CN108352246B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

作为变压器发挥功能的第一绕组(3a)、第二绕组(3b)、第四绕组(3e)、第五绕组(3f)分别缠绕于三脚铁芯的各侧脚。作为直流电抗器发挥功能的第三绕组(3c、3d)缠绕于中央脚。关于第一绕组(3a)、第二绕组(3b)以及第三绕组(3c、3d)，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的磁通在中央脚处向相互相同的方向合流的方式，另外，关于第四绕组(3e)以及第五绕组(3f)，以使由在这些各绕组中流过的交流电流产生的磁通在中央脚处相互抵消的方式设定这些各绕组的缠绕方向。由此，使用三脚铁芯来统合变压器和直流电抗器，作为统合磁性部件(3)而实现小型化和低损耗化。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及在交流电压与直流电压之间或直流电压与直流电压之间进行电力变换的电力变换装置等以及在这些装置中使用的磁性部件集合体，特别涉及通过统合具备铁芯和绕组的多个磁性部件而实现装置的小型化、低损耗化的技术。
背景技术
作为电力变换装置的这些磁性部件，例如，在专利文献1中介绍了如下部件：与多个斩波器对应地将多个电抗器(reactor)设置于磁回路，当通过磁回路的间隙时在相互抵消的方向上生成由多个电抗器产生的磁通的波纹(ripple)分量。
另外，例如，在专利文献2中介绍了如下部件：具备至少3个并联连接的绕组卷绕于芯的变压器，形成为将这些至少3个并联连接的绕组以使由各绕组产生的磁通的磁通方向成为即使采用任意的组合都相互抵消的方向的方式分别卷绕于芯的磁脚部，在至少3个闭磁路之中至少最小的闭磁路的磁阻全部相等。
进而，例如，在专利文献3中介绍了如下部件：是将升压电路与半桥进行了一体化而成的DC/DC转换器，将输入扼流线圈、绝缘变压器的1次、2次线圈以及输出扼流线圈缠绕于共同的芯，在由这些各线圈的绕组产生的直流磁通相互抵消的方向上构成。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2003-304681号公报(参照权利要求1、说明书第0017～0019段等)
专利文献2：专利5144284号公报(参照权利要求1、说明书第0007段等)
专利文献3：专利4151014号公报(参照权利要求1、说明书第 0006段等)
发明内容
在上述专利文献1所公开的直流电压变换装置中，当通过磁回路的间隙时在相互抵消的方向上生成由多个电抗器产生的磁通的波纹分量，从而降低产生的噪音。
但是，在专利文献1中，由这些多个电抗器构成作为针对多个升压电路进行动作的实质上单一的磁性部件的耦合电抗器，未记载统合不同种类的磁性部件这样的想法。
另外，在专利文献2所公开的电力变换电路中，形成为将至少3 个并联连接的绕组以使由各绕组产生的磁通的磁通方向成为即使采用任意的组合都相互抵消的方向的方式分别卷绕于芯的磁脚部，在至少3个闭磁路之中至少最小的闭磁路的磁阻全部相等，从而实现变压器的小型化、铁损的降低化。
但是，在专利文献2中，具备多个并联绕组的变压器构成作为针对多个升压电路进行动作的实质上单一的磁性部件的耦合电抗器，完全不涉及与在该文献2中用L1的附图标记表示的作为与耦合电抗器不同种类的磁性部件的直流电抗器的统合。
进而，在专利文献3所公开的绝缘型开关DC/DC转换器中，将输入扼流线圈、绝缘变压器的1次、2次线圈以及输出扼流线圈缠绕于共同的芯，在由这些各线圈的绕组产生的直流磁通相互抵消的方向上构成，从而实现磁性部件的芯体积的降低和芯损耗的降低。
但是，在专利文献3中，基于缠绕于芯的同一脚的绕组的直流磁通被抵消，但间隙的交流磁通的泄漏未被抵消，而存在产生与其相伴的损耗等课题。
本发明是为了解决如上以往的课题而完成的，其目的在于得到通过合理地统合磁性部件的集合体，从而实现小型化和低损耗化的磁性部件集合体以及使用该磁性部件集合体的电力变换装置。
本发明的磁性部件集合体具备绕组耦合体，该绕组耦合体包括相互磁耦合的n(n为2以上的整数)个绕组，绕组的各一端经由直流电抗器而与直流电压源串联地连接，绕组的各另一端与在相互不同的定时通电的非线形元件连接，所述磁性部件集合体具备包括n个侧脚和具有间隙部的中央脚的多脚铁芯，将绕组耦合体的n个绕组缠绕于多脚铁芯的各侧脚，将直流电抗器的绕组缠绕于多脚铁芯的中央脚，以使由在绕组耦合体的绕组和直流电抗器的绕组中流过的直流电流产生的磁通在多脚铁芯的中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定各绕组的缠绕方向，从而使用多脚铁芯来统合直流电抗器和绕组耦合体。
另外，本发明的使用了磁性部件集合体的第一电力变换装置将交流端子的交流电压变换为直流电压而输出到直流电压源的直流端子，所述电力变换装置具备一次侧绕组与交流端子连接且作为绕组耦合体的二次侧绕组经由作为非线形元件的整流元件以及直流电抗器而与直流端子连接的变压器，由各一端在中间点处相互串联地连接且各另一端经由整流元件、直流电抗器以及直流端子而与中间点连接的第一绕组以及第二绕组构成变压器的二次侧绕组，由第三绕组构成直流电抗器，由在各一端处相互串联地连接且各另一端与交流端子连接的第四绕组以及第五绕组构成变压器的一次侧绕组，并且
所述电力变换装置具备三脚铁芯，通过将多脚铁芯的n设为2，从而所述三脚铁芯包括两个侧脚和具备间隙部的中央脚，将第一绕组以及第二绕组分别缠绕于各侧脚，将第三绕组缠绕于中央脚，将第四绕组以及第五绕组缠绕于各侧脚，关于第一绕组、第二绕组以及第三绕组，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的磁通在中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向，关于所述第四绕组以及所述第五绕组，以使由在这些各绕组中流过的交流电流产生的磁通在所述中央脚处相互抵消的方式设定这些各绕组的缠绕方向，从而使用三脚铁芯来统合变压器和直流电抗器。
另外，本发明的使用了磁性部件集合体的第二电力变换装置使直流电压源的直流电压升压而输出到直流端子，所述电力变换装置具备：直流电抗器，具备一端与直流电压源连接的直流绕组；作为绕组耦合体的耦合电抗器，具备作为n个绕组的耦合绕组，耦合绕组的各一端与直流电抗器的另一端连接；开关电路，将具备作为非线形元件的开关元件的上下支路并联地连接于n个直流端子的两极间，上下支路的各中间连接点与耦合绕组的各另一端连接；以及多脚铁芯，将耦合绕组分别缠绕于侧脚的每一个侧脚，将直流绕组缠绕于中央脚，关于直流绕组以及耦合绕组，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的磁通在中央脚处在相互相同的方向上合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向，从而使用多脚铁芯来统合耦合电抗器和直流电抗器。
在本发明的磁性部件集合体中，如上那样以使由在绕组耦合体的绕组和直流电抗器的绕组中流过的直流电流产生的磁通在多脚铁芯的中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定各绕组的缠绕方向，所以不仅形成直流电抗器的绕组的匝数能够对直流电抗器的电感作出贡献，作为功能与直流电抗器本来不同的不同种类的磁性部件的绕组耦合体的绕组的匝数也能够对直流电抗器的电感作出贡献，实现小型化。
在本发明的第一电力变换装置中，如上那样，关于第一绕组，第二绕组以及第三绕组，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的磁通在中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向，所以不仅形成直流电抗器的第三绕组的匝数能够对直流电抗器的电感作出贡献，作为功能与直流电抗器本来不同的不同种类的磁性部件的变压器的第一、第二绕组的匝数也能够对直流电抗器的电感作出贡献，实现小型化。
进而，关于第四绕组以及第五绕组，以使由在这些各绕组中流过的交流电流产生的磁通在中央脚处相互抵消的方式设定这些各绕组的缠绕方向，所以不从中央脚的间隙部产生漏磁通，在缠绕于中央脚的第三绕组中不产生涡电流损耗，而实现低损耗化。
另外，在本发明的第二电力变换装置中，如上那样，关于直流绕组以及耦合绕组，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的磁通在中央脚处在相互相同的方向上合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向，所以不仅形成直流电抗器的直流绕组的匝数能够对直流电抗器的电感作出贡献，作为功能与直流电抗器本来不同的不同种类的磁性部件的耦合电抗器的耦合绕组的匝数也能够对直流电抗器的电感作出贡献，实现小型化。进而，在中央脚的间隙部不产生交流的漏磁通，在缠绕于中央脚的第三绕组中不产生涡电流损耗，实现低损耗化。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的整体结构的图。
图2是示出图1的统合磁性部件3中的直流磁通的流动以及磁动势(MMF)的图。
图3是示出图1的统合磁性部件3中的交流磁通的流动的图。
图4是示出本发明的实施方式1的与图1不同的电力变换装置的整体结构的图。
图5是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的整体结构的图。
图6是示出本发明的实施方式2的与图5不同的电力变换装置的整体结构的图。
图7是说明在图5、图6的开关电路2中降低开关损耗的动作的图。
图8是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的整体结构的图。
图9是说明本发明的实施方式3的电力变换装置的升压动作的图。
图10是图9的动作波形图。
图11是示出图8的统合磁性部件13中的直流磁通的流动以及磁动势(MMF)的图。
图12是示出图8的统合磁性部件13中的交流磁通的流动的图。
图13是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的整体结构的图。
具体实施方式
实施方式1.
