JP5565149B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流または交流を他の直流または交流に変換する電力変換装置に係り、特にコモンモード電流の共振周波数成分を抑制する機能を備えたノーマルモードリアクトルに関する。

交流電力を直流電力に変換するコンバータや直流電力を交流電力に変換するインバータといった電力変換装置には、高速でスイッチング動作を行う電力半導体素子が使用されている。

このような電力変換装置には、電力半導体素子のスイッチング動作に起因して、交流ライン間を流れる高周波のノーマルモード電流が発生する。また、交流ラインとアース間を流れる高周波のコモンモード電流が発生する。これらの高周波電流は、機器の誤動作を引き起こすノイズの原因となる。従来、これらの高周波電流を除去するため、コンバータおよびインバータの各相の交流ラインに交流リアクトルが挿入され、さらに交流各相のライン間にコンデンサを接続してなるノーマルモードノイズフィルタが設けられていた。

図９は、上記ノーマルモードノイズフィルタを単相ＡＣ−ＤＣコンバータに適用した場合の従来のシステム構成図である。コンバータ２は単相交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータであり、その入力端子はリアクトルＬ３ａおよびＬ３ｂのそれぞれの一端と接続されている。リアクトルＬ３ａとリアクトルＬ３ｂはノーマルモードリアクトルであり、それぞれの他端は交流電源１ａに接続されるとともに、その両端子間にコンデンサＣ１が接続されている。

次に、コンバータ２の出力端子間には出力電圧Ｅｏを平滑するコンデンサＣｏが接続されている。コンデンサＣｏの両端に負荷４ａが接続されている。なお、コンバータ２の回路構成部品及び配線とアース５との間には浮遊容量が存在する。図９では、その代表として、コンバータ２の出力側直流ラインとアース５との間に浮遊容量Ｃｓを記載している。

ここで、リアクトルＬ３ａおよびＬ３ｂは、交流電源１ａとコンバータ２の間を流れるノーマルモード電流の高周波成分を低減する。また、コンデンサＣ１は、ノーマルモード電流の高周波成分を吸収し、リアクトルＬ３ａ，Ｌ３ｂとともにノーマルモードノイズフィルタを構成する。このノーマルモードノイズフィルタにより、交流電源１ａ側に漏洩するノーマルモード電流の高周波成分が低減される。

コンバータ２は、交流入力電流Ｉｉｎが交流入力電圧Ｖｉｎと同位相かつ正弦波状になるように、さらに直流出力電圧ＥｏすなわちコンデンサＣｏの両端電圧が所定値となるように、内蔵する電力半導体素子をＰＷＭ制御によりスイッチングする。

この電力半導体素子のスイッチング動作により、コンバータ２の回路構成部品及び配線とアース５との間で、交流電源１aおよび直流出力電圧Ｅｏに応じた電位の変動が生じる。この電位変動により、コンバータ２とアース５との間には、浮遊容量Ｃｓを介して高周波のコモンモード電流が流れる。図９において、コモンモード電流は、コンバータ２→浮遊容量Ｃｓ→アース５→交流電源１ａの接地線（図示せず）→交流電源１ａ→リアクトルＬ３ａとＬ３ｂの並列回路→コンバータ２の経路で流れる。

ここで、リアクトルＬ３ａ，Ｌ３ｂはノーマルモードリアクトルであるため、そのインダクタンスは小さく、コモンモード電流を十分に低減することはできない。一方、このコモンモード電流は、交流電源１ａの系統に接続されている他の機器の誤動作や雑音障害等を引き起こす原因となる。

そのため、電力半導体素子のスイッチング動作によって発生するコモンモード電流を低減するフィルタ回路が提案されている（例えば、特許文献１〜６参照。）。
図１０は、図９のＡＣ−ＤＣコンバータに対し、リアクトルＬ４ａ，Ｌ４ｂとコンデンサＣ２ａ，Ｃ２ｂとからなる従来のコモンモードノイズフィルタを付加した回路構成図である。

