インダクタを備えている。第１、第２インダクタは逆相に結合されているので、第１、第２インダクタに交流同相電流が流れると磁束が相殺される。そのため、第１、第２インダクタは、交流同相電流に対してはインダクタとして作用しない。

これに対し、共通の入力線に設けられた第３インダクタは、交流同相電流に対してインダクタとして作用してフィルタ効果を奏する。しかも、第３インダクタの巻線は、第１、第２インダクタのコアに巻回されているので、第１から第３インダクタを１つの部品として構成でき、インダクタ全体としてのサイズを低減できる。

請求項３に記載した手段によれば、第３インダクタと第１インダクタとの結合係数および第３インダクタと第２インダクタとの結合係数は、それぞれ第１インダクタと第２インダクタとの結合係数よりも小さい。これにより、第３インダクタは、第１、第２インダクタから受ける磁束の影響が小さくなり、交流逆相電流および交流同相電流について良好なフィルタ作用を奏する。

請求項４に記載した手段によれば、第１、第２、第３インダクタを構成する共通のコアにおいて、第３インダクタを構成する磁気経路にギャップが形成されている。ギャップにより磁気抵抗が高くなるので、第３インダクタと第１インダクタとの結合係数および第３インダクタと第２インダクタとの結合係数を小さくできる。一方、磁気経路にギャップが存在しない第１インダクタと第２インダクタの結合係数は高く維持される。

請求項５に記載した手段によれば、各電力変換回路の入力ノードの間にキャパシタが接続されている。これにより、第１インダクタを含むフィルタと第２インダクタを含むフィルタとの間で電流の授受が行われるので、グランドに流れる高調波電流を減らすことができる。その結果、グランドの電位変動を低減でき、高周波ノイズがグランドを介して他の回路に侵入することを防止できる。

請求項６に記載した多相電力変換装置は、共通の電源入力端子と共通の電源出力端子との間に、スイッチング素子のデューティ比に応じて入力ノードから出力ノードに伝送する直流電力を変化させる２つの電力変換回路を並列に備え、各電力変換回路のスイッチング素子に１８０°位相が異なる駆動信号を与える。この多相電力変換装置は、上述した何れかのフィルタ回路と、各電力変換回路に入力される電流を検出する電流検出手段と、検出された各電力変換回路の入力電流の交流同相成分を低減するように各電力変換回路のスイッチング素子を制御する制御手段とを備えている。これにより、第１、第２インダクタがインダクタとしての作用を奏しない交流同相電流成分が低減するので、さらにフィルタ特性を高めることができる。

第１の実施形態を示すＤＣ／ＤＣコンバータの構成図 インダクタＬ１、Ｌ２の巻線構造を示す図 インダクタＬ１、Ｌ２の電流Ｉ１、Ｉ２と磁束の時間変化を示す図 磁束の形成に寄与する電流と磁束との関係を示す図 第２の実施形態を示すインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３の巻線構造を示す図 第３の実施形態を示す図１相当図 第４の実施形態を示す図１相当図 第５の実施形態を示す図１相当図

各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
第１の実施形態について図１から図４を参照しながら説明する。図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、図示しない入力直流電源に接続される共通の電源入力端子１２と図示しない負荷に接続される共通の電源出力端子１３との間に、２つの昇圧コンバータ１４、１５を並列に備えた多相電力変換装置である。

電源入力端子１２と昇圧コンバータ１４、１５の入力ノードＮ１、Ｎ２との間には、インダクタＬ１〜Ｌ３とキャパシタＣ１〜Ｃ４とからなるフィルタ回路１６が設けられている。フィルタ回路１６は、昇圧コンバータ１４、１５から入力直流電源側に漏洩するスイッチングノイズを低減する作用、および入力直流電源側からＤＣ／ＤＣコンバータ１１内に侵入するノイズを低減する作用を奏する。

昇圧コンバータ１４、１５は、同一仕様の部品を用いた同一構成を有する電力変換回路である。昇圧コンバータ１４、１５の出力ノードは、互いに接続されて共通の出力ノードＮ３とされている。昇圧コンバータ１４は、入力ノードＮ１と出力ノードＮ３との間に直列に接続されたインダクタＬ４とダイオードＤ１、およびインダクタＬ４とダイオードＤ１の接続ノードとグランドとの間に接続されたＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ１から構成されている。

昇圧コンバータ１５は、入力ノードＮ２と出力ノードＮ３との間に直列に接続されたインダクタＬ５とダイオードＤ２、およびインダクタＬ５とダイオードＤ２の接続ノードとグランドとの間に接続されたＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ２から構成されている。トランジスタＱ１、Ｑ２はスイッチング素子であり、並列に寄生ダイオードが形成されている。