图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的整体结构的图。图1的电力变换装置作为整体而具备：开关电路2，该开关电路 2的直流输入侧与直流电压源1连接；统合磁性部件3，该统合磁性部件3的交流输入侧与开关电路2的交流输出侧连接，该统合磁性部件3统合以往作为相互不同种类的磁性部件处置的变压器和直流电抗器；整流电路7，连接于该统合磁性部件3的直流输出侧与直流电压源(或者负载)5之间；滤波器用电容器4；以及控制部20，控制开关电路2。
以下，说明这些各构成要素的细节。
在开关电路2中，将具备开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的支路构成为上下2并联的桥型，将直流电压源1的直流电压变换为交流电压，输出到统合磁性部件3的交流端子G、I。将后述的用于实现零电压处的开关即所谓的软开关的共振用电容器Ca、Cb、Cc、Cd连接到各开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的两极漏极和源极之间。
统合磁性部件3具备构成作为其变压器发挥功能的部分的二次侧绕组的第一绕组3a、第二绕组3b、构成一次侧绕组的第四绕组3e、第五绕组3f以及作为统合磁性部件3的直流电抗器发挥功能的第三绕组3c、3d这样的各绕组。
第一绕组3a与第二绕组3b的各一端在中间点B处相互串联地连接，该中间点B经由作为直流电抗器发挥功能的第三绕组3c而与直流端子的正极A连接。而且，第一绕组3a的另一端E经由形成整流电路7的整流元件7a以及作为直流电抗器发挥功能的第三绕组3d 而与直流端子的负极C连接，第二绕组3b的另一端F经由形成整流电路7的整流元件7b以及作为直流电抗器发挥功能的第三绕组3d而与直流端子的负极C连接。
控制部20根据来自直流电压源1的电压信息20b、来自电流传感器6的电流信息20c以及作为直流输出电压的直流电压源5的电压信息20d，生成驱动开关电路2的驱动信号20a，以成为目标输出电压的方式对开关元件Sa、Sb、Sc、Sd进行导通截止控制。
此外，在图1中，将第三绕组分割为3c和3d这两个，将一方的绕组3c插入到直流端子的正极A侧，将另一方的绕组3d插入到直流端子的负极C侧。这是为了通过使电流路径中的往返路的阻抗匹配，能够进行分离成所谓的差模(DM)和共模(CM)这样的噪声传播模式的噪声滤波器设计，在没有该要求的情况下，第三绕组也可以用1 个绕组构成。
接下来，参照图2说明统合磁性部件3的结构的详细内容以及动作。图2是示出图1的统合磁性部件3中的直流磁通的流动(同图(1)) 以及磁动势(MMF)(同图(2))的图。
在图2(1)中，铁芯是包括作为为两个侧脚的第一侧脚3i、第二侧脚3j、以及具备间隙部3k的中央脚3h的三脚铁芯，通常是组合如同图所示的上下对称的所谓的EE型或者上下非对称的所谓的EI 型的铁芯而构成的。此外，在中央脚3h处设置有用于防止直流的磁通饱和的间隙部3k。
此外，在中央脚3h中流过的直流磁通为在侧脚3i、3j中流过的直流磁通的两倍，所以通过使中央脚3h的剖面面积为侧脚3i、3j的剖面面积的两倍，能够防止直流重叠所致的铁芯饱和的现象。
图2中的各附图标记表示以下的内容。
Np：第四绕组3e、第五绕组3f的匝数
Ns：第一绕组3a、第二绕组3b的匝数
Nc：第三绕组3c、3d的匝数和
ip：在第四绕组3e、第五绕组3f中流过的电流
i1：在第二绕组3b中流过的电流
i2：在第一绕组3a中流过的电流
Ro：第一侧脚3i、第二侧脚3j的磁阻
Rc：中央脚3h的磁阻
φ1：在第一侧脚3i中流过的磁通
φ2：在第二侧脚3j中流过的磁通
φc：在中央脚3h中流过的磁通
如图2(1)所示，第一绕组3a缠绕于第二侧脚3j，第二绕组3b 缠绕于第一侧脚3i，第三绕组3c、3d缠绕于中央脚3h，第四绕组3e 缠绕于第一侧脚3i，第五绕组3f缠绕于第二侧脚3j。
而且，关于第一绕组3a、第二绕组3b以及第三绕组3c、3d，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的用图中箭头所示的磁通在中央脚3h处向相互相同的方向(图中向下)合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向。
另外，关于第四绕组3e以及第五绕组3f，以使由在这些各绕组中流过的交流电流产生的磁通在中央脚3h处相互抵消的方式设定这些各绕组的缠绕方向。
此外，在图2(1)中，将第一绕组3a、第二绕组3b分别缠绕于第二侧脚3j、第一侧脚3i，但只要满足以上的缠绕方向的条件，则也可以相反地分别缠绕于第一侧脚3i、第二侧脚3j。同样地，虽然将第四绕组3e、第五绕组3f分别缠绕于第一侧脚3i、第二侧脚3j，但也可以相反地分别缠绕于第二侧脚3j、第一侧脚3i。
图2(2)示出由统合磁性部件3构成的磁回路的磁动势，例如，在缠绕于第一侧脚3i的第二绕组3b中流过电流i1时的磁动势(安匝) 表示为Nsi1。
此外，在图1以及在图2中，本申请技术方案1所记载的绕组耦合体相当于构成变压器的二次侧绕组的第一绕组3a以及第二绕组 3b，直流电抗器相当于第三绕组3c、3d。同样地，非线形元件相当于形成整流电路7的整流元件7a以及7b。进而，多脚铁芯相当于图2 所示的包括两个侧脚3i、3j以及具有间隙部3k的中央脚3h的三脚铁芯。
现在，使用公式说明将向统合磁性部件3的输入电压设为VGI、将输出电压设为Vo并且作为一个例子将图1中的箭头的方向设为正而VGI>0(因而，i2＝0)时的统合磁性部件3的动作状态。
而且，首先，说明在本申请中通过统合作为本来不同种类的磁性部件的直流电抗器和变压器从而变压器的匝数对直流电抗器的电感的形成作出贡献的情况。