リアクトルＬ４ａ，Ｌ４ｂは、共通の鉄心に主巻線が巻き回されたコモンモードリアクトルである。そして、リアクトルＬ４ａ，Ｌ４ｂは、交流電源１ａとリアクトルＬ３ａおよびＬ３ｂとの間にそれぞれ直列に接続されている。また、リアクトルＬ３ａとリアクトルＬ４ａの接続点と、リアクトルＬ３ｂとリアクトルＬ４ｂの接続点との間に、コンデンサＣ２ａとＣ２ｂとを直列に接続した直列回路が接続されている。コンデンサＣ２ａとＣ２ｂの直列接続点はアース５に接続され、リアクトルＬ４ａ，Ｌ４ｂとともにコモンモードノイズフィルタを構成する。

ここで、第１のコモンモード電流が、コンバータ２→浮遊容量Ｃｓ→アース５→コンデンサＣ２ａとＣ２ｂの並列回路→リアクトルＬ３ａとＬ３ｂの並列回路→コンバータ２の経路で流れる。コンデンサＣ２ａとＣ２ｂは、コンバータ２内蔵の電力半導体がスイッチング動作することにより生じるコモンモード電流をアース５にバイパスさせて、コモンモード電流が交流電源１ａ側へ漏洩するのを抑制する。この第１のコモンモード電流が流れる経路を第１の経路とする。

次に、コンバータ２内蔵の電力半導体がスイッチング動作することにより生じるコモンモード電流の一部は、第２のコモンモード電流として、交流電源１ａ側へ漏洩する。この第２のコモンモード電流は、コンバータ２→浮遊容量Ｃｓ→アース５→交流電源１ａの接地線（図示せず）→交流電源１ａ→リアクトルＬ４ａとＬ３ａとからなる直列回路とリアクトルＬ４ｂとＬ３ｂとからなる直列回路の並列回路→コンバータ２の経路で流れる。この第２のコモンモード電流が流れる経路を第２の経路とする。

第２のコモンモード電流は、リアクトルＬ４ａとＬ４ｂの共通鉄心に生じる磁束を、相互に強める方向に作用する。その結果、リアクトルＬ４ａ，Ｌ４ｂにはより大きな逆起電力が生じる。上記作用による逆起電力の増加によって、交流電源１ａ側に漏洩するコモンモード電流が低減され、交流電源１ａの系統に接続されている他の機器の誤動作や雑音障害等を防止することができる。

なお、リアクトルＬ４ａ，Ｌ４ｂの巻線は、ノーマルモード電流に対してお互いの磁束を打ち消すように共通鉄心に巻き回されている。したがって、リアクトルＬ４ａ，Ｌ４ｂは、ノーマルモード電流に対してリアクトルとして機能せず、コンバータ２の制御動作に影響を及ぼすことはない。

また、前記第２の経路は、ＬＣ共振回路を構成している。この第２の経路のＬＣ共振によって増大する第２のコモンモード電流を抑制するため、リアクトルＬ４ａ，Ｌ４ｂの共通鉄心に補助巻線を付加し、その両端を抵抗で終端するコモンモードリアクトルが提案されている（例えば、特許文献２、特許文献５参照。）。

特開平９−１０３０７８号公報 特開２００２−５７５４２号公報 特開２００５−２０４４３８号公報 特開２００６−１３６０５８号公報 特開２００７−１８１３４１号公報 特開２００９−１９４９５７号公報

しかしながら、図１０に示す従来例において、前記第１の経路も、ＬＣ共振回路を構成している。この第１の経路でＬＣ共振が生じると、共振周波数帯においてコモンモード電流に対する回路インピーダンスが著しく小さくなる。その結果、第１の経路で流れる第１のコモンモード電流のうち、共振周波数帯の成分が大幅に増加する。この増加した共振周波数帯の電流成分の一部は、前述の第２のコモンモード電流と加算されて、交流電源１ａ側に漏洩する。

すなわち、コンデンサＣ２ａとＣ２ｂを設けた目的に反して、第１の経路でＬＣ共振が生じると、交流電源１ａ側に漏洩する第２のコモンモード電流が増加する。交流電源１ａ側に漏洩する第２のコモンモード電流の増加は、交流電源１ａの系統に接続されている他の機器の誤動作や雑音障害等を招く恐れがある。

