JP7103531B2 - 電源装置および磁気共鳴画像診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置およびそれを備えた磁気共鳴画像診断装置に関する。

磁気共鳴画像診断装置（ＭＲＩ装置）の傾斜磁場電源等の種々の機器に用いられる電源装置は、誘導性負荷に矩形波状の電流（以下、矩形波電流と呼ぶ。）を供給する。このような電源装置には、誘導性負荷に供給される電流（以下、負荷電流と呼ぶ。）が目標値に迅速に追従する高スルーレート性能、および負荷電流のリップル成分を小さく抑制する低リップル性能が要求される。

例えば、ＭＲＩ装置では、ＲＦ（RadioFrequency）コイルが発するパルス信号に被検体の水素原子が反応し、そのパルス信号が途切れると共鳴信号を発生する。共鳴信号は、水素原子が曝されている磁場強度により周波数が変わり、その磁場強度が強ければ周波数は高く磁場強度が弱ければ周波数は低くなる。したがって、特定位置から特定周波数の共鳴信号が出るように位置に対し勾配を持つ傾斜磁場を被検体に印加し、特定位置の共鳴信号を取り出す。傾斜磁場は、傾斜磁場電源装置が誘導性負荷である傾斜磁場コイルを励磁することで発生する。その結果、特定位置の共鳴信号を元に断層画像データが生成される。換言すれば、傾斜磁場はＭＲＩ装置の撮像位置を決める役目をもつ。

ＭＲＩ装置においては、撮像の高速化のために、短時間で傾斜磁場を生成する必要がある。そのためには、電源装置の高スルーレート性能が必要となる。また、傾斜磁場の変動を抑制するためには、傾斜磁場コイルに流れる電流のリップル成分を抑制する必要がある。そのためには、電源装置の低リップル性能が必要となる。

非特許文献１に記載の電源装置は、マルチレベル電力変換器と、容量性素子を備えるバイパス回路とが並列に接続された構成を有する。この電源装置においては、電力変換器から出力される電流のリップル成分が、バイパス回路の容量性素子にバイパスされることによって除去される。そのため、負荷電流のリップル成分を抑制することが可能である。

Juan A. Sabate et al."Magnetic Resonance Imaging Power: High-Performance MVA Gradient Drivers"IEEE，VOL. 4，NO. 1，March 2016

非特許文献１に記載の電源装置においては、負荷電流を変化させる際に、電力変換器からの出力電圧が一時的に高くなる。これにより、容量性素子に高電圧が印加されるので、容量性素子に高い耐電圧性能が求められる。これにより、容量性素子が大型化するとともに、容量性素子のコストが増大するといった問題がある。

本発明は、上記の問題点を解決するためになされたものであり、高スルーレート性能および低リップル性能を確保しつつ、容量性素子の小型化および低コスト化が可能な電源装置を得ることを目的とする。

本発明に係る電源装置は、誘導性負荷が接続される第１および第２の出力端子を有し、第１および第２の出力端子から誘導性負荷に絶対値が互いに異なる３レベル以上の電圧を選択的に出力可能に構成された電力出力部と、容量性素子および切替部を含み、誘導性負荷と並列に第１および第２の出力端子に接続されるバイパス部と、電力出力部を制御する出力制御部と、切替部を制御する切替制御部とを備え、容量性素子と切替部とは互いに直列に接続され、切替部は、容量性素子を第１および第２の出力端子に電気的に接続するオン状態と、容量性素子を第１および第２の出力端子から電気的に切り離すオフ状態とに切替可能に構成され、出力制御部は、第１の期間に誘導性負荷に供給される負荷電流が基準値から目標値に向かって変化し、第１の期間に続く第２の期間に負荷電流が目標値に維持され、第２の期間に続く第３の期間に負荷電流が目標値から基準値に向かって変化するように、電力出力部を制御し、切替制御部は、第１の期間における負荷電流の変化時に切替部がオフ状態に維持され、第３の期間における負荷電流の変化時に切替部がオフ状態に維持され、第２の期間の少なくとも一部において切替部がオン状態に維持されるように、切替部を制御する。

本発明に係る磁気共鳴画像診断装置は、上記電源装置と、静磁場を発生する静磁場コイルと、誘導性負荷として、電源装置から電力が供給されることにより傾斜磁場を発生する傾斜磁場コイルとを備え、傾斜磁場コイルから発生された傾斜磁場が静磁場コイルにより発生された静磁場に重畳されて被検体に印加される。

