WO2020070864A1

WO2020070864A1 - 電源装置および磁気共鳴イメージング装置

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Publication number: WO2020070864A1
Application number: PCT/JP2018/037255
Authority: WO
Inventors: 村上　哲; 岩田　明彦
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2018-10-04
Filing date: 2018-10-04
Publication date: 2020-04-09
Also published as: JP6879436B2; JPWO2020070864A1

Abstract

本発明に係る電源装置は、スイッチング素子および直流電圧源を有するスイッチング電源と、一端が前記スイッチング電源に、他端が負荷に接続され、直流リアクトル、交流リアクトル、第１次巻線と第２巻線とが逆結合接続されたトランス、およびＤＣカットコンデンサを有し、スイッチング電源から出力される電流のリプルを抑制する電流リプルキャンセル回路と、スイッチング素子を制御する制御回路と、を備えること、を特徴とする。これにより、負荷に生じる電流リプルを低減することが可能となるとともに、突入電流の抑制が可能となる。

Description

電源装置および磁気共鳴イメージング装置

　この発明は、負荷に対して所望の電圧を出力する電源装置、および、この電源装置を用いた磁気共鳴イメージング装置に関する。

　磁気共鳴イメージング装置（ＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging）装置、以下「ＭＲＩ装置」という）は、静磁場中に置かれた検査対象に高周波磁場をパルス状に印加することにより、検査対象が発生する磁気共鳴信号を検出し、この検出信号をもとに画像を再構成するものである。そのため、ＭＲＩ装置には磁場発生コイルとして、静磁場を発生する超電導或いは常電導コイル、静磁場に重畳される傾斜磁場を発生するための傾斜磁場コイル、さらに高周波磁場を発生するための高周波コイルが備えられている。これらの磁場発生コイルは、所定の磁気強度の磁場を発生させるために、印加電流の大きさとタイミングとを制御するためのスイッチング電源を備えている。

　このようなＭＲＩ装置では、磁場発生コイルに入力される電流のリプルが、ＭＲＩ装置における画像のノイズとなるため、リプルの大きさを一定程度以下に抑制する必要がある。電流リプルの抑制に関して、の複数のスイッチング電源を並列に接続し、更に直列に接続することで、高電圧、大容量が得られ、並列接続したスイッチング電源間の電流回り込みを防止し、並列接続したスイッチング電源の位相をずらして動作させることにより、撮像精度に影響を及ぼす電流リプルを低減する電源装置がある（例えば、特許文献１、非特許文献１参照。）。また、スイッチング電源と磁場発生コイルとの間に電流リプルをキャンセルする回路を設けることにより電流リプルを抑制する電源装置がある（例えば、非特許文献１参照。）。

特開平９－２８９９７９号公報

M. J. Schutten, R. L. Steigerwald, and J. A. Sabate, "Ripple current cancellation circuit," in Proc. 18th Annu. IEEE APEC, Feb. 2003,pp. 464-470.

　特許文献１に示す電源装置は、並列に接続されたスイッチング電源間の電流回り込みを防止するため、スイッチング電源の入出力にリアクトルとコンデンサを設けている。しかしながら、特許文献１では、傾斜磁場コイルにリアクトルとコンデンサによる共振電流が生じ、また、パルス電流生成時にコンデンサへの突入電流が大きく、スイッチング電源およびコンデンサへの電流が過大になるという課題がある。

　また、非特許文献１に、降圧コンバータと出力にＬＣフィルタを設けた電源に対し、トランスとリアクトル、ＤＣカットコンデンサによる電流リプルキャンセル回路を設けた構成が示されている。非特許文献１の構成では、トランス比Ｎが１より小さいことが電流リプルをキャンセルする条件であり、電流リプルキャンセル用に設けたリアクトルの両端電圧がＬＣフィルタのリアクトルの両端電圧より低いため、電流リプルキャンセル用のリアクトルはＬＣフィルタのリアクトルの容量より大きくできない。傾斜磁場用電源に、非特許文献１の回路を適用すると、傾斜磁場コイルに大電流を流すため、このＬＣフィルタ部のリアクトルの容量は、損失の観点で大きい容量をとりにくく、このため、ＬＣフィルタと電流リプルキャンセル用のリアクトルの合計値が小さく、パルス電流生成時にコンデンサへの充電電流を抑制しにくいという課題がある。