在图2(2)的磁回路中，根据3个脚中的磁位、即电流×匝数 (磁动势)－磁通×磁阻相互相等这样的关系以及φ1+φ2＝φc这样的关系导出以下的式(1)～(3)。
公式1
关于电压的关系，以下的式(4)、(5)成立。
公式2
将式(1)、(2)代入到式(4)、(5)，为了求出电感，当关于每单位时间的电流变化重新整理时，能够得到式(6)、(7)。
公式3
式(6)被变形成式(8)，当将第三绕组3c、3d的合计电感设为L时，根据L×di/dt＝V的关系，第三绕组3c、3d的电感、从而直流电抗器的电感L由式(9)表示。
公式4
即，作为直流电抗器的电感L发挥功能的值不仅因第三绕组3c、 3d的匝数Nc，还因本来构成变压器的第一绕组3a、第二绕组3b的匝数Ns而变化增大，例如，在要求相同的电感值的情况下，能够降低第三绕组3c、3d的匝数，与其相应地实现小型化。
接下来，说明在本申请中通过统合作为本来不同种类的磁性部件的直流电抗器和变压器从而能够利用直流电抗器的匝数来调整变压器的漏电感的情况。
首先，求出作为变压器的励磁电感的第四绕组3e与第五绕组3f 的电感之和Lm。
在第四绕组3e和第五绕组3f中流过电流ip，对式(7)进行变形，为了方便，当使用由以下的式(10)表示的代数Lm’和式(9) 的L来表示时，能够得到式(11)。
公式5
这也同样地从L×di/dt＝V的关系，根据式(11)用以下的式(12) 表示励磁电感Lm。
公式6
当重新使用式(8)、式(9)来表示式(12)时，用以下的式(13) 表示励磁电感Lm。
公式7
当将变压器的漏电感设为Lr、将变压器的耦合系数设为k时，使用励磁电感Lm和耦合系数k，用以下的式(14)表示变压器的漏电感Lr。
公式8
Lr＝(1-k)×Lm…(14)
在此，绕组构造及铁芯形状不改变，所以耦合系数k为恒定值，变压器的励磁电感Lm能够用直流电抗器的匝数来调整，即，能够根据第三绕组3c、3d的匝数Nc来改变变压器的励磁电感Lm。
另外，从式(13)以及式(14)可知，变压器的漏电感Lr还能够根据本来决定直流电抗器的特性的中央脚3h的磁阻Ro、进而间隙部3k的长度来调整。
将式(14)的漏电感Lr换算为变压器的一次侧而示出的是图1 的漏电感3g。调整该漏电感Lr的值，与连接于各开关元件Sa、Sb、 Sc、Sd的两极漏极和源极间的电容器Ca、Cb、Cc、Cd满足共振状态，从而应该能够实现零电压处的开关即所谓的软开关，实现开关损耗的大幅的降低。
接下来，说明在设置于铁芯的中央脚3h的间隙部3k处交流磁通被抵消的情况。
图3示出基于在第四绕组3e、第五绕组3f中流过的交流量(波纹)电流的磁通的流动。该图(2)示出了输入电压VGI>0，i2＝0，从而在第二绕组3b中流过电流i1，与其相伴地在第四绕组3e、第五绕组3f中向图的方向流过电流ip的情况。
另外，该图(3)示出了输入电压VGI<0，i1＝0，从而在第一绕组3a中流过电流i2，与其相伴地在第四绕组3e、第五绕组3f中向图的方向流过电流ip的情况。
如先前所述，关于第四绕组3e以及第五绕组3f，以使由在这些各绕组中流过的交流电流产生的磁通在中央脚3h处相互抵消的方式设定这些各绕组的缠绕方向。因而，如图3所示，在中央脚3h处交流磁通处于相互抵消的方向，所以被抵消，没有交流磁通从间隙部3k泄漏，即使对中央脚3h缠绕绕组，也能够抑制涡电流所致的绕组的加热及磁干扰所致的高频电阻的增加。
图4的结构部件与图1相同，但如式(9)所示，能够利用第一绕组3a和第二绕组3b的匝数Ns构成直流电抗器，所以还能够利用所谓的倍流型的结构来表现电力变换装置。
在该情况下，第一绕组3a、第二绕组3b、第四绕组3e、第五绕组3f构成变压器，第一绕组3a、第二绕组3b兼作倍流用的绕组，第三绕组3c、3d构成直流电抗器。
在第一绕组3a和第二绕组3b中流过相位反转的电流，所以具有通过采用倍流电路而在流过在第一绕组3a和第二绕组3b中流过的电流之和的电流的第三绕组3c、3d中流过的电流的波纹小这样的特征。
此外，在图1中，构成为将利用开关电路2变换直流电压源1 的直流电压而得到的交流电压施加到统合磁性部件3的输入侧的输入端子G、I，但如果从统合以往的变压器和直流电抗器来实现统合磁性部件3这样的本申请发明的要旨考虑，则未必为图1的结构，当然也可以另外设为将交流电压源的交流电压直接施加到输入端子G、I 的结构。
如上那样，本发明的实施方式1的电力变换装置具备：作为变压器发挥功能的第一绕组3a、第二绕组3b、第四绕组3e、第五绕组3f；作为直流电抗器发挥功能的第三绕组3c、3d；以及三脚铁芯，将第一绕组3a、第二绕组3b分别缠绕于各侧脚，将第三绕组3c、3d缠绕于中央脚，将第四绕组3e、第五绕组3f缠绕于各侧脚，关于第一绕组 3a、第二绕组3b以及第三绕组3c、3d，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的磁通在中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向，关于第四绕组3e以及第五绕组3f，以使由在这些各绕组中流过的交流电流产生的磁通在中央脚处相互抵消的方式设定这些各绕组的缠绕方向，从而使用三脚铁芯而统合变压器和直流电抗器来做成统合磁性部件3，所以不仅形成直流电抗器的第三绕组3c、3d的绕组能够对直流电抗器的电感作出贡献，作为功能与直流电抗器本来不同的不同种类的磁性部件的变压器的第一绕组 3a、第二绕组3b的匝数也能够对直流电抗器的电感作出贡献，实现小型化。
进而，关于第四绕组3e以及第五绕组3f，以使由在这些各绕组中流过的交流电流产生的磁通在中央脚3h处相互抵消的方式设定这些各绕组的缠绕方向，所以不从中央脚3h的间隙部3k产生漏磁通，在缠绕于中央脚3h的第三绕组3c、3d中不产生涡电流损耗，而实现低损耗化。
实施方式2.