本発明に係る電源装置によれば、高スルーレート性能および低リップル性能を確保しつつ、容量性素子の小型化および低コスト化が可能となる。

本発明の実施の形態１に係る電源装置の構成を示す図である。 電力出力部の一構成例を示す図である。 電力出力部の他の構成例を示す図である。 単位変換器の回路構成例を示す図である。 実施の形態１に係る電源装置の基本動作について説明するためのタイミングチャートである。 比較例における作用について説明するためのタイミングチャートである。 出力電圧の低周波成分に着目した場合の比較例に係る電源装置および誘導性負荷の等価回路を示す図である。 出力電圧の高周波成分に着目した場合の比較例に係る電源装置および誘導性負荷の等価回路を示す図である。 実施の形態１に係る電源装置における作用について説明するためのタイミングチャートである。 電流指令、負荷電流、切替信号および切替部の状態の変化を示すタイミングチャートである。 制御部の少なくとも一部の機能がソフトウェアで実現される例を示す図である。 本発明の実施の形態２に係るＭＲＩ装置の構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態に係る電源装置について図面を参照しながら説明する。以下の図面および説明において、同一または同様の構成要素を示す場合には同一の符号を付すものとする。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電源装置の構成を示す図である。図１に示すように、実施の形態１に係る電源装置１００は、電力出力部１、バイパス部２、制御部５および電流検出部６を備える。

電力出力部１は、一対の出力端子１Ａ，１Ｂを有し、この出力端子１Ａ，１Ｂから絶対値が互いに異なる３レベル以上の電圧を選択的に出力可能に構成される。出力端子１Ａ，１Ｂは、請求項における第１および第２の出力端子に該当する。例えば、電力出力部１は、－２Ｖ_１、－Ｖ_１、０、Ｖ_１および２Ｖ_１の５レベルの電圧を選択的に出力可能に構成される。ここで、Ｖ_１は、０より大きい正の電圧である。この場合、０、Ｖ_１および２Ｖ_１は絶対値が互いに異なるので、電力出力部１は、絶対値が互いに異なる３レベル以上の電圧を選択的に出力することができる。電力出力部１の具体的な構成については後述する。

電力出力部１の一対の出力端子１Ａ，１Ｂに、誘導性負荷２０の一対の端子がそれぞれ電気的に接続される。誘導性負荷２０は、例えば、磁気共鳴画像診断装置（ＭＲＩ装置）において傾斜磁場を生成する傾斜磁場コイルである。

バイパス部２は、互いに直列に接続された容量性素子２１および切替部４を含む。容量性素子２１としてはコンデンサが用いられる。バイパス部２は、誘導性負荷２０と並列に電力出力部１の一対の出力端子１Ａ，１Ｂに接続される。

切替部４は、容量性素子２１を電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂに電気的に接続するオン状態と、容量性素子２１を出力端子１Ａ，１Ｂから電気的に切り離すオフ状態とに切替可能に構成される。切替部４は、例えば、双方向の遮断性能を有する自己消弧型の半導体スイッチング素子、または機械的スイッチからなる。切替部４が半導体スイッチング素子からなる場合、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の自己消弧形バイポーラ素子またはＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等の自己消弧形ユニポーラ素子が逆直列接続されることにより切替部４が構成される。また、切替部４が半導体スイッチング素子からなる場合、オン状態とは、ゲート信号の論理がオンであることを意味し、半導体スイッチング素子が低抵抗となる飽和領域で動作する場合だけでなく、半導体スイッチング素子が非飽和領域でダンピング抵抗として動作する場合も含む。

制御部５は、出力制御部５１および切替制御部５２を含む。出力制御部５１および切替制御部５２には、外部装置から電流指令Ｉｏｕｔ＊が与えられる。電流指令Ｉｏｕｔ＊は、誘導性負荷２０に供給されるべき電流の大きさを示す。電流検出部６は、誘導性負荷２０に供給される電流（以下、負荷電流と呼ぶ。）を検出し、その検出結果を出力制御部５１および切替制御部５２に与える。