ところが、上述した従来例では、この第１の経路によるＬＣ共振が交流電源１ａ側に与える影響については考慮されていない。交流電源１ａ側に漏洩する第２のコモンモード電流のうち第１のコモンモード電流の上記共振周波数帯の成分を低減するためには、リアクトルＬ４ａ，Ｌ４ｂのインダクタンスを極めて大きくする必要があり、装置の大型化、高価格化を招くことになる。

一方、コンデンサＣ２ａとＣ２ｂを設けなければ第１の経路は存在しないため、上述のＬＣ共振による問題は生じない。しかし、同時にコモンモード電流のバイパス機能も失われるので、第２のコモンモード電流の他の周波数成分を十分抑制するためには、リアクトルＬ４ａ，Ｌ４ｂのインダクタンスを極めて大きくする必要がある。

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、装置の大型化、高価格化を招くことなく、上記第１の経路のＬＣ共振を抑制することを目的とする。
また、第１の経路のＬＣ共振を抑制することにより、交流電源１ａ側に漏洩する第２のコモンモード電流の増加を抑制することを目的とする。さらに、交流電源１ａの系統に接続されている他の機器の誤動作や雑音障害等を防止することを目的とする。

上記目的を達成するための第１の発明は、スイッチング素子をオン・オフ動作させることにより、電源からの交流電力を直流電力に変換して負荷に出力するコンバータと、前記電源の第１の端子と前記コンバータの第１の交流入力端子との間に接続される第１のリアクトルと、前記電源の第２の端子と前記コンバータの第２の交流入力端子との間に接続される第２のリアクトルと、前記電源の第１と第２の端子間に直列に接続され、その接続点がアースに接続される第１と第２のコンデンサと、を備え、前記第１のリアクトルは、第１の鉄心に第１の主巻線と第１の補助巻線とを巻き回してなり、前記第２のリアクトルは、第２の鉄心に第２の主巻線と第２の補助巻線とを巻き回してなり、前記第１の補助巻線と前記第２の補助巻線とは、前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルのそれぞれの主巻線に逆位相の交流電流を流したとき、それぞれの補助巻線に誘起する起電力が打ち消され、前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルのそれぞれの主巻線に同位相の交流電流を流したとき、それぞれの補助巻線に誘起する起電力が加算されるように、それぞれの一端を接続してなる直列回路を構成し、前記直列回路の両端がインピーダンス回路によって接続されていることを特徴とする電力変換装置である。

また、第２の発明は、スイッチング素子をオン・オフ動作させることにより、電源からの直流電力を交流電力に変換して負荷に出力するインバータと、前記インバータの第１の交流出力端子と前記負荷の第１の端子との間に接続される第１のリアクトルと、前記インバータの第２の交流出力端子と前記負荷の第２の端子との間に接続される第２のリアクトルと、前記負荷の両端に直列に接続され、その接続点がアースに接続される第１と第２のコンデンサと、を備え、前記第１のリアクトルは、第１の鉄心に第１の主巻線と第１の補助巻線とを巻き回してなり、前記第２のリアクトルは、第２の鉄心に第２の主巻線と第２の補助巻線とを巻き回してなり、前記第１の補助巻線と前記第２の補助巻線とは、それぞれの一端を接続してなる直列回路を構成し、前記直列回路の両端がインピーダンス回路によって接続されていることを特徴とする電力変換装置である。

そして、前記第１の補助巻線と前記第２の補助巻線とは、前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルのそれぞれの主巻線に逆位相の交流電流を流したとき、それぞれの補助巻線に誘起する起電力が打ち消され、前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルのそれぞれの主巻線に同位相の交流電流を流したとき、それぞれの補助巻線に誘起する起電力が加算される、ように直列に接続されている。