图5、图6是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的整体结构的图。
图5、图6相对于先前的实施方式1的图1、图3构成为没有构成开关电路2的开关元件Sa～Sd的漏极和源极间的共振用电容器 Ca～Cd，对开关元件Sa～Sd进行所谓的硬开关。
如在先前的实施方式1中说明那样，只要连接共振用电容器 Ca～Cd，就能够通过与漏电感3g的共振来进行零电压下的开关，但在该实施方式2的图5、图6中不存在该电容器Ca～Cd，所以开关损耗有可能会增大。
因而，在此，如在实施方式1中说明那样，调整统合磁性部件3 的第三绕组3c、3d的匝数，从而能够调整变压器的漏电感3g，如图 7所示，当增大漏电感时，能够对开关元件Sa～Sd导通时的电流进行限流，所以具有能够降低开关损耗的效果。
实施方式3.
图8是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的整体结构的图。图8的电力变换装置作为整体具备：统合磁性部件13，该统合磁性部件13的输入侧与直流电压源1连接，该统合磁性部件13统合以往作为相互不同种类的磁性部件处置的直流电抗器和耦合电抗器；开关电路2，与该统合磁性部件13的输出侧连接；滤波器用电容器4，在该开关电路2的输出侧与直流电压源(或者负载)5并联地连接；以及控制部20，控制开关电路2。而且，该电力变换装置使直流电压源1的直流电压升压，将升压后的直流电压输出到直流端子G，D。
以下，说明这些各构成要素的细节。
统合磁性部件13具备如下各绕组：作为直流绕组的第三绕组13c，该直流绕组作为直流电抗器发挥功能，第三绕组13c的一端A 与直流电压源1的正极连接；以及作为耦合绕组的第一绕组13a、第二绕组13b，该耦合绕组作为耦合电抗器发挥功能，该第一绕组13a、第二绕组13b的各一端与第三绕组13c的另一端B连接。
开关电路2以上下2并联的桥型构成具备开关元件Sa、Sb、Sc、 Sd的支路，开关元件Sa、Sb的上下支路的中间连接点与第一绕组13a 的另一端E连接，开关元件Sd、Sc的上下支路的中间连接点与第二绕组3b的另一端F连接。直流电压源1的负极C与直流端子的负极 D连接。
控制部20根据来自直流电压源1的电压信息20b、来自电流传感器6的电流信息20c以及作为输出电压的直流电压源5的电压信息 20d，生成驱动开关电路2的驱动信号20a，以成为目标输出电压的方式控制开关元件Sa、Sb、Sc、Sd。
此外，在图8中，为了说明电路动作，图示出第三绕组13c的1 个结构，但也可以如先前的实施方式1的第三绕组3c、3d所示，考虑噪声滤波器设计而构成为隔着直流电压源1而分割为两个。
接下来，说明统合磁性部件13的详细内容，但首先，参照图9 以及示出其动作波形的图10来说明作为其前提的图8的升压动作。
作为动作模式，根据开关元件Sb、Sc的动作状态，有(a)(b) (c)(d)这4个种类。开关元件Sa、Sd作为同步整流用而与Sb、 Sc互补地进行动作。
另外，在输出电压Vout相对于输入电压Vin为两倍以下的情况和为两倍以上的情况下动作不同，在为两倍以下的情况下，重复进行 (a)→(c)→(b)→(c)→(a)的动作(图10(1))，在为两倍以上的情况下，重复进行(a)→(d)→(b)→(d)→(a)的动作(图10(2))。
在动作模式(a)的状态下，Sb为导通，Sc为截止，形成从直流电压源1经由第三绕组13c、第一绕组13a、开关元件Sb返回到直流电压源1的电流环路、以及从直流电压源1经由第三绕组13c、第二绕组13b、开关元件Sd、作为负载的直流电压源5返回到直流电压源1的电流环路(图9(1))。
此时，形成使第一绕组13a与第二绕组13b磁耦合而成的耦合电抗器，所以向负载的电流i2被i1感应而增加。
在动作模式(b)的状态下，Sb为截止，Sc为导通，形成从直流电压源1经由第三绕组13c、第二绕组13b、开关元件Sc返回到直流电压源1的电流环路、以及从直流电压源1经由第三绕组13c、第一绕组13a、开关元件Sa、作为负载的直流电压源5返回到直流电压源1的电流环路(图9(2))。
此时，形成使第一绕组13a与第二绕组13b磁耦合而成的耦合电抗器，所以向负载的电流i1被i2感应而增加。
在动作模式(c)的状态下，Sb为截止，Sc为截止，形成从直流电压源1经由第三绕组13c、第一绕组13a、开关元件Sa、作为负载的直流电压源5返回到直流电压源1的电流环路、以及从直流电压源 1经由第三绕组13c、第二绕组13b、开关元件Sd、作为负载的直流电压源5返回到直流电压源1的电流环路(图9(3))。
此时，电流i1与i2的倾斜度相等，第一绕组13a和第二绕组13b 不被励磁，不作为耦合电抗器发挥功能。
在动作模式(d)的状态下，Sb为导通，Sc为导通，形成从直流电压源1经由第三绕组13c、第一绕组13a、开关元件Sb返回到直流电压源1的电流环路、以及从直流电压源1经由第三绕组13c、第二绕组13b、开关元件Sc返回到直流电压源1的电流环路(图9(4))。
此时，电流i1与i2的倾斜度相等，第一绕组13a和第二绕组13b 不被励磁，不作为耦合电抗器发挥功能。
接下来，参照图11，说明统合磁性部件13的结构的详细内容以及动作。图11是示出图8的统合磁性部件13中的直流磁通的流动(同图(1))以及磁动势(MMF)(同图(2))的图。
在图11(1)中，铁芯为包括作为两个侧脚的第一侧脚13i、第二侧脚13j、以及具备间隙部13k的中央脚13h的三脚铁芯，通常是组合如同图所示的上下对称的所谓的EE型或者上下非对称的所谓的 EI型的铁芯而构成的。此外，在中央脚13h处设置有用于防止直流的磁通饱和的间隙部13k。
此外，在中央脚13h中流过的直流磁通为在侧脚13i、13j中流过的直流磁通的两倍，所以通过使中央脚13h的剖面面积为侧脚13i、 13j的剖面面积的两倍，能够防止直流重叠所致的铁芯饱和的现象。
图11中的各附图标记表示以下的内容。
No：第一绕组13a、第二绕组13b的匝数
Nc：第三绕组13c的匝数
i1：在第一绕组13a中流过的电流
i2：在第二绕组13b中流过的电流
Ro：第一侧脚13i、第二侧脚13j的磁阻
Rc：中央脚13h的磁阻
φ1：在第一侧脚13i流过的磁通
φ2：在第二侧脚13j中流过的磁通
φc：在中央脚13h中流过的磁通
如图11(1)所示，第一绕组13a缠绕于第一侧脚3i，第二绕组 13b缠绕于第二侧脚3j，第三绕组13c缠绕于中央脚13h。
而且，关于第一绕组13a、第二绕组13b以及第三绕组13c，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的用图中箭头所示的磁通在中央脚13h处向相互相同的方向(图中向上的方向)合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向。
此外，在图11(1)中，将第一绕组13a、第二绕组13b分别缠绕于第一侧脚13i、第二侧脚13j，但只要满足以上的缠绕方向的条件，则也可以相反地分别缠绕于第二侧脚13j、第一侧脚3i。