出力制御部５１は、外部装置から与えられる電流指令Ｉｏｕｔ＊および電流検出部６により検出された負荷電流に基づいて、負荷電流が電流指令Ｉｏｕｔ＊に追従するように、電力出力部１を制御する。切替制御部５２は、外部装置から与えられる電流指令Ｉｏｕｔ＊に基づいて、切替部４に切替信号ＳＳを与えることにより、切替部４を制御する。

図２は、電力出力部１の一構成例を示す図である。図２に示す電力出力部１は、互いに直列に接続された単位変換器１０Ａ，１０Ｂを含む。単位変換器１０Ａ，１０Ｂの各々は、一対の入出力端子１０１，１０２を含む。単位変換器１０Ａの入出力端子１０１は出力端子１Ａに接続され、単位変換器１０Ａの入出力端子１０２は単位変換器１０Ｂの入出力端子１０１に接続され、単位変換器１０Ｂの入出力端子１０２は出力端子１Ｂに接続される。

図３は、電力出力部１の他の構成例を示す図である。図３に示す電力出力部１は、互いに並列に接続された単位変換器１０Ｃ，１０Ｄを含む。図２の単位変換器１０Ａ，１０Ｂと同様に、単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの各々は、一対の入出力端子１０１，１０２を含む。単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの入出力端子１０１は、横流を抑制するためのリアクトルＬ１，Ｌ２を介して出力端子１Ａにそれぞれ接続される。単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの各々の入出力端子１０２は出力端子１Ｂに接続される。なお、リアクトルＬ１の代わりに、またはリアクトルＬ１に加えて、単位変換器１０Ｃの入出力端子１０２と出力端子１Ｂとの間に他のリアクトルが接続されてもよい。また、リアクトルＬ２の代わりに、またはリアクトルＬ２に加えて、単位変換器１０Ｄの入出力端子１０２と出力端子１Ｂとの間に他のリアクトルが接続されてもよい。

以下、単位変換器１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄを総称して単位変換器１０という。図４は、単位変換器１０の回路構成例を示す図である。図４に示す単位変換器１０は、いわゆるフルブリッジ回路であり、半導体スイッチング素子１１１，１１２，１１３，１１４と、直流電圧部としての直流コンデンサ１２とを含む。図４の例では、半導体スイッチング素子１１１～１１４の各々として、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴが用いられるが、ＭＯＳＦＥＴまたはサイリスタ等の他の半導体スイッチング素子が用いられてもよい。また、直流電圧部として、直流コンデンサ１２の代わりに、蓄電池が用いられてもよい。あるいは、外部電源から電力供給を受ける受電部が直流電圧部として設けられてもよい。

半導体スイッチング素子１１１，１１２は互いに直列に接続され、半導体スイッチング素子１１３，１１４は互いに直列に接続される。半導体スイッチング素子１１１，１１２からなる直列体と、半導体スイッチング素子１１３，１１４からなる直列体と、直流コンデンサ１２とが互いに並列に接続される。直流コンデンサ１２は、図示しない外部電源から電力が供給されることにより充電される。半導体スイッチング素子１１１と半導体スイッチング素子１１２との接続点が入出力端子１０１に接続され、半導体スイッチング素子１１３と半導体スイッチング素子１１４との接続点が入出力端子１０２に接続される。

図１の出力制御部５１は、電流指令Ｉｏｕｔ＊に基づいて、図４の半導体スイッチング素子１１１～１１４のオンオフを制御する。これにより、単位変換器１０は、負電圧、零電圧および正電圧を含む３レベルの電圧を選択的に入出力端子１０１，１０２から出力することができる。具体的には、直流コンデンサ１２の端子間電圧がＶ_１である場合、－Ｖ_１、０およびＶ_１の電圧を選択的に入出力端子１０１，１０２から出力することができる。

図２の単位変換器１０Ａ，１０Ｂの各々が図４に示す構成を有する場合、電力出力部１は、単位変換器１０Ａ，１０Ｂの各々の出力電圧を切り替えることにより、絶対値が互いに異なる３レベル以上の電圧を選択的に出力することが可能となる。例えば、単位変換器１０Ａ，１０Ｂの各々の直流コンデンサ１２の端子間電圧がＶ_１である場合、電力出力部１は、－２Ｖ_１、－Ｖ_１、０、Ｖ_１、２Ｖ_１の５レベルの電圧を選択に出力することが可能となる。