また、前記第１の鉄心と前記第２の鉄心とは、それぞれ環状鉄心とするのがよい。

そして、前記第１の補助巻線を前記第１の鉄心を貫通する補助巻線とし、前記第２の補助巻線を前記第２の鉄心を貫通する補助巻線とすることができる。

そして、前記直列回路の両端に接続されるインピーダンス回路は抵抗を含んで構成することができる。

また、前記直列回路の両端に接続されるインピーダンス回路は抵抗とコンデンサとを接続した回路を含んで構成することもできる。

本発明によれば、ノーマルモードリアクトルに補助巻線とインピーダンス回路を付加した簡単な回路構成によって、電力変換装置の大型化、高価格化を伴うことなく、上記第１の経路のＬＣ共振を抑制することができる。

その結果、交流電源側１ａ側に漏洩する第２のコモンモード電流の増加を抑制することができる。さらに、交流電源側１ａの系統に接続されている他の機器の誤動作や雑音障害等を防止することができる。

本発明に係る電力変換装置の実施形態の一例を示すシステム構成図。 本発明に係るノーマルモードリアクトルの一実施例を示す構成図。 本発明に係るノーマルモードリアクトルの他の実施例を示す構成図。 図１に係る実施形態においてノーマルモード電流が流れる経路を示す図。 図１に係る実施形態において第１のコモンモード電流が流れる経路を示す図。 本発明に係る電力変換装置の実施形態の一例を示すシステム構成図。 本発明に係る電力変換装置の他の実施例を示すシステム構成図。 本発明に係る電力変換装置のさらに他の実施例を示すシステム構成図。 従来のノーマルモードノイズフィルタを適用した電力変換装置の一例を示すシステム構成図。 従来のコモンモードノイズフィルタを適用した電力変換装置の一例を示すシステム構成図。

以下、本発明の実施の形態について、図１〜図８に基づいて詳細に説明する。なお、図１〜図８において、従来の電力変換装置の実施形態の一例である図９および図１０に示した構成要素と共通する要素には同符号を付し、その説明を省略する。

図１は、本発明の一実施形態である交流電力を直流電力に変換するコンバータシステムの構成を示す概略回路図である。
従来の実施形態である図１０との相違点は、コンバータ２の入力端子に接続されるリアクトルＬ３ａとＬ３ｂが、それぞれ補助巻線を有するリアクトルＬ１ａとＬ１ｂに置き換えられているところである。さらに、リアクトルＬ１ａとＬ１ｂの補助巻線は直列に接続された直列回路を構成し、この直列回路の両端にインピーダンス回路６が接続されているところである。

ここで、本発明に係る一組のノーマルモードリアクトルは、それぞれの環状鉄心に主巻線と補助巻線とを巻き回して製作される。例えば、図１に示した実施例のリアクトルＬ１ａとＬ１ｂは、図２に示すように、各鉄心１０ａ，１０ｂにそれぞれ主巻線１１ａ，１１ｂと補助巻線１２ａ，１２ｂとが巻き回されている。そして、各補助巻線１２ａ，１２ｂは、図２に示すように、ノーマルモード電流Ｉｎｏｍによって誘起される起電力は打ち消し、かつコモンモード電流によって誘起される起電力は加算する極性に直列に接続される。補助巻線１２ａと１２ｂとを接続した直列回路はインピーダンス６で終端される。

また、リアクトルＬ１ａ，Ｌ１ｂのそれぞれの環状鉄心に共通の補助巻線を巻き回しても、本発明に係る一組のノーマルモードリアクトルを製作することができる。図３は、このようにして製作したリアクトルＬ１ａとＬ１ｂとからなる一組のノーマルモードリアクトルである。

図２に示したノーマルモードリアクトルと同様に、リアクトルＬ１ａとＬ１ｂの各鉄心１０ａ，１０ｂにそれぞれ主巻線１１ａ，１１ｂが巻き回されている。一方、補助巻線１２ｃは、ノーマルモード電流Ｉｎｏｍによって誘起される起電力は打ち消し、かつコモンモード電流によって誘起される起電力は加算するように鉄心１０ａ，１０ｂを貫通して巻き回されている。補助巻線１２ｃはインピーダンス６で終端される。