　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであって、直列接続の関係にあるスイッチング電源と負荷の間に電流リプルキャンセル回路を設け、負荷の電流リプルを低減するとともに、突入電流を抑制することができる電力変換装置の提供を目的とする。

　本発明に係る電源装置は、スイッチング素子および直流電圧源を有するスイッチング電源と、一端がスイッチング電源に、他端が負荷に接続され、負荷に流れる電流のリプルを低減する電流リプルキャンセル回路と、スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、電流リプルキャンセル回路は、一端がスイッチング電源の一端に接続され、他端が負荷の一端に接続された直流リアクトルと、直列に接続された第１のＤＣカットコンデンサ、およびトランスの一次巻線を有し、一端が直流リアクトルの一端に接続されるとともに、他端が負荷の他端およびスイッチング電源の他端に接続された第１回路と、直列に接続された交流リアクトル、第２のＤＣカットコンデンサ、および一次巻線と逆結合されたトランスの二次巻線を有し、一端が直流リアクトルの他端に接続されるとともに、他端が負荷の他端およびスイッチング電源の他端に接続された第２回路と、を有すること、を特徴とする。

　本発明に係る電源装置は、スイッチング電源から出力され、負荷に流れる電流リプルを抑制するとともに、突入電流を抑制することができる。

この発明の実施の形態１に係る電源装置の構成図である。この発明の実施の形態１に係る電源装置のスイッチング電源の詳細構成を説明する図である。この発明の実施の形態１に係る電源装置により生成する傾斜磁場コイルの電流波形を説明する図である。この発明の実施の形態１に係る電源装置の電流経路および出力電圧を説明する図である。この発明の実施の形態１に係る電源装置における電流リプルをキャンセルする動作を説明する図である。

実施の形態１．
　本発明の実施の形態１に係る電源装置について、図面を用いて説明する。本実施の形態においては、電源装置がＭＲＩ装置に適用される場合について説明するものとする。そのため、電源装置に接続される負荷を傾斜磁場コイルとして説明するが、これに限定されるものでないことは言うまでもない。

　図１は、この発明の実施の形態１による電源装置１および本電源装置を用いた磁気共鳴イメージング装置（ＭＲＩ装置）を示す構成図である。図１において、電源装置１は、第１のスイッチング電源１０、第２のスイッチング電源２０、電流リプルキャンセル回路３０、電流センサ４０、および制御回路５０を備えており、出力側端子は傾斜磁場コイル２に接続されている。なお、図１において、本発明に直接的に関係しないＭＲＩ装置の構成要素については記載を省略している。

　第１のスイッチング電源１０は、第１の電力変換回路１１および第１の直流電圧源１２を備えている。同様に、第２のスイッチング電源２０は、第２の電力変換回路２１および第２の直流電圧源２２を備えており、第１のスイッチング電源１０と第２のスイッチング電源２０は、互いに直列に接続されている。すなわち、第１のスイッチング電源の出力側端子が、第２のスイッチング電源の入力側端子に接続されており、第２のスイッチング電源の出力側端子は電流リプルキャンセル回路３０を介して傾斜磁場コイル２に接続されている。なお、本実施の形態に係る電源装置では、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０は直列に接続されているが、電流容量を確保するため、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０を、互いに並列に接続させた構成としてもよい。また、本実施の形態に係る電源装置では、スイッチング電源の数を２つとしているが、１つまたは３つ以上としてもよく、３つ以上の場合、スイッチング電源を並列接続と直列接続を組み合わせた構成としてもよい。