また、図３の単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの各々が図４に示す構成を有する場合、単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの各々の出力電圧を切り替えることにより、電力出力部１は、絶対値が互いに異なる３レベル以上の電圧を選択的に出力することが可能となる。この場合、電力出力部１の出力電圧は、単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの各々の出力電圧、ならびに図３のリアクトルＬ１，Ｌ２による電圧降下に依存して定まる。

単位変換器１０として、図４に示すフルブリッジ回路に代えて、ハーフブリッジ回路が用いられてもよい。ハーフブリッジ回路は、一対の半導体スイッチング素子が直列に接続され、その一方の半導体スイッチング素子と並列に直流電圧部が接続された構成を有する。ハーフブリッジ回路は零電圧および正電圧を含む２レベルの電圧を出力することができる。単位変換器１０としてハーフブリッジ回路を用いる場合には、電力出力部１が負電圧、零電圧および正電圧を選択的に出力することができるように、一方の単位変換器１０の出力電圧と他方の単位変換器１０の出力電圧の正負が互いに逆になるように２つの単位変換器１０が接続されることが好ましい。

電力出力部１の構成は、上記の例に限定されない。例えば、電力出力部１が、互いに直列または並列に接続された３つ以上の単位変換器１０を含んでもよい。また、電力出力部１は、絶対値が互いに異なる３レベル以上の電圧を選択的に出力可能であれば、６レベル以上または４レベル以下の電圧を選択的に出力可能に構成されてもよい。また、電力出力部１は、互いに異なる構成を有する複数の単位変換器１０を含んでもよい。また、各単位変換器１０は、ブリッジ回路に限らず、ダイオードクランプ回路等の他の構成であってもよい。あるいは、電力出力部１が、ダイオードクランプ方式、フライングキャパシタ方式、複数の単位変換器１０をカスケード接続したカスケードHブリッジ方式、容量が異なる複数の単位変換器１０を多重直列接続した階調方式等の種々の方式で構成されてもよい。

次に、電源装置１００の基本動作について説明する。ここでは、電源装置１００から誘導性負荷２０に１つの矩形波電流が供給される場合を説明する。矩形波電流とは、パルス状または台形状に上昇、維持および下降する電流をいう。本実施の形態では、負荷電流が、第１の期間に基準値から目標値に向かって上昇し、第１の期間に続く第２の期間に目標値に維持され、第２の期間に続く第３の期間に目標値から基準値に向かって下降する。この場合、第１の期間の開始時点で負荷電流が基準値から変化を開始し、第１の期間の終了時点（第２の期間の開始時点）で負荷電流が目標値に達する。また、第３の期間の開始時点（第２の期間の終了時点）で負荷電流が目標値から変化を開始し、第３の期間の終了時点で負荷電流が基準値に達する。なお、負荷電流が目標値に維持されるとは、負荷電流が目標値と一致するように完全に一定に維持される場合に限定されず、同等の効果が得られる範囲で負荷電流が目標値から僅かにずれるように微小に変動する場合も含む。

図５は、電源装置１００の基本動作について説明するためのタイミングチャートである。図５には、電流指令Ｉｏｕｔ＊、負荷電流Ｉｌｏａｄ、電力出力部１からの出力電圧Ｖｏｕｔ、および切替部４の状態の変化が示される。切替部４の状態として、ローレベルがオフ状態を表し、ハイレベルがオン状態を表す。また、横軸は時間軸である。後述の図６、図９および図１０においても、切替部４の状態および時間軸を同様に示す。

図５の例では、時点ｔ１から時点ｔ２までの期間が第１の期間に相当し、時点ｔ２から時点ｔ３までの期間が第２の期間に相当し、時点ｔ３から時点ｔ４までの期間が第３の期間に相当する。また、電力出力部１は、出力電圧Ｖｏｕｔとして、－２Ｖ_１、０、Ｖ_１および２Ｖ_１を選択的に出力可能とする。また、負荷電流の基準値は０であり、負荷電流の目標値はＩ１である。

図５に示すように、時点ｔ０において、電流指令Ｉｏｕｔ＊は０である。この場合、負荷電流Ｉｌｏａｄ、出力電圧Ｖｏｕｔがそれぞれ０である。また、切替部４はオフ状態である。