なお、上記実施例では円形の環状鉄心を例にとって説明したが、主巻線および補助巻線を巻き回せる形状であれば、鉄心の形状は楕円形であっても四角形であっても良い。
また、リアクトルＬ１ａ，Ｌ１ｂは、上記いずれの方法によって製作された場合であっても、それぞれの主巻線の端子Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２は、図１のとおりコンバータ２および交流電源１ａに接続される。

次に、ノーマルモード電流と従来の実施例で説明した第１のコモンモード電流が流れるときのリアクトルＬ１ａとＬ１ｂの作用について、以下に詳しく説明する。なお、第２の経路で第２のコモンモード電流が流れるのは、従来の実施例と同じである。

図４は、図１において、ノーマルモード電流が流れる場合のリアクトルＬ１ａ，Ｌ１ｂの補助巻線に誘起する起電力を示した図である。コンバータ２内蔵の電力半導体素子がスイッチング動作することにより、ノーマルモード電流Ｉｎｏｍが交流電源１ａ→リアクトルＬ４ａ→リアクトルＬ１ａ→コンバータ２→リアクトルＬ１ｂ→リアクトルＬ４ｂ→交流電源１ａの経路で流れる。

このノーマルモード電流Ｉｎｏｍによって、リアクトルＬ１ａとＬ１ｂには同じ大きさの起電力ＶＬ１ＡとＶＬ１Ｂが誘起する。起電力ＶＬ１ＡとＶＬ１Ｂとは互いに打消し合う方向に誘起するため、リアクトルＬ１ａとＬ１ｂの補助巻線とインピーダンス回路６で構成される閉回路には電流が流れない。したがって、リアクトルＬ１ａとＬ１ｂは、ノーマルモードリアクトルとしてのみ働き、コンバータ２の制御動作には影響を与えない。

一方、図５は、第１のコモンモード電流が流れる場合のリアクトルＬ１ａ，Ｌ１ｂの補助巻線に誘起する起電力を示した図である。第１のコモンモード電流Ｉｃｏｍは、コンバータ２→浮遊容量Ｃｓ→アース５→コンデンサＣ２ａとリアクトルＬ１ａの直列回路とコンデンサＣ２ｂとリアクトルＬ１ｂの直列回路との並列回路→コンバータ２の経路で流れる。この経路は、リアクトルＬ１ａ，Ｌ１ｂとリアクトルＬ３ａ，Ｌ３ｂの違いはあるが、従来例で示した第１の経路と同じである。

ここで、この第１の経路でコモンモード電流Ｉｃｏｍが流れるとき、リアクトルＬ１ａ，Ｌ１ｂの補助巻線には起電力ＶＬ１ａ，ＶＬ１ｂが誘起する。起電力ＶＬ１ａとＶＬ１ｂは加算される方向に誘起し、インピーダンス回路６に印加される。上記第１の経路は、従来例と同様、ＬＣ共振回路を構成しているが、補助巻線に接続されたインピーダンス回路６によってＬＣ共振は抑制される。その結果、第１のコモンモード電流Ｉｃｏｍの共振周波数帯の成分が増加することはない。

したがって、従来の実施例と同様、交流電源１ａ側に漏洩する第２のコモンモード電流は、コモンモードノイズフィルタによって十分に低減される。その結果、交流電源１ａの系統に接続されている他の機器の誤動作や雑音障害等を防止することができる。

図６は、上記インピーダンス回路６を抵抗Ｒで構成したときの実施形態を示すコンバータシステムの構成図である。その他の回路構成要素は図１と同じである。このような回路構成であっても、第１の経路のＬＣ共振を抑制することができる。

図７は、上記インピーダンス回路６を抵抗ＲとコンデンサＣの直列回路としたときの実施形態である。図７のようなインピーダンス回路であっても、第１の経路のＬＣ共振を抑制することができる。

上記の通り、図６または図７の実施例においても、第１の経路のＬＣ共振が抑制されるため、第１のコモンモード電流Ｉｃｏｍの共振周波数帯の成分が増加することはない。
したがって、交流電源１ａ側に漏洩する第２のコモンモード電流は、コモンモードノイズフィルタによって十分に低減される。その結果、交流電源１ａの系統に接続されている他の機器の誤動作や雑音障害等を防止することができる。