ノードＮ３は電源出力端子１３に接続されており、電源出力端子１３とグランドとの間にはキャパシタＣ５と分圧抵抗Ｒ１（Ｒ1a、Ｒ1b）が並列に設けられている。制御回路１７は、分圧抵抗Ｒ１から出力される検出電圧が指令電圧に一致するように、ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２のゲートに印加する駆動電圧Ｖg1、Ｖg2（駆動信号に相当）のデューティ比を制御する。駆動電圧Ｖg1とＶg2は、逆相すなわち互いに１８０°の位相差を有している。駆動電圧Ｖg1、Ｖg2のデューティ比が大きくなるほど、昇圧コンバータ１４、１５が入力ノードＮ１、Ｎ２から出力ノードＮ３に伝送する直流電力が増える。

フィルタ回路１６において、インダクタＬ３は、電源入力端子１２とノードＮ４との間、すなわち電源入力端子１２からインダクタＬ１、Ｌ２に至る共通の入力線１８に設けられている。第１、第２インダクタＬ１、Ｌ２は、それぞれノードＮ４と昇圧コンバータ１４、１５の入力ノードＮ１、Ｎ２との間に設けられている。キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４は、それぞれノードＮ１とグランドとの間、ノードＮ２とグランドとの間、電源入力端子１２とグランドとの間、ノードＮ４とグランドとの間に設けられている。

図２に示すように、インダクタＬ１、Ｌ２の巻線Ｗ１、Ｗ２は、同一の（共通の）トロイダルコア１９にバイファイラ巻きにより同じ巻数だけ巻回され、逆相に結合されている。バイファイラ巻きを採用することにより、巻装工程のコストを低減できる。後述するように、巻線Ｗ１、Ｗ２に流れる直流電流による磁束が相殺されるので、コア１９の磁束密度が低下する。そのため、コア１９は、フェライトなどの高透磁率材料により構成することができる。一方、インダクタＬ３は、インダクタＬ１、Ｌ２とは独立した部品として構成されている。インダクタＬ３には上述した磁束の相殺作用が生じない。そのため、磁気飽和を防止するため、ドラムコアまたは低透磁率材料からなるダストコアなどが用いられている。

次に、図３および図４を参照しながら本実施形態の作用を説明する。制御回路１７が互いに逆相の駆動電圧Ｖg1、Ｖg2によりトランジスタＱ１、Ｑ２を駆動すると、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる電流Ｉ１、Ｉ２は、図３に示すように直流電流に交流逆相電流が重畳した電流波形となる。ただし、トランジスタＱ１、Ｑ２の特性のばらつき、インダクタＬ４、Ｌ５のインダクタンス値のばらつきなどに起因して、交流同相電流成分が生じる場合もある。

一般に、電流Ｉ１の直流電流成分をＩDC1、交流同相電流成分をＩACcom1、交流逆相電流成分をＩACneg1、電流Ｉ２の直流電流成分をＩDC2、交流同相電流成分をＩACcom2、交流逆相電流成分をＩACneg2とすれば、電流Ｉ１、Ｉ２によりコア１９に生じる磁束φ１、φ２は（１）式、（２）式で表せる。
φ１＝φ（ＩDC1）＋φ（ＩACcom1）＋φ（ＩACneg1） …（１）
φ２＝φ（ＩDC2）＋φ（ＩACcom2）＋φ（ＩACneg2） …（２）

φ１の磁束の向きを基準にすると、コア１９の磁束φ（図３参照）は（３）式で表せる。
φ＝φ１−φ２＝｛φ（ＩDC1）−φ（ＩDC2）｝＋｛φ（ＩACcom1）−φ（ＩACcom2）｝＋｛φ（ＩACneg1）−φ（ＩACneg2）｝ …（３）

昇圧コンバータ１４、１５間のばらつきが十分に小さければ、ＩDC1＝ＩDC2、ＩACcom1＝ＩACcom2となり、φ（ＩDC1）＝φ（ＩDC2）、φ（ＩACcom1）＝φ（ＩACcom2）となる。その結果、コア１９の磁束φは（４）式となる。
φ＝φ（ＩACneg1）−φ（ＩACneg2） …（４）

φ（ＩACneg1）とφ（ＩACneg2）は、大きさが等しく逆極性である。そこで、これらの絶対値をφ（ＩACneg）とすれば、コア１９の磁束φは（５）式で表すことができる。
φ＝２・φ（ＩACneg） …（５）