　電流リプルキャンセル回路３０は、直流リアクトル３１、第１のＤＣカットコンデンサ３２、交流リアクトル３３、第２のＤＣカットコンデンサ３４、一次巻線３５ａと二次巻線３５ｂとが逆結合されたトランス３５、および抵抗３６を備えており、傾斜磁場コイル２に生じる電流リプルを低減させるとともに、突入電流を抑制する機能を有する。直流リアクトル３１は、一端が第２のスイッチング電源２０の出力側端子に接続されており、他端が傾斜磁場コイル２の一端に接続されている。

　第１のＤＣカットコンデンサ３２、トランス３５の一次巻線３５ａ、および抵抗３６はこの順で直列に接続されており、以下の説明では、この直列回路を第１回路と称する場合がある。第１回路の第１のＤＣカットコンデンサ３２側の端部は、第２のスイッチング電源２０の出力側端子と直流リアクトル３１との接続点に接続されており、第１回路の抵抗３６側の端部は第１のスイッチング電源１０の入力側端子と傾斜磁場コイル２の他端に接続されている。なお、第１のＤＣカットコンデンサ３２、トランス３５の一次巻線３５ａ、および抵抗３６の接続順は上述したものに限定されるものではない。

　また、交流リアクトル３３、第２のＤＣカットコンデンサ３４、およびトランス３５の二次巻線３５ｂはこの順で直列に接続されており、以下の説明ではこの直列回路を第２回路と称する場合がある。第２回路の交流リアクトル３３側の端部は、直流リアクトル３１の他端と接続されており、第２回路のトランス３５側の端部は、第１のスイッチング電源１０の入力側端子および傾斜磁場コイル２の他端に接続されている。ここで、トランス３５の一次巻線３５ａと二次巻線３５ｂとのトランス比は１：Ｎに設定されている。なお、以下で、一次巻線３５ａと二次巻線３５ｂのトランス比が１：Ｎであることを、単にトランス比Ｎと称する場合がある。また、交流リアクトル３３、第２のＤＣカットコンデンサ３４、およびトランス３５の二次巻線３５ｂの接続順は上述したものに限定されるものではない。

　電流センサ４０は、傾斜磁場コイル２に流れる電流を計測するセンサであり、電流センサ４０の計測結果である計測電流４１は制御回路５０に入力される。

　制御回路５０は、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０を制御する制御回路であり、ハードウェアで実現しても、ソフトウェアで実現してもよい。ソフトウェアで実現する場合には、ＣＰＵとメモリを備えており、メモリに記憶されたプログラムをＣＰＵにおいて読み込み、処理する構成となる。制御回路５０は、電源装置１の外部から入力される電流指令値と計測電流４１とを比較演算し、傾斜磁場コイル２の電流が電流指令値に一致するように、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０へのゲート信号５１を生成し、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０を制御する。

　傾斜磁場コイル２は、大電流を流すことにより傾斜磁場コイル２の周囲に傾斜磁場を生成するためのコイルである。なお、ここでは本発明に係る電源装置をＭＲＩ装置に適用した場合について示すため、負荷として傾斜磁場コイルを用いた場合について説明しているが、負荷が傾斜磁場コイルに限定されるものではないことは言うまでもない。