時点ｔ１において、電流指令Ｉｏｕｔ＊が０からＩ１に変化する。これに応答して、出力制御部５１は、出力電圧Ｖｏｕｔが０から２Ｖ_１に変化するように電力出力部１を制御する。２Ｖ_１は、請求項における第１の値に該当する。これにより、誘導性負荷２０が励磁され、負荷電流Ｉｌｏａｄが０から増加する。負荷電流Ｉｌｏａｄの変化率（傾き）は、出力電圧Ｖｏｕｔと誘導性負荷２０のインダクタンスとから定まる。時点ｔ２において、負荷電流Ｉｌｏａｄが目標値であるＩ１に達する。

時点ｔ２で負荷電流ＩｌｏａｄがＩ１に達すると、出力制御部５１は、負荷電流ＩｌｏａｄがＩ１に維持されるように電力出力部１を制御する。具体的には、出力電圧Ｖｏｕｔが０に維持されると、回路内の抵抗成分等による電圧降下によって負荷電流Ｉｌｏａｄが徐々に低下する。そこで、電力出力部１は、出力電圧Ｖｏｕｔで電圧降下による負荷電流Ｉｌｏａｄの低下分を補填する。このとき、電力出力部１は、高速スイッチングを行うことで、負荷電流Ｉｌｏａｄを高速に制御する。図５の例では、電力出力部１の出力電圧Ｖｏｕｔが０とＶ_１とに短周期で変化される。０は、請求項における第３の値に該当し、Ｖ_１は、請求項における第４の値に該当する。なお、図５においては、第２の期間における出力電圧Ｖｏｕｔの変化が簡略的に示されており、第２の期間における出力電圧Ｖｏｕｔの変化の周期が第１および第２の期間の各々の長さとほぼ同じであるが、実際には、第２の期間における出力電圧Ｖｏｕｔの変化の周期は、第１および第２の期間の各々の長さよりも大幅に小さい。

時点ｔ３において、電流指令Ｉｏｕｔ＊がＩ１から０に変化する。これに応答して、出力制御部５１は、出力電圧Ｖｏｕｔが－２Ｖ_１に変化するように、電力出力部１を制御する。－２Ｖ_１は、請求項における第２の値に該当する。これにより、誘導性負荷２０が消磁されるので、負荷電流ＩｌｏａｄがＩ１から減少し、時点ｔ４において負荷電流Ｉｌｏａｄが０となる。

時点ｔ４で負荷電流Ｉｌｏａｄが０となると、電力出力部１の出力電圧Ｖｏｕｔが－２Ｖ_１から０に変化される。それにより、負荷電流Ｉｌｏａｄが０に維持される。

このようにして、出力制御部５１は、第１の期間に負荷電流Ｉｌｏａｄが０からＩ１に向かって変化し、第２の期間に負荷電流ＩｌｏａｄがＩ１に維持され、第３の期間に負荷電流ＩｌｏａｄがＩ１から０に向かって変化するように、電力出力部１を制御する。

第１の期間には、出力電圧Ｖｏｕｔの実効値が大きいほど、誘導性負荷２０が励磁される時間が短くなり、負荷電流Ｉｌｏａｄを０からＩ１に迅速に変化させることが可能となる。同様に、第３の期間には、出力電圧Ｖｏｕｔの実効値が大きいほど、誘導性負荷２０が消磁される時間が短くなり、負荷電流ＩｌｏａｄをＩ１から０に迅速に変化させることができる。すなわち、第１および第３の期間には、出力電圧Ｖｏｕｔの実効値が大きいほど、電源装置１００の高スルーレート性能が得られる。なお、高スルーレート性能とは、上記のように、負荷電流が目標値に迅速に追従させる性能をいう。一方、第２の期間には、負荷電流Ｉｌｏａｄを変化させる必要がないので、出力電圧Ｖｏｕｔの実効値を必要以上に高める必要がない。

そこで、本実施の形態では、出力制御部５１が、第１および第３の期間における電力出力部１の出力電圧Ｖｏｕｔの実効値が第２の期間における出力電圧Ｖｏｕｔの実効値よりも大きくなるように、電力出力部１を制御する。具体的には、出力制御部５１は、第１の期間において出力電圧Ｖｏｕｔが２Ｖ_１に維持され、第３の期間において出力電圧Ｖｏｕｔが－２Ｖ_１に維持され、第２の期間において出力電圧Ｖｏｕｔが０とＶ_１と間で周期的に変化するように、電力出力部１を制御する。なお、本例では、第１の期間における出力電圧Ｖｏｕｔの絶対値と第３の期間における出力電圧Ｖｏｕｔの絶対値とが互いに等しいが、これらが異なっていてもよい。