このように、昇圧コンバータ１４、１５への入力電流Ｉ１、Ｉ２によりコア１９に生じる磁束φ１、φ２のうち、直流電流により生じる磁束同士および交流同相電流により生じる磁束同士は、それぞれコア１９内に互いに逆向きの磁束を発生させるので磁束の相殺が生じる。特に大きい直流電流による磁束が相殺されることにより、コア１９内の磁束密度が大幅に低下し、磁気飽和が生じにくくなる。

図４（ａ）は、本実施形態において磁束の形成に寄与する電流と磁束との関係を示している。これに対し、図４（ｂ）は、インダクタＬ１、Ｌ２の巻線Ｗ１、Ｗ２を別々のコアに巻回した場合の電流と磁束との関係を示している。本実施形態の場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の負荷が増えて入力直流電流が増加しても、磁束が打ち消されてインダクタＬ１、Ｌ２に磁気飽和が生じにくいことが分かる。

制御回路１７がトランジスタＱ１、Ｑ２を逆相で駆動するときに流れる入力交流電流の殆どは交流逆相電流である。この交流逆相電流による磁束は、（５）式に示すようにコア１９内に残る。従って、インダクタＬ１、Ｌ２とキャパシタＣ１、Ｃ２からなる回路は、入力リプル電流に対して、従来通りＬＣフィルタの効果を奏する。なお、昇圧コンバータ１４、１５の出力側にそれぞれ流れる交流電流の位相も逆相になる。そのため、出力電圧Ｖoutのリプル分を低減する効果も得られる。

以上説明した本実施形態によれば、インダクタＬ１、Ｌ２の巻線Ｗ１、Ｗ２を同一のコア１９に巻回して逆相に結合したので、それぞれに流れる電流Ｉ１、Ｉ２のうち直流電流による磁束が打ち消し合い、コア１９内に直流磁束が殆ど生じない。その結果、従来構成に比べて磁気飽和が生じにくくなるので、飽和磁束密度が低い材料を採用できる。例えば、飽和磁束密度が低く透磁率が高いフェライトなどの磁性材料からなるコア１９を使用して、コア１９の体積を低減し或いは巻数を減らすことにより、インダクタＬ１、Ｌ２を小型化することができる。また、閉磁構造のトロイダルコアを使用できるので、漏洩磁束が低減して放射ノイズを抑制することができる。

インダクタＬ１、Ｌ２は、交流同相電流による磁束も打ち消し合うので、交流同相電流成分に対してはフィルタ作用を持たない。そこで、フィルタ回路１６は、共通の入力線１８にインダクタＬ３を備えている。これにより、インダクタＬ３とキャパシタＣ３、Ｃ４からなる回路が、交流同相電流成分を持つリプル電流に対してフィルタ作用を奏する。なお、交流同相電流成分が十分に小さい等の理由により、インダクタＬ１、Ｌ２により十分なフィルタ作用が得られる場合には、インダクタＬ３は省略可能である。

（第２の実施形態）
第２の実施形態について図５を参照しながら説明する。第３インダクタＬ３の巻線Ｗ３は、第１、第２インダクタＬ１、Ｌ２の巻線Ｗ１、Ｗ２とともに、フェライトなどの高透磁率材料からなるコア２０に巻回されている。コア２０は、ＥＩ型等のコアから構成されている。３つの脚２０ａ〜２０ｃのうち外脚２０ａ、２０ｂにはそれぞれ巻線Ｗ１、Ｗ２が巻回されており、中脚２０ｃには巻線Ｗ３が巻回されている。

中脚２０ｃにはギャップ２１が形成されている。中脚２０ｃは、インダクタＬ３を構成する磁気経路Ｍ１、Ｍ２の一部である。そのため、インダクタＬ３のインダクタンスは、インダクタＬ１、Ｌ２のインダクタンスよりも小さくなり、直流電流による磁束の相殺作用がなくても磁気飽和が生じにくくなる。

インダクタＬ３とＬ１の結合係数およびインダクタＬ３とＬ２の結合係数は、それぞれインダクタＬ１とＬ２の結合係数よりも小さくなる。従って、インダクタＬ３は、インダクタＬ１、Ｌ２による磁束の影響を受けにくくなり、フィルタ作用の減殺を低減することができる。さらに、インダクタＬ１〜Ｌ３を１つの部品として構成できるので、より小型化することができる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態について図６を参照しながら説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２２のフィルタ回路２３は、昇圧コンバータ１４、１５の入力ノードＮ１、Ｎ２間にキャパシタＣ６を備えている。インダクタＬ１とキャパシタＣ１を含むフィルタ回路と、インダクタＬ２とキャパシタＣ２を含むフィルタ回路との間で電流のやり取りをすることで、グランドに流れる高調波電流が低減する。これにより、グランドの電位変動を低減でき、高周波ノイズがグランドを介して他の回路に侵入することを防止できる。