　図２に、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０の詳細な構成について説明する。第１のスイッチング電源１０は、４つのスイッチング素子を有する第１の電力変換回路１１と、第１の電力変換回路１１に接続された第１の直流電圧源１２と、を備えている。第１の電力変換回路１１は、制御回路５０からのゲート信号５１に基づいて、各スイッチング素子をオンオフ制御することにより、所望の電圧を出力側端子から出力する。第１の電力変換回路１１は、第１～第４のスイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４が、フルブリッジ型に接続されている。すなわち、第１のスイッチング素子ＳＷ１１および第２のスイッチング素子ＳＷ１２、第３のスイッチング素子ＳＷ１３および第４のスイッチング素子ＳＷ１４がそれぞれ直列接続されており、これらの直列回路の両端同士が接続されている。また、第１の直流電圧源１２の両端は、第１のスイッチング素子ＳＷ１１および第２のスイッチング素子ＳＷ１２の直列回路と、第３のスイッチング素子ＳＷ１３および第４のスイッチング素子ＳＷ１４の直列回路との接続点にそれぞれ接続されている。第２のスイッチング電源２０は、第１のスイッチング電源１０と同様の構成をしており、第２の電力変換回路２１と第２の電力変換回路２１に接続された第２の直流電圧源２２とを有している。また、第２の電力変換回路２１は、第５～第８のスイッチング素子ＳＷ２１～ＳＷ２４が、フルブリッジ型に接続されており、第１の電力変換回路１１と同様の構成となっている。

　また、図１および図２に示すように、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０は、直列に接続されており、第１のスイッチング電源１０の出力側端子は、第２のスイッチング電源２０の入力側端子に接続される。また、第１のスイッチング電源１０の入力側端子および第２のスイッチング電源２０の出力側端子は、電流リプルキャンセル回路３０を介して傾斜磁場コイル２の両端にそれぞれ接続される。
　なお、図２に示す電力変換回路のスイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いた場合について記載しているが、どのようなスイッチング素子でもよく、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いた構成としてもよい。

　次に、本実施の形態に示す電源装置の動作について説明する。
　本実施の形態に示す電源装置では、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０から傾斜磁場コイル２に対して所望の電圧を出力することにより、傾斜磁場コイル２に大電流を流し、傾斜磁場コイル２の周囲に所望の傾斜磁場を発生させる。図３に、傾斜磁場コイル２に流す電流波形と第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０から出力する電流波形を示す。傾斜磁場コイル２に流す電流の波形は、方形波状のパルス電流を、第１および第２のスイッチング電源１０、２０により発生させるもので、電流立ち上がり期間ｔ０、電流フラット期間ｔ１、立ち下がり期間ｔ２により構成される。

　電流立ち上がり期間ｔ０においては、制御回路５０は、第１のスイッチング電源１０、および第２のスイッチング電源２０ともにオン動作を行い、傾斜磁場コイル２に高電圧をかけて電流の立ち上がり速度を早くする。すなわち、制御回路５０は、第１および第２のスイッチング電源の対角の位置にある第２のスイッチング素子ＳＷ１２と第３のスイッチング素子ＳＷ１３、および、第６のスイッチング素子ＳＷ２２と第７のスイッチング素子ＳＷ２３をオンに制御することに、出力電圧がＶ１＋Ｖ２となる。

　一方、電流フラット期間ｔ１において、制御回路５０は、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０うち、少なくとも一方を正負にＰＷＭ（Pulse Width Modulation)制御を行い、傾斜磁場コイル２に流す電流量および電流極性を制御する。本実施の形態では、第１のスイッチング電源１０をスルーに設定し、第２のスイッチング電源２０をＰＷＭ動作する場合について説明する。ここで、第１のスイッチング電源１０をスルーに設定するとは、各スイッチング素子をオンまたはオフに制御することにより、第１のスイッチング電源１０の入力端子から出力端子までの電流経路に第１の直流電圧源１２を含まないようにすることをいう。すなわち、第１のスイッチング電源１０をスルーに設定するとは、例えば、第２のスイッチング素子ＳＷ１２および第４のスイッチング素子ＳＷ１４をオンとし、第１のスイッチング素子ＳＷ１１および第３のスイッチング素子ＳＷ１３をオフとすることをさす。制御回路５０は、電流センサ４０により検出された電流値とあらかじめ定められた電流指令値とを比較演算し、電流センサ４０により検出された電流値が電流指令値と一致するよう各スイッチング素子のデューティ比（オン期間）を演算する。また、制御回路５０は、演算したデューティ比に基づいて、第２の電力変換回路２１の各スイッチング素子を制御するゲート信号５１を生成する。制御回路５０は、生成したゲート信号５１を、各スイッチング素子に送信することにより、各スイッチング素子をオンオフ制御することにより、所望の電流極性および電流量の電流が傾斜磁場コイル２に流れるよう制御する。一方、第２のスイッチング電源２０のスイッチング動作のオンオフ動作に起因して、傾斜磁場コイル２には、第２のスイッチング電源２０のスイッチング周波数に応じた電流リプルが生じることとなる。