图11(2)示出由统合磁性部件13构成的磁回路的磁动势，例如，在缠绕于第一侧脚13i的第一绕组13a中流过电流i1时的磁动势 (安匝)表示为Noi1。
此外，在图8及图11中，本申请技术方案1所记载的绕组耦合体相当于作为耦合电抗器发挥功能的第一绕组13a及第二绕组13b，直流电抗器相当于第三绕组13c。同样地，非线形元件相当于构成开关电路2的开关元件Sa～Sd。进而，多脚铁芯相当于图11所示的包括两个侧脚13i、13j以及具有间隙部13k的中央脚13h的三脚铁芯。
接下来，说明在本申请中通过统合作为本来不同种类的磁性部件的直流电抗器和耦合电抗器从而从而耦合电抗器的匝数对直流电抗器的电感的形成作出贡献的情况，进而，通过改变中央脚13h的磁阻 Rc，能够调整第一绕组13a与第二绕组13b的耦合度的情况。
在图11(2)的磁回路中，从3个脚中的磁位、即电流×匝数(磁动势)－磁通×磁阻相互相等这样的关系以及φ1+φ2＝φc这样的关系导出以下的式(15)。
公式9
当将在第一绕组13a中产生的电压设为V1、将在第二绕组13b 中产生的电压设为V2、将在第三绕组13c中产生的电压设为Vc时， V1＝No×dφ1/dt、V2＝No×dφ2/dt、Vc＝Nc×dφc/dt的关系成立，当使用该关系对式(15)进行变形时，用式(16)和式(17)表示V1、V2、Vc。
公式10
第一绕组13a与第二绕组13b的磁耦合是可逆的，所以当将缠绕于第一侧脚13i的第一绕组13a、缠绕于第二侧脚13j的第二绕组13b 的自感设为Lo、将缠绕于中央脚13h的第三绕组13c的自感设为Lc、将第一绕组13a与第二绕组13b的互感设为Mo、将第三绕组13c与第一绕组13a、第二绕组13b的互感设为Mc时，式(16)表示成如式(18)那样。
公式11
当根据ic＝i1+i2的关系对式(18)进行变形时，能够得到式(19)。
公式12
另外，通过使式(17)与式(18)对应，从而Lo、Lc、Mo、 Mc分别由以下的式(20)～式(23)表示。
公式13
另外，当将第一绕组13a与第二绕组13b的耦合度设为ko、将第一绕组13a、第二绕组13b与第三绕组13c的耦合度设为kc时，ko、 kc分别由以下的式(24)、式(25)表示。
公式14
当将第三绕组13c与第一绕组13a之间的电压设为V1e(A-E 间)、将第三绕组13c与第二绕组13b之间的电压设为V2e(A-F 间)时，以下的式(26)、式(27)分别成立。
公式15
Vle＝V1+Vc…(26)
V2e＝V2+Vc…（27）
当将式(19)代入到式(26)、式(27)时，用以下的式(28) 表示电压V1e、V2e。
公式16
另外，当将第三绕组13c的直流电感设为L、将第一绕组13a和第二绕组13b的励磁电感设为Lm时，根据电压方程，用以下的式 (29)、式(30)表示电压V1e和V2e。
公式17
通过比较式(28)和式(29)、(式30)的电流微分项，求出第三绕组13c的直流电感L、第一绕组13a以及第二绕组13b的励磁电感Lm，进而，如果还使用式(24)、式(25)来表示，则分别用以下的式(31)、式(32)表示。
公式18
从式(31)可知，磁统合的结果是，如果分开，则没有关系的第一绕组13a和第二绕组13b的匝数No对第三绕组13c的电感生成作出贡献，在不进行磁统合的情况下能够用更少的匝数构成直流电感。
如果为了增大由第三绕组13c得到的电感L而增加第一绕组13a 和第二绕组13b的匝数No，减小中央脚13h的磁阻Rc，减小耦合度 ko，则能够将耦合电抗器的漏电感活用为直流电抗器。
另外，还可以减小中央脚13h的磁阻Rc，增大第一绕组13a、第二绕组13b与第三绕组13c的耦合度kc。
这样，通过采用磁统合的结构，只要增大直流电感L，就能够抑制在先前的图9、图10中说明的动作模式(c)、(d)的第一绕组13a、第二绕组13b不作为耦合电抗器发挥功能的期间中的电流变化，降低电流波纹。
另外，从式(32)可知，能够根据第三绕组13c的匝数Nc来调整形成耦合电抗器的第一绕组13a和第二绕组13b的励磁电感Lm。
在增大励磁电感即Lm的情况下，增大第一绕组13a和第二绕组 13b的匝数No，减小第三绕组13c的匝数Nc，增大耦合度ko，减小第一绕组13a与第二绕组13b、第三绕组13c的耦合度kc即可。
这样，通过采用磁统合的结构，只要增大励磁电感Lm，就能够抑制在先前的图9、图10中说明的动作模式(a)、(b)下的电流坡度。
作为使中央脚13h的磁阻Rc可变的手段，由于磁阻Rc为中央脚13h的磁阻，所以有改变设置于中央脚13h的间隙部13k的尺寸、中央脚13h的剖面面积或铁芯材料的导磁率的方法。
接下来，说明在设置于铁芯的中央脚13h的间隙部13k处交流磁通被抵消的情况。
图12示出基于在第一绕组13a、第二绕组13b流过的交流量(波纹)电流的磁通的流动。在同图(2)、(3)中，在第一绕组13a、第二绕组13b中流过的电流示出了直流电流量的一定的方向，但磁通的方向根据构成耦合电抗器的两个绕组的极性而成为如图示那样，在中央脚13h处为交流磁通相互抵消的方向，所以被抵消，交流磁通不会从间隙部13k泄漏，即使对中央脚13h缠绕绕组，也能够抑制涡电流所致的绕组的加热及磁干扰所致的高频电阻的增加。
此外，先前也进行了叙述，在图12中，将第三绕组分割为两个绕组13c、13d，插入到直流电压源1的两极侧。
此外，在图8等以上的说明中，设为如下电力变换装置：使用三脚铁芯，作为直流电抗器而将直流绕组缠绕于该三脚铁芯的中央脚，作为耦合电抗器而将两个耦合绕组缠绕于该三脚铁芯的两侧脚，作为开关电路2而将上下支路排列两个而成。
但是，当从使作为本来不同种类的磁性部件的直流电抗器与耦合电抗器统合这样的本申请发明的技术思想来看时，本发明当然还能够直接应用于如下电力变换装置：直接使用包括n(n为2以上的整数) 个侧脚和中央脚的多脚铁芯，作为直流电抗器而将直流绕组缠绕于该多脚铁芯的中央脚，作为耦合电抗器而将n个耦合绕组缠绕于该多脚铁芯的n个侧脚，作为开关电路而将上下支路排列n个而成。
如上那样，在本发明的实施方式3的电力变换装置中，将作为直流电抗器发挥功能的第三绕组13c缠绕于三脚铁芯的中央脚13h，将作为耦合电抗器发挥功能的第一绕组13a、第二绕组13b分别缠绕于两侧脚13i、13j，以使由在这些各绕组13a～13c中流过的直流电流产生的磁通在中央脚13h处在相互相同的方向上合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向，从而使用三脚铁芯统合耦合电抗器和直流电抗器来设为统合磁性部件13，所以不仅形成直流电抗器的第三绕组13c的匝数能够对直流电抗器的电感作出贡献，形成作为功能与直流电抗器本来不同的不同种类的磁性部件的耦合电抗器的第一绕组13a、第二绕组13b的匝数也能够对直流电抗器的电感作出贡献，实现小型化。进而，在中央脚13h的间隙部13k不产生交流的漏磁通，在缠绕于中央脚13h的第三绕组13c不产生涡电流损耗，实现低损耗化。
实施方式4.