（第４の実施形態）
第４の実施形態について図７を参照しながら説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は、インダクタＬ１、Ｌ２を通して昇圧コンバータ１４、１５に入力される電流Ｉ１、Ｉ２を検出する電流センサ２５、２６（電流検出手段）を備えている。加算器２７は、電流Ｉ１、Ｉ２を加算して制御回路１７に出力する。

制御回路１７は、昇圧コンバータ１４、１５を１８０°の位相差で駆動する。しかし、トランジスタＱ１、Ｑ２の特性のばらつき、インダクタＬ４、Ｌ５のインダクタンス値のばらつきなどに起因して、インダクタＬ１、Ｌ２に交流同相電流ＩACcom1、ＩACcom2が流れる。加算した電流Ｉ１＋Ｉ２は、交流逆相電流ＩACneg1＋ＩACneg2が打ち消されて（６）式のようになる。ＩDC1、ＩDC2は直流電流成分である。
Ｉ１＋Ｉ２＝（ＩDC1＋ＩDC2）＋（ＩACcom1＋ＩACcom2） …（６）

インダクタＬ１、Ｌ２にフィルタ作用が生じない交流同相電流ＩACcom1、ＩACcom2を最小化するため、制御回路１７は、その時々の負荷の下でＩ１＋Ｉ２を低減するように制御する。制御回路１７は、基本的に昇圧コンバータ１４、１５を同じデューティ比を持つ駆動電圧Ｖg1、Ｖg2で駆動するが、デューティ比に差を設けることで交流同相電流成分を低減する。また、制御回路１７は、駆動電圧Ｖg1、Ｖg2の位相差を１８０°からずらすことで交流同相電流成分を低減する。

本実施形態によれば、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流同相電流ＩACcom1、ＩACcom2が低減（より好ましくは最小化）されるので、交流電流成分に対するフィルタ作用をより高めることができる。

（第５の実施形態）
第５の実施形態について図８を参照しながら説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２８は、図１に示した２相の昇圧コンバータ１４、１５を２対備えた４相の電力変換装置である。区別するために、昇圧コンバータ１４Ａ、１５Ａおよび昇圧コンバータ１４Ｂ、１５Ｂと称す。これら昇圧コンバータ１４Ａ、１５Ａ、１４Ｂ、１５Ｂは、それぞれ駆動電圧Ｖg1、Ｖg2、Ｖg3、Ｖg4により駆動される。駆動電圧Ｖg1、Ｖg2、Ｖg3、Ｖg4は、０°、１８０°、９０°、２７０°の位相を有している。

昇圧コンバータ１４Ａ、１５Ａに対するフィルタ回路１６Ａおよび昇圧コンバータ１４Ｂ、１５Ｂに対するフィルタ回路１６Ｂも、図１に示したフィルタ回路１６と同じ構成を備えている。インダクタＬ３とキャパシタＣ３、Ｃ４は、共通に設けられている。フィルタ回路１６ＡのインダクタＬ１、Ｌ２の巻線は、同一のコアに巻回されて逆相に結合されている。フィルタ回路１６ＢのインダクタＬ１、Ｌ２の巻線も、他の同一のコアに巻回されて逆相に結合されている。

本実施形態によれば、フィルタ回路１６Ａ、１６Ｂそれぞれについて、第１の実施形態で説明したフィルタ回路１６と同様の作用および効果が得られる。また、相数が増えたことにより、出力電圧Ｖoutのリプル分を一層低減することができる。さらに、従来の４相ＤＣ／ＤＣコンバータと比べ、フィルタ回路１６Ａ、１６Ｂ全体について一層の小型化が図られる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。

多相電力変換装置は、２つの電力変換回路を並列に備え、当該各電力変換回路のスイッチング素子に１８０°位相が異なる駆動信号が与えられるものであればよい。昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータに限られず、例えば降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ、昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ、４相全波型などのインバータであってもよい。

第３から第５の実施形態においても、インダクタＬ１、Ｌ２により十分なフィルタ作用が得られる場合には、インダクタＬ３は省略可能である。
第２の実施形態において、インダクタＬ３がインダクタＬ１、Ｌ２による磁束の影響を受けにくい構造であれば、インダクタＬ３とＬ１の結合係数およびインダクタＬ３とＬ２の結合係数がそれぞれインダクタＬ１とＬ２の結合係数よりも小さくなるとの条件は不要である。ギャップも必要に応じて設ければよい。