　なお、図３に示す例では、第１のスイッチング電源１０をスルーに設定し、第２のスイッチング電源２０をＰＷＭ動作する場合について示したが、第２のスイッチング電源２０をスルーに設定し、第１のスイッチング電源１０をＰＷＭ動作させてもよい。また、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０の両方をＰＷＭ動作させてもよい。この場合、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０との間の位相をずらしてＰＷＭ動作させることにより、傾斜磁場コイル２に発生する電流リプルを低減させることができる。例えば、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０との間の位相を１８０度ずらしたインターリーブ駆動とすることにより、電流リプルを互いにキャンセルさせることができる。

　立ち下がり期間ｔ２においては、スイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０をオフにし、電流を立ち下げる。すなわち、制御回路５０は、第１の電力変換回路１１および第２の電力変換回路２１が有するすべてのスイッチング素子をオフに制御することにより、スイッチング電源より出力する電圧を０とする。これにより、傾斜磁場コイル２に流れる電流を急速に立ち下げることができる。

　電流立ち上がり期間ｔ０の動作についてさらに詳細に説明する。電流立ち上がり期間ｔ０において、電流の立ち上がり速度を早くするため、制御回路５０は、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０の両方をオンとする。これにより、傾斜磁場コイル２に第１および第２の直流電圧源１２、２２の合計した電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が印加されることとなる。そのため、第１のＤＣカットコンデンサ３２および第２のＤＣカットコンデンサ３４にコンデンサを充電する突入電流が流れることとなる。この突入電流を抑制しない場合、スイッチング電源やＤＣカットコンデンサに過大な電流が流れてしまい、発熱や故障の原因となる。本実施の形態に係る電源装置では、電流リプルキャンセル回路３０により、この突入電流を抑制することができる。すなわち、直流リアクトル３１と交流リアクトル３３のインダクタンスにより、スイッチング電源およびＤＣカットコンデンサへの突入電流を抑制することができる。

　また、電流フラット期間ｔ１において、傾斜磁場コイル２に平坦な電流を流すため第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０の少なくとも一方が、ＰＷＭ動作を行う。そのため、傾斜磁場コイル２には直流電流に電流リプルが重畳された電流が流れることとなるが、撮像精度の観点でこの傾斜磁場コイルの電流リプルを小さくすることが望まれる。

　図４に、第１のスイッチング電源１０、第２のスイッチング電源２０の動作とスイッチング電源に流れる電流について説明する。図４上段に示すように、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０は、対角のスイッチング素子（例えば、第２のスイッチング素子ＳＷ１２と第３のスイッチング素子ＳＷ１３）をオンとすることにより、正または負に電圧を出力し、その正負の出力の差から電流の向きと電流量を調整することができる。制御回路５０は、電源装置の外部から入力される電流指令値に基づいて、デューティ指令値（Ｄ指令値）を設定し、鋸波を用いたＰＷＭ用比較信号とデューティ指令値とを比較することにより、第２のスイッチング電源２０の各スイッチング素子のデューティ比Ｄを決定する。図４下段に示す例では、電流要求値が大きい場合には、電流要求値が小さい場合に比べてデューティ指令値を大きくすることにより、第２のスイッチング電源２０のデューティ比が大きくなり、傾斜磁場コイル２に対して大電流を供給することができる。一方で、図４下段に示すように、大きな電流を出力する場合には、小さな電流を出力する場合に比べ、生じる電流リプルが大きくなる。