图13是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的整体结构的图。在先前的实施方式3中，示出了将统合磁性部件13应用于作为电力变换装置的DC/DC转换器的情况，但在该图13中，应用于AC/DC 转换器。
在此，将图8的直流电压源1替换为交流电压源10，将桥型整流电路8插入到交流电压源10与第三绕组13c之间。
升压动作中的开关模式与图9、图10所示的开关模式相同，以进行输入电流与输入电压相同相位的高功率因数动作的方式使开关电路2动作，能够得到与实施方式3同样的效果。
此外，以上，说明了在先前的实施方式1以及2中将本申请发明应用于将交流电压变换为直流电压的电力变换装置的情况，而且说明了在先前的实施方式3以及4中将本申请发明应用于使直流电压升压的电力变换装置的情况。
但是，在先前的实施方式1以及3中，如能够从说明了这些各实施方式中的结构与本申请技术方案1所记载的结构的关系的内容推测那样，本申请发明并不限于上述电力变换装置。
即，本申请发明与已经叙述的内容同样地还能够应用于：具备本申请技术方案1所记载的直流电抗器、绕组耦合体、非线形元件以及多脚铁芯，以使由在绕组耦合体的绕组和直流电抗器的绕组中流过的直流电流产生的磁通在多脚铁芯的中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定各绕组的缠绕方向，从而统合直流电抗器和绕组耦合体的磁性部件集合体、以及使用了该磁性部件集合体的其它各种电力变换装置等，起到等同的效果。
此外，本发明能够在其发明的范围内，对各实施方式自由地进行组合，或者对各实施方式适当地进行变形、省略。

Claims (33)

1.一种电力变换装置，使用磁性部件集合体，使直流电压源的直流电压升压，输出到直流端子，
所述磁性部件集合体具备绕组耦合体，该绕组耦合体包括相互磁耦合的n个绕组，将n设为2以上的整数，所述绕组的各一端经由直流电抗器与所述直流电压源串联地连接，所述绕组的各另一端与在相互不同的定时通电的非线形元件连接，
所述磁性部件集合体具备包括n个侧脚和具有间隙部的中央脚的多脚铁芯，将所述绕组耦合体的n个所述绕组缠绕于所述多脚铁芯的各所述侧脚，将所述直流电抗器的绕组缠绕于所述多脚铁芯的所述中央脚，以使由在所述绕组耦合体的绕组和所述直流电抗器的绕组中流过的直流电流产生的磁通在所述多脚铁芯的所述中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定各所述绕组的缠绕方向，从而使用所述多脚铁芯来统合所述直流电抗器和所述绕组耦合体，
所述电力变换装置具备：
所述直流电抗器，具备一端与所述直流电压源连接的直流绕组；
作为所述绕组耦合体的耦合电抗器，具备作为n个所述绕组的耦合绕组，所述耦合绕组的各一端与所述直流电抗器的另一端连接；
开关电路，将具备作为所述非线形元件的开关元件的上下支路并联地连接到所述直流端子的两极间，所述上下支路的各中间连接点与所述耦合绕组的各另一端连接；以及
所述多脚铁芯，将所述耦合绕组的每一个耦合绕组缠绕于所述侧脚的每一个侧脚，将所述直流绕组缠绕于所述中央脚，
关于所述直流绕组以及所述耦合绕组，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的磁通在所述中央脚处在相互相同的方向上合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向，从而使用所述多脚铁芯来统合所述耦合电抗器和所述直流电抗器。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
将所述n设为2，所述耦合电抗器具备第一绕组和第二绕组作为所述耦合绕组，所述直流电抗器具备第三绕组作为所述直流绕组，作为所述多脚铁芯包括三脚铁芯，该三脚铁芯包括两个所述侧脚和所述中央脚，将所述第一绕组以及所述第二绕组分别缠绕于各所述侧脚，将所述第三绕组缠绕于所述中央脚，
关于所述第一绕组、所述第二绕组以及所述第三绕组，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的磁通在所述中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向，从而使用所述三脚铁芯来统合所述耦合电抗器和所述直流电抗器。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述第一绕组以及所述第二绕组的匝数，能够调整所述直流电抗器的电感。
4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述中央脚的磁阻，能够调整所述第一绕组与所述第二绕组的耦合度。
5.根据权利要求3所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述中央脚的磁阻，能够调整所述第一绕组与所述第二绕组的耦合度。
6.根据权利要求2至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
在使所述直流电压源的直流电压升压到两倍以上而输出到所述直流端子的情况下，且在所述直流电压源的直流电压被同时施加到所述第一绕组和所述第二绕组的期间，利用所述直流电抗器的电感和所述耦合电抗器的漏电感对在该期间在所述第一绕组以及所述第二绕组中流过的电流进行限流。
7.根据权利要求2至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
将所述第三绕组分割为两个而缠绕于所述中央脚，将一方插入到所述直流电压源的正极侧，将另一方插入到所述直流电压源的负极侧。
8.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，
将所述第三绕组分割为两个而缠绕于所述中央脚，将一方插入到所述直流电压源的正极侧，将另一方插入到所述直流电压源的负极侧。
9.一种电力变换装置，使用磁性部件集合体，将交流端子的交流电压变换为直流电压，输出到直流电压源的直流端子，
所述磁性部件集合体具备绕组耦合体，该绕组耦合体包括相互磁耦合的n个绕组，将n设为2以上的整数，所述绕组的各一端经由直流电抗器与所述直流电压源串联地连接，所述绕组的各另一端与在相互不同的定时通电的非线形元件连接，
所述磁性部件集合体具备包括n个侧脚和具有间隙部的中央脚的多脚铁芯，将所述绕组耦合体的n个所述绕组缠绕于所述多脚铁芯的各所述侧脚，将所述直流电抗器的绕组缠绕于所述多脚铁芯的所述中央脚，以使由在所述绕组耦合体的绕组和所述直流电抗器的绕组中流过的直流电流产生的磁通在所述多脚铁芯的所述中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定各所述绕组的缠绕方向，从而使用所述多脚铁芯来统合所述直流电抗器和所述绕组耦合体，
所述电力变换装置具备变压器，该变压器的一次侧绕组与所述交流端子连接，作为所述绕组耦合体的二次侧绕组经由作为所述非线形元件的整流元件以及所述直流电抗器而与所述直流端子连接，
由各一端在中间点相互串联地连接且各另一端经由所述整流元件、所述直流电抗器以及所述直流端子而与所述中间点连接的第一绕组以及第二绕组构成所述变压器的所述二次侧绕组，由第三绕组构成所述直流电抗器，由在各一端处相互串联地连接且各另一端与所述交流端子连接的第四绕组以及第五绕组构成所述变压器的所述一次侧绕组，并且
所述电力变换装置具备三脚铁芯，通过将所述多脚铁芯的所述n设为2，从而该三脚铁芯包括两个侧脚和具备间隙部的中央脚，将所述第一绕组以及所述第二绕组分别缠绕于各所述侧脚，将所述第三绕组缠绕于所述中央脚，将所述第四绕组以及所述第五绕组缠绕于各所述侧脚，
关于所述第一绕组、所述第二绕组以及所述第三绕组，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的磁通在所述中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向，关于所述第四绕组以及所述第五绕组，以使由在这些各绕组中流过的交流电流产生的磁通在所述中央脚处相互抵消的方式设定这些各绕组的缠绕方向，从而使用所述三脚铁芯来统合所述变压器和所述直流电抗器，
所述电力变换装置具备与所述直流端子并联地连接的滤波器用电容器，由所述变压器的漏电感和所述直流电抗器形成与所述滤波器用电容器共振的滤波器用电抗器。
10.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述第三绕组的匝数，能够调整所述变压器的漏电感。
11.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述第一绕组以及所述第二绕组的匝数，能够调整所述直流电抗器的电感。
12.根据权利要求10所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述第一绕组以及所述第二绕组的匝数，能够调整所述直流电抗器的电感。
13.根据权利要求9至12中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述中央脚的磁阻，能够调整所述变压器的漏电感。
14.根据权利要求9至12中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换装置具备开关电路，该开关电路具备开关元件并将直流电压源的直流电压变换为交流电压而输出到所述交流端子，所述电力变换装置变换所述直流电压源的直流电压而输出到所述直流端子。