第２、第４、第５の実施形態においても、入力ノードＮ１、Ｎ２間にキャパシタＣ６を備えてもよい。
第５の実施形態と同様にして、６相、８相、…など偶数相のＤＣ／ＤＣコンバータを構成することができる。

各実施形態において、電流Ｉ１とＩ２の直流電流成分ＩDC1、ＩDC2が等しいことが好ましいが、直流電流成分ＩDC1、ＩDC2が等しくなくても、何れか小さい方の直流電流分については磁束の相殺効果が得られる。
上述した各実施形態では入力側のフィルタ回路について述べたが、出力側のフィルタ回路についても適用が可能である。

図面中、１１、２２、２４、２８はＤＣ／ＤＣコンバータ（多相電力変換装置）、１２は電源入力端子、１３は電源出力端子、１４、１４Ａ、１４Ｂ、１５、１５Ａ、１５Ｂは昇圧コンバータ（電力変換回路）、１６、１６Ａ、１６Ｂ、２３はフィルタ回路、１７は制御回路（制御手段）、１８は入力線、１９、２０はコア、２１はギャップ、２５、２６は電流センサ（電流検出手段）、Ｑ１、Ｑ２はＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子）、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３は第１、第２、第３インダクタ、Ｃ６はキャパシタ、Ｎ１、Ｎ２は入力ノード、Ｎ３は出力ノード、Ｍ１、Ｍ２は磁気経路である。

Claims (6)

1. 共通の電源入力端子（１２）と共通の電源出力端子（１３）との間に、スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）のデューティ比に応じて入力ノード（Ｎ１，Ｎ２）から出力ノード（Ｎ３）に伝送する直流電力を変化させる２つの電力変換回路（１４，１５／１４Ａ，１５Ａ／１４Ｂ，１５Ｂ）を並列に備え、当該各電力変換回路のスイッチング素子に１８０°位相が異なる駆動信号が与えられる多相電力変換装置（１１，２２，２４，２８）のフィルタ回路（１６，１６Ａ，１６Ｂ，２３）であって、
   前記電源入力端子と前記各電力変換回路の入力ノードとの間にそれぞれ接続され、各巻線が同一のコア（１９，２０）に巻回され且つ逆相に結合された第１、第２インダクタ（Ｌ１、Ｌ２）を備えて構成されていることを特徴とする多相電力変換装置のフィルタ回路。
2. 前記電源入力端子から前記第１、第２インダクタに至る共通の入力線（１８）に設けられ、巻線が前記第１、第２インダクタのコア（２０）に巻回された第３インダクタ（Ｌ３）を備えていることを特徴とする請求項１記載の多相電力変換装置のフィルタ回路。
3. 前記第３インダクタと前記第１インダクタとの結合係数および前記第３インダクタと前記第２インダクタとの結合係数は、それぞれ前記第１インダクタと前記第２インダクタとの結合係数よりも小さいことを特徴とする請求項２記載の多相電力変換装置のフィルタ回路。
4. 前記第１、第２、第３インダクタを構成する共通のコア（２０）において、前記第３インダクタを構成する磁気経路（Ｍ１，Ｍ２）にギャップ（２１）が形成されていることを特徴とする請求項３記載の多相電力変換装置のフィルタ回路。
5. 前記各電力変換回路の入力ノードの間に接続されたキャパシタ（Ｃ６）を備えていることを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の多相電力変換装置のフィルタ回路。
6. 共通の電源入力端子（１２）と共通の電源出力端子（１３）との間に、スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）のデューティ比に応じて入力ノード（Ｎ１，Ｎ２）から出力ノード（Ｎ３）に伝送する直流電力を変化させる２つの電力変換回路（１４，１５／１４Ａ，１５Ａ／１４Ｂ，１５Ｂ）を並列に備え、当該各電力変換回路のスイッチング素子に１８０°位相が異なる駆動信号を与える多相電力変換装置（１１，２２，２４，２８）であって、
   請求項１から５の何れか一項に記載のフィルタ回路（１６，１６Ａ，１６Ｂ，２３）と、
   前記各電力変換回路に入力される電流を検出する電流検出手段（２５，２６）と、
   前記検出された各電力変換回路の入力電流の交流同相成分を低減するように、前記各電力変換回路のスイッチング素子を制御する制御手段（１７）とを備えていることを特徴とする多相電力変換装置。

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