　図５に、電流フラット期間ｔ１における電流リプルキャンセル回路３０の動作について説明する。図５に示す例では、第２のスイッチング電源２０の出力電圧が正の期間をI、負の期間をIIとし、直流リアクトル３１に流れる電流をＩＬ１、交流リアクトル３３に流れる電流をＩＬ２、トランス３５の一次巻線３５ａに流れる電流をＩＬ３とする。また、トランス３５の一次巻線３５ａと二次巻線３５ｂのトランス比を１：Ｎと設定されている。

　Iの期間では、第２のスイッチング電源２０が、正電圧を出力しているため、直流リアクトル３１には、直流リアクトル３１の両端電圧差に応じた正の傾きを持った電流リプルが重畳された直流電流が生じる。トランス３５の二次巻線３５ｂには、トランス３５により、トランス３５の一次巻線３５ａに印加される第２のスイッチング電源２０の電圧のＮ倍の電圧が印加されるため、交流リアクトル３３には交流リアクトル３３の両端電圧差に応じたゼロを中心とした負の傾きをもった電流が流れることとなる。トランス３５の一次巻線３５ａには、交流リアクトル３３のＮ倍のゼロを中心とした正の傾きをもった電流が流れる。直流リアクトル３１と交流リアクトル３３に流れる電流の傾きが正負逆であり、この電流振幅を合わせて足し込めば、負荷２に流れる電流リプルはキャンセルされることになる。一方、IIの期間では、第２のスイッチング電源２０が負電圧を出力しているため、Iの期間の正負の電流の向きが逆になることになる。

　上述の条件が傾斜磁場コイル２に印可される電圧をＶＬ、第２の直流電圧源２２の電圧をＶ２、直流リアクトル６ａのインダクタンスをＬ１、交流リアクトル３３のインダクタンスＬ２、トランス６ｅのトランス比を１：Ｎとし、第１のスイッチング電源１０がスルー、第２のスイッチング電源２０がＰＷＭ動作しているとすると、直流リアクトル３１の電流ＩＬ１の電流リプル成分は式（１）、交流リアクトル３３の電流ＩＬ２は式（２）で表わされる。
　ＩＬ１＝（Ｖ２－ＶＬ）/Ｌ１　　　　　（１）
　ＩＬ２＝（Ｎ×Ｖ２－ＶＬ）/Ｌ２　　　　（２）

　傾斜磁場コイル２に流れる電流リプルをキャンセルするためには、この式（１）、式（２）が等しくなるようリアクトルのインダクタンスとトランス比を設定すればよいことになる。すなわち、
　（Ｖ２－ＶＬ）/Ｌ１＝（Ｎ×Ｖ２－ＶＬ）/Ｌ２　　　　（３）
の関係式を満たすように直流リアクトル３１のインダクタンスＬ１、交流リアクトル３３のインダクタンスＬ２、トランス比Ｎを設定する。簡単には直流リアクトル３１のインダクタンスと交流リアクトル３３のインダクタンスを等しく、トランス比を１：１にすると条件が成立する。

　実施の形態１に示す電源装置は、以上のような構成および動作をすることにより、直列接続の関係にあるスイッチング電源と傾斜磁場コイルに対し、傾斜磁場コイルの入出力間に電流リプルキャンセル回路を設け、傾斜磁場コイルの電流リプルを低減することができる。また、電流リプルキャンセル回路に交流リアクトルおよび直流リアクトルを設けることにより、コンデンサへの突入電流を抑制することができる。