切替制御部５２は、第１および第３の期間に切替部４がオフ状態に維持され、第２の期間に切替部４がオン状態に維持されるように、切替部４を制御する。具体的には、切替制御部５２は、時点ｔ２において、切替部４をオフ状態からオン状態に切り替え、時点ｔ３において、切替部４をオン状態からオフ状態に切り替える。これにより、第１および第３の期間において、容量性素子２１が電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂから電気的に切り離され、第２の期間において、容量性素子２１が電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂに電気的に接続される。

第２の期間には、電力出力部１からの出力電流に、出力電圧Ｖｏｕｔの周波数と同じ周波数のリップル成分が重畳される。この場合、容量性素子２１が電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂに電気的に接続されているので、電力出力部１からの出力電流に含まれるリップル成分は、容量性素子２１にバイパスされることによって除去される。それにより、負荷電流Ｉｌｏａｄは、リップル成分が含まれないほぼ一定の値に維持される。その結果、電源装置１００の低リップル性能が得られる。なお、低リップル性能とは、上記のように、負荷電流のリップル成分を小さく抑制する性能をいう。

切替制御部５２は、例えば、電流検出部６による検出される負荷電流Ｉｌｏａｄの変化に基づいて、切替部４をオン状態とオフ状態とに切り替える。具体的には、時点ｔ２で負荷電流Ｉｌｏａｄが目標値であるＩ１に達すると、切替制御部５２は、切替部４をオフ状態からオン状態に切り替える。また、時点ｔ３で負荷電流ＩｌｏａｄがＩ１から減少し始めると、切替制御部５２は、切替部４をオン状態からオフ状態に切り替える。これにより、負荷電流Ｉｌｏａｄの変化に応じた適切なタイミングで切替部４をオン状態とオフ状態とに切り替えることができる。

切替制御部５２は、出力電圧Ｖｏｕｔの変化に基づいて、切替部４をオン状態とオフ状態とに切り替えてもよい。この場合、出力制御部５１が、出力電圧Ｖｏｕｔの変化を表す電圧情報を切替制御部５２に与える。切替制御部５２は、出力制御部５１からの電圧情報に基づいて、切替部４をオン状態とオフ状態とに切り替える。具体的には、時点ｔ２で出力電圧Ｖｏｕｔが２Ｖ_１から０に変化すると、切替制御部５２は、切替部４をオフ状態からオン状態に切り替える。また、時点ｔ３で出力電圧Ｖｏｕｔが０から－２Ｖ_１に変化すると、切替制御部５２は、切替部４をオン状態からオフ状態に切り替える。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔの変化に応じた適切なタイミングで切替部４をオン状態とオフ状態とに切り替えることができる。

電源装置１００が、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧検出部を有してもよい。この場合、切替制御部５２は、出力制御部５１からの電圧情報の代わりに、電圧検出部による出力電圧Ｖｏｕｔの検出結果に基づいて、切替部４をオン状態とオフ状態とに切り替えることができる。

また、切替制御部５２は、電流指令Ｉｏｕｔ＊と、負荷電流Ｉｌｏａｄの変化時間を表す変化時間情報とに基づいて、切替部４の状態を切り替えてもよい。具体的には、変化時間情報は、電流指令Ｉｏｕｔ＊がＩ１に変化した時点から負荷電流Ｉｌｏａｄが目標値であるＩ１に達する時点までの時間を示す。

上記のように、負荷電流Ｉｌｏａｄの変化率は、出力電圧Ｖｏｕｔと誘導性負荷２０のインダクタンスとから定まる。そのため、第１の期間における出力電圧Ｖｏｕｔおよび誘導性負荷２０のインダクタンスが既知であれば、電流指令Ｉｏｕｔ＊がＩ１に変化してから負荷電流Ｉｌｏａｄが目標値であるＩ１に達するまでの時間を変化時間情報として算出することができる。変化時間情報は、事前に算出されて記憶されていてもよく、リアルタイムで算出されてもよい。切替