図８は、本発明に係るノーマルモードリアクトルを単相インバータの出力回路に適用した場合のシステム構成図である。インバータ３は直流電力を単相交流電力に変換するインバータであり、その入力端子には直流電源１ｂが接続される。ここで、インバータ３の回路構成部品及び配線とアース５との間には浮遊容量が存在する。その代表として、インバータ３の入力側直流ラインとアース５との間に浮遊容量Ｃｓを記載している。

次に、インバータ３の出力端子は、リアクトルＬ２ａおよびＬ２ｂのそれぞれの一端と接続されている。リアクトルＬ２ａとリアクトルＬ２ｂのそれぞれの他端はリアクトルＬ４ａとＬ４ｂの一端に接続されている。リアクトルＬ２ａとＬ４ａの接続点とリアクトルＬ２ｂとＬ４ｂの接続点との間には、コンデンサＣ４ａとＣ４ｂとからなる直列回路が接続され、その直列接続点はアース５に接続される。さらに、リアクトルＬ４ａとＬ４ｂの他端にはコンデンサＣ３が接続されるとともに、負荷４ｂが接続される。

ここで、リアクトルＬ２ａ，Ｌ２ｂとコンデンサＣ３はノーマルモードノイズフィルタを構成する。このノーマルモードノイズフィルタにより、インバータ３と負荷４ｂとの間を流れるノーマルモード電流の高周波成分が低減される。

一方、リアクトルＬ４ａ，Ｌ４ｂとコンデンサＣ４ａ，Ｃ４ｂはコモンモードノイズフィルタを構成する。このコモンモードノイズフィルタにより、負荷４ｂ側に漏洩するコモンモード電流が低減される。

図８において、ノーマルモード電流は、インバータ３→リアクトルＬ２ａ→リアクトルＬ４ａ→負荷４ｂとコンデンサＣ３との並列回路→リアクトルＬ４ｂ→リアクトルＬ２ｂ→インバータ３の経路を流れる。ノーマルモード電流によってリアクトルＬ２ａ，Ｌ２ｂの補助巻線に誘起する起電力ＶＬ２Ａ，ＶＬ２Ｂ（図示せず。）は、打消し合う方向に誘起する。その結果、リアクトルＬ２ａ，Ｌ２ｂの補助巻線とインピーダンス回路６で構成される閉回路には電流が流れない。よって、リアクトルＬ２ａ，Ｌ２ｂは、ノーマルモードリアクトルとしてのみ働き、インバータ３の制御動作には影響を与えない。

一方、図１で述べた第１のコモンモード電流に相当する電流が、インバータ３→リアクトルＬ２ａとコンデンサＣ４ａとからなる直列回路とリアクトルＬ２ｂとコンデンサＣ４ｂとからなる直列回路との並列回路→アース５→浮遊容量Ｃｓ→インバータ３の経路で流れる。この経路を第３の経路とし、この経路で流れる電流を第３のコモンモード電流とする。

この第３のコモンモード電流が流れると、リアクトルＬ２ａ，Ｌ２ｂの補助巻線には起電力ＶＬ２ａ，ＶＬ２ｂ（図示せず。）が誘起する。起電力ＶＬ２ａとＶＬ２ｂは加算される方向に誘起し、インピーダンス回路６に印加される。

上記第３の経路はＬＣ共振回路を構成しているが、補助巻線に接続されたインピーダンス回路６によってＬＣ共振は抑制される。したがって、第３のコモンモード電流の共振周波数帯の成分が増加することはない。

その結果、負荷４ｂ側に漏洩するコモンモード電流は、コモンモードノイズフィルタによって十分に低減される。
以上のとおり、本発明によれば、第３の経路でＬＣ共振が生じても、ノーマルモードリアクトルに補助巻線とインピーダンス回路を追加した簡単な回路構成によって、負荷４ｂ側に漏洩するコモンモード電流の増加を抑制することができる。その結果、負荷４ｂの誤動作や雑音障害等を防止することができる。