15.根据权利要求13所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换装置具备开关电路，该开关电路具备开关元件并将直流电压源的直流电压变换为交流电压而输出到所述交流端子，所述电力变换装置变换所述直流电压源的直流电压而输出到所述直流端子。
16.根据权利要求14所述的电力变换装置，其中，
在所述开关元件的两极间连接与所述变压器的漏电感共振的共振用电容器，在零电压下对所述开关元件进行开关。
17.根据权利要求14所述的电力变换装置，其中，
通过利用所述变压器的漏电感来降低所述开关元件的导通时的电流，从而使所述开关电路的开关损耗降低。
18.根据权利要求9至12中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
将所述第三绕组分割为两个而缠绕于所述中央脚，将一方插入到所述直流端子的正极侧，将另一方插入到所述直流端子的负极侧。
19.一种电力变换装置，使用磁性部件集合体，将交流端子的交流电压变换为直流电压，输出到直流电压源的直流端子，
所述磁性部件集合体具备绕组耦合体，该绕组耦合体包括相互磁耦合的n个绕组，将n设为2以上的整数，所述绕组的各一端经由直流电抗器与所述直流电压源串联地连接，所述绕组的各另一端与在相互不同的定时通电的非线形元件连接，
所述磁性部件集合体具备包括n个侧脚和具有间隙部的中央脚的多脚铁芯，将所述绕组耦合体的n个所述绕组缠绕于所述多脚铁芯的各所述侧脚，将所述直流电抗器的绕组缠绕于所述多脚铁芯的所述中央脚，以使由在所述绕组耦合体的绕组和所述直流电抗器的绕组中流过的直流电流产生的磁通在所述多脚铁芯的所述中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定各所述绕组的缠绕方向，从而使用所述多脚铁芯来统合所述直流电抗器和所述绕组耦合体，
所述电力变换装置具备变压器，该变压器的一次侧绕组与所述交流端子连接，作为所述绕组耦合体的二次侧绕组经由作为所述非线形元件的整流元件以及所述直流电抗器而与所述直流端子连接，
由各一端在中间点相互串联地连接且各另一端经由所述整流元件、所述直流电抗器以及所述直流端子而与所述中间点连接的第一绕组以及第二绕组构成所述变压器的所述二次侧绕组，由第三绕组构成所述直流电抗器，由在各一端处相互串联地连接且各另一端与所述交流端子连接的第四绕组以及第五绕组构成所述变压器的所述一次侧绕组，并且
所述电力变换装置具备三脚铁芯，通过将所述多脚铁芯的所述n设为2，从而该三脚铁芯包括两个侧脚和具备间隙部的中央脚，将所述第一绕组以及所述第二绕组分别缠绕于各所述侧脚，将所述第三绕组缠绕于所述中央脚，将所述第四绕组以及所述第五绕组缠绕于各所述侧脚，
关于所述第一绕组、所述第二绕组以及所述第三绕组，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的磁通在所述中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向，关于所述第四绕组以及所述第五绕组，以使由在这些各绕组中流过的交流电流产生的磁通在所述中央脚处相互抵消的方式设定这些各绕组的缠绕方向，从而使用所述三脚铁芯来统合所述变压器和所述直流电抗器，
所述电力变换装置具备开关电路，该开关电路具备开关元件并将直流电压源的直流电压变换为交流电压而输出到所述交流端子，所述电力变换装置变换所述直流电压源的直流电压而输出到所述直流端子，
在所述开关元件的两极间连接与所述变压器的漏电感共振的共振用电容器，在零电压下对所述开关元件进行开关。
20.根据权利要求19所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述第三绕组的匝数，能够调整所述变压器的漏电感。
21.根据权利要求19所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述第一绕组以及所述第二绕组的匝数，能够调整所述直流电抗器的电感。
22.根据权利要求20所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述第一绕组以及所述第二绕组的匝数，能够调整所述直流电抗器的电感。
23.根据权利要求19至22中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述中央脚的磁阻，能够调整所述变压器的漏电感。
24.根据权利要求19至22中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换装置具备与所述直流端子并联地连接的滤波器用电容器，由所述变压器的漏电感和所述直流电抗器形成与所述滤波器用电容器共振的滤波器用电抗器。
25.根据权利要求19至22中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
将所述第三绕组分割为两个而缠绕于所述中央脚，将一方插入到所述直流端子的正极侧，将另一方插入到所述直流端子的负极侧。
26.一种电力变换装置，使用磁性部件集合体，将交流端子的交流电压变换为直流电压，输出到直流电压源的直流端子，
所述磁性部件集合体具备绕组耦合体，该绕组耦合体包括相互磁耦合的n个绕组，将n设为2以上的整数，所述绕组的各一端经由直流电抗器与所述直流电压源串联地连接，所述绕组的各另一端与在相互不同的定时通电的非线形元件连接，
所述磁性部件集合体具备包括n个侧脚和具有间隙部的中央脚的多脚铁芯，将所述绕组耦合体的n个所述绕组缠绕于所述多脚铁芯的各所述侧脚，将所述直流电抗器的绕组缠绕于所述多脚铁芯的所述中央脚，以使由在所述绕组耦合体的绕组和所述直流电抗器的绕组中流过的直流电流产生的磁通在所述多脚铁芯的所述中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定各所述绕组的缠绕方向，从而使用所述多脚铁芯来统合所述直流电抗器和所述绕组耦合体，
所述电力变换装置具备变压器，该变压器的一次侧绕组与所述交流端子连接，作为所述绕组耦合体的二次侧绕组经由作为所述非线形元件的整流元件以及所述直流电抗器而与所述直流端子连接，
由各一端在中间点相互串联地连接且各另一端经由所述整流元件、所述直流电抗器以及所述直流端子而与所述中间点连接的第一绕组以及第二绕组构成所述变压器的所述二次侧绕组，由第三绕组构成所述直流电抗器，由在各一端处相互串联地连接且各另一端与所述交流端子连接的第四绕组以及第五绕组构成所述变压器的所述一次侧绕组，并且
所述电力变换装置具备三脚铁芯，通过将所述多脚铁芯的所述n设为2，从而该三脚铁芯包括两个侧脚和具备间隙部的中央脚，将所述第一绕组以及所述第二绕组分别缠绕于各所述侧脚，将所述第三绕组缠绕于所述中央脚，将所述第四绕组以及所述第五绕组缠绕于各所述侧脚，
关于所述第一绕组、所述第二绕组以及所述第三绕组，以使由在这些各绕组中流过的直流电流产生的磁通在所述中央脚处向相互相同的方向合流的方式设定这些各绕组的缠绕方向，关于所述第四绕组以及所述第五绕组，以使由在这些各绕组中流过的交流电流产生的磁通在所述中央脚处相互抵消的方式设定这些各绕组的缠绕方向，从而使用所述三脚铁芯来统合所述变压器和所述直流电抗器，
所述电力变换装置具备开关电路，该开关电路具备开关元件并将直流电压源的直流电压变换为交流电压而输出到所述交流端子，所述电力变换装置变换所述直流电压源的直流电压而输出到所述直流端子，
通过利用所述变压器的漏电感来降低所述开关元件的导通时的电流，从而使所述开关电路的开关损耗降低。
27.根据权利要求26所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述第三绕组的匝数，能够调整所述变压器的漏电感。
28.根据权利要求26所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述第一绕组以及所述第二绕组的匝数，能够调整所述直流电抗器的电感。
29.根据权利要求27所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述第一绕组以及所述第二绕组的匝数，能够调整所述直流电抗器的电感。
30.根据权利要求26至29的任意一项所述的电力变换装置，其中，
通过改变所述中央脚的磁阻，能够调整所述变压器的漏电感。
31.根据权利要求26至29中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换装置具备与所述直流端子并联地连接的滤波器用电容器，由所述变压器的漏电感和所述直流电抗器形成与所述滤波器用电容器共振的滤波器用电抗器。
32.根据权利要求26至29中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
将所述第三绕组分割为两个而缠绕于所述中央脚，将一方插入到所述直流端子的正极侧，将另一方插入到所述直流端子的负极侧。
33.根据权利要求2至5、9至12、19至22、26至29中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
使所述中央脚的剖面面积为各所述侧脚的剖面面积的两倍。
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Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6545612B2 (ja) * 2015-12-25 2019-07-17 株式会社豊田中央研究所 トランスリアクトル一体型磁気素子及び電力変換回路システム