１　電源装置、２　傾斜磁場コイル、１０　第１のスイッチング電源、１１　第１の電力変換回路、１２　第１の直流電圧源、２０　第２のスイッチング電源、２１　第２の電力変換回路、２２　第２の直流電圧源、３０　電流リプルキャンセル回路、３１　直流リアクトル、３２　第１のＤＣカットコンデンサ、３３　交流リアクトル、３４　第２のＤＣカットコンデンサ、３５　トランス、３５ａ　一次巻線、３５ｂ　二次巻線、３６　抵抗、４０　電流センサ、５０　制御回路、５１　ゲート信号

Claims

　スイッチング素子および直流電圧源を有するスイッチング電源と、
　一端が前記スイッチング電源に、他端が負荷に接続され、前記負荷に流れる電流のリプルを低減する電流リプルキャンセル回路と、
　前記スイッチング素子を制御する制御回路と、
　を備え、
　前記電流リプルキャンセル回路は、
　一端が前記スイッチング電源の一端に接続され、他端が前記負荷の一端に接続された直流リアクトルと、
　直列に接続された第１のＤＣカットコンデンサ、およびトランスの一次巻線を有し、一端が前記直流リアクトルの一端に接続されるとともに、他端が前記負荷の他端および前記スイッチング電源の他端に接続された第１回路と、
　直列に接続された交流リアクトル、第２のＤＣカットコンデンサ、および前記一次巻線と逆結合された前記トランスの二次巻線を有し、一端が前記直流リアクトルの他端に接続されるとともに、他端が前記負荷の他端および前記スイッチング電源の他端に接続された第２回路と、
　を有すること、
　を特徴とする電源装置。
　前記負荷に流れる電流を検出する電流センサを備え、
　前記スイッチング電源は、
　第１の直流電圧源および第１の電力変換回路を有する第１のスイッチング電源と、
　第２の直流電圧源および第２の電力変換回路を有する第２のスイッチング電源と、
　が直列に接続されており、
　前記制御回路は、
　電流立ち上がり期間においては、前記第１のスイッチング電源および第２のスイッチング電源をオンに制御し、
　電流フラット期間においては、第１のスイッチング電源および第２のスイッチング電源の少なくとも一方を、前記電流センサにより検出された電流とあらかじめ定められた電流指令値とに基づいたＰＷＭ制御を行い、
　電流立ち下がり期間においては、前記第１のスイッチング電源および前記第２のスイッチング電源をオフに制御すること、
　を特徴とする請求項１記載の電源装置。
　前記制御回路は、
　前記電流フラット期間において、第１のスイッチング電源および第２のスイッチング電源の両方をＰＷＭ動作させ、前記第１のスイッチング電源の有するスイッチング素子と前記第２のスイッチング電源の有するスイッチング素子とを、１８０度位相をずらして動作させること、
　を特徴とする請求項２記載の電源装置。
　前記負荷に印可される電圧をＶＬ、前記直流電圧源の電圧をＶとした場合に、
　前記直流リアクトルのインダクタンスＬ１、前記交流リアクトルのインダクタンスＬ２、および、前記トランスの一次巻線と二次巻線とのトランス比Ｎは、
　（Ｖ－ＶＬ）／Ｌ１＝（Ｎ×Ｖ－ＶＬ）／Ｌ２
　の関係式を満たすこと、
　を特徴とする請求項１記載の電源装置。
　前記直流リアクトルのインダクタンスと交流リアクトルのインダクタンスが等しく、かつ、前記トランスの一次巻線と二次巻線とのトランス比Ｎが１であること、
　を特徴とする請求項４記載の電源装置。
　前記トランスの前記一次巻線と前記二次巻線のトランス比Ｎが１以上であること、
　を特徴とする請求項４記載の電源装置。
　請求項１～６のいずれか１項に記載の電源装置と、
　前記電源装置に接続され、電流が流れることにより傾斜磁場を生成する、前記負荷としての傾斜磁場コイルと、
　を備えたこと、
　を特徴とする磁気共鳴イメージング装置。