なお、図８におけるインピーダンス回路は、図６、図７で示したとおり、抵抗Ｒまたは抵抗ＲとコンデンサＣとからなるものであっても良い。

１ａ 交流電源
１ｂ 直流電源
２ コンバータ
３ インバータ
４ａ、４ｂ 負荷
５ アース
６ インピーダンス回路
１０ａ、１０ｂ 鉄心
１１ａ、１１ｂ 主巻線
１２ａ〜１１ｃ 補助巻線
Ｃ コンデンサ
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ａ、Ｃ２ｂ コンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｃ４ａ、Ｃ４ｂ コンデンサ
Ｃｏ コンデンサ
Ｃｓ 浮遊容量
Ｌ１ａ、Ｌ１ｂ リアクトル
Ｌ２ａ、Ｌ２ｂ リアクトル
Ｌ３ａ、Ｌ３ｂ リアクトル
Ｌ４ａ、Ｌ４ｂ リアクトル
φ１、φ２ 磁束

Claims (7)

1. スイッチング素子をオン・オフ動作させることにより、電源からの交流電力を直流電力に変換して負荷に出力するコンバータと、
   前記電源の第１の端子と前記コンバータの第１の交流入力端子との間に接続される第１のリアクトルと、
   前記電源の第２の端子と前記コンバータの第２の交流入力端子との間に接続される第２のリアクトルと、
   前記電源の第１と第２の端子間に直列に接続され、その接続点がアースに接続される第１と第２のコンデンサと、
   を備え、
   前記第１のリアクトルは、第１の鉄心に第１の主巻線と第１の補助巻線とを巻き回してなり、
   前記第２のリアクトルは、第２の鉄心に第２の主巻線と第２の補助巻線とを巻き回してなり、
   前記第１の補助巻線と前記第２の補助巻線とは、前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルのそれぞれの主巻線に逆位相の交流電流を流したとき、それぞれの補助巻線に誘起する起電力が打ち消され、前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルのそれぞれの主巻線に同位相の交流電流を流したとき、それぞれの補助巻線に誘起する起電力が加算されるように、それぞれの一端を接続してなる直列回路を構成し、
   前記直列回路の両端がインピーダンス回路によって接続されている
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. スイッチング素子をオン・オフ動作させることにより、電源からの直流電力を交流電力に変換して負荷に出力するインバータと、
   前記インバータの第１の交流出力端子と前記負荷の第１の端子との間に接続される第１のリアクトルと、
   前記インバータの第２の交流出力端子と前記負荷の第２の端子との間に接続される第２のリアクトルと、
   前記負荷の両端に直列に接続され、その接続点がアースに接続される第１と第２のコンデンサと、
   を備え、
   前記第１のリアクトルは、第１の鉄心に第１の主巻線と第１の補助巻線とを巻き回してなり、
   前記第２のリアクトルは、第２の鉄心に第２の主巻線と第２の補助巻線とを巻き回してなり、
   前記第１の補助巻線と前記第２の補助巻線とは、それぞれの一端を接続してなる直列回路を構成し、
   前記直列回路の両端がインピーダンス回路によって接続されている
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 前記第１の補助巻線と前記第２の補助巻線とは、前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルのそれぞれの主巻線に逆位相の交流電流を流したとき、それぞれの補助巻線に誘起する起電力が打ち消され、
   前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルのそれぞれの主巻線に同位相の交流電流を流したとき、それぞれの補助巻線に誘起する起電力が加算される、
   ように直列に接続されていることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記第１の鉄心と前記第２の鉄心とは、環状鉄心であることを特徴とする請求項１または請求項３のいずれかに記載の電力変換装置。
5. 前記第１の補助巻線は前記第１の鉄心を貫通する補助巻線であり、
   前記第２の補助巻線は前記第２の鉄心を貫通する補助巻線である、
   ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記直列回路の両端に接続される前記インピーダンス回路には抵抗が含まれていることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記直列回路の両端に接続される前記インピーダンス回路には抵抗とコンデンサとを接続した回路が含まれていることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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