DE102016202797A1 (de) * 2016-02-24 2017-08-24 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Kombinierter Transformator und LLC Resonanzwandler
JP6667826B2 (ja) * 2016-04-13 2020-03-18 ローム株式会社 交流電源装置
WO2018016106A1 (ja) * 2016-07-19 2018-01-25 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
KR20180016850A (ko) * 2016-08-08 2018-02-20 현대자동차주식회사 통합형 자성체 장치 및 그를 포함하는 dc-dc 컨버터
EP3349224B1 (en) * 2017-01-12 2020-05-27 Delta Electronics (Thailand) Public Co., Ltd. Integrated magnetic component and switched mode power converter
JP6819525B2 (ja) * 2017-09-20 2021-01-27 トヨタ自動車株式会社 電力変換回路
JP2019057993A (ja) * 2017-09-20 2019-04-11 トヨタ自動車株式会社 電力変換回路
JP2019057991A (ja) * 2017-09-20 2019-04-11 トヨタ自動車株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP6724897B2 (ja) * 2017-12-28 2020-07-15 株式会社豊田中央研究所 非接触電力伝達装置、それを用いた電池パック及び電力グリッドシステム並びに電力伝達方法
US10819240B2 (en) * 2018-01-25 2020-10-27 Nxp B.V. Apparatus and method for adaptively setting the proper range for the VCM control variable based upon clipping of the main regulation loop
US10811981B2 (en) * 2018-01-25 2020-10-20 Nxp B.V. Apparatus and method for a dual output resonant converter to ensure full power range for both outputs
US10554135B2 (en) 2018-01-25 2020-02-04 Nxp B.V. Apparatus and method for improved small load performance of a dual output resonant converter
KR102504335B1 (ko) * 2018-01-29 2023-02-28 엘지이노텍 주식회사 Dc-dc 컨버터 및 그의 제어 방법
JP7182399B2 (ja) * 2018-08-22 2022-12-02 キヤノンメディカルシステムズ株式会社 Ｘ線高電圧装置、電源装置、およびｘ線撮影装置
WO2020070864A1 (ja) * 2018-10-04 2020-04-09 三菱電機株式会社 電源装置および磁気共鳴イメージング装置
JP6523591B1 (ja) * 2018-11-09 2019-06-05 三菱電機株式会社 電力変換装置
FR3089339B1 (fr) * 2018-11-29 2020-10-30 Renault Sas Ensemble électromagnétique pour convertisseur résonant
CN109686538B (zh) * 2018-12-11 2020-07-28 华为技术有限公司 一种变压器以及电源
US11749433B2 (en) * 2019-03-05 2023-09-05 Astec International Limited Transformers having integrated magnetic structures for power converters
EP3723254A1 (de) * 2019-04-10 2020-10-14 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsanordnung, elektrolyseeinrichtung und verfahren zum betrieb einer schaltungsanordnung oder einer elektrolyseeinrichtung
JP7281812B2 (ja) * 2019-10-08 2023-05-26 タイム技研株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US11901828B2 (en) * 2022-02-16 2024-02-13 Zhejiang University Bidirectional CLLC resonant circuit with coupled inductor
TWI822511B (zh) * 2022-12-09 2023-11-11 群光電能科技股份有限公司 電壓轉換電路

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101728937A (zh) * 2008-10-17 2010-06-09 富士电机系统株式会社 电力转换装置
JP2011205806A (ja) * 2010-03-26 2011-10-13 Toyota Central R&D Labs Inc 車両用マルチフェーズコンバータ
JP2012134266A (ja) * 2010-12-21 2012-07-12 Toyota Central R&D Labs Inc 複合磁気部品及びそれを用いたスイッチング電源装置
CN103812363A (zh) * 2012-11-08 2014-05-21 株式会社安川电机 电流型电力变换装置
CN103959633A (zh) * 2011-11-24 2014-07-30 株式会社东芝 电力变换装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5144284B2 (zh) 1972-12-04 1976-11-27
JPH08298219A (ja) * 1995-03-01 1996-11-12 Yamaha Corp インダクタ及びトランス
JP2003304681A (ja) 2002-04-11 2003-10-24 Toyota Motor Corp 直流電圧変換装置
JP4151014B2 (ja) 2003-03-11 2008-09-17 株式会社デンソー 絶縁型スイッチングｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2005078910A (ja) * 2003-08-29 2005-03-24 Mitsubishi Electric Corp 高輝度放電ランプ点灯装置
JP5144284B2 (ja) 2008-01-16 2013-02-13 本田技研工業株式会社 電力変換回路
JP5830915B2 (ja) * 2011-04-26 2015-12-09 株式会社デンソー 電力変換回路
JP5887886B2 (ja) * 2011-11-30 2016-03-16 株式会社デンソー 複合磁気部品
JP2015065346A (ja) * 2013-09-25 2015-04-09 トヨタ自動車株式会社 リアクトル装置及び電力変換装置
EP3076536B1 (en) * 2013-11-29 2019-01-09 Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. Power-supply device and method for controlling power-supply device

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101728937A (zh) * 2008-10-17 2010-06-09 富士电机系统株式会社 电力转换装置
JP2011205806A (ja) * 2010-03-26 2011-10-13 Toyota Central R&D Labs Inc 車両用マルチフェーズコンバータ
JP2012134266A (ja) * 2010-12-21 2012-07-12 Toyota Central R&D Labs Inc 複合磁気部品及びそれを用いたスイッチング電源装置
CN103959633A (zh) * 2011-11-24 2014-07-30 株式会社东芝 电力变换装置
CN103812363A (zh) * 2012-11-08 2014-05-21 株式会社安川电机 电流型电力变换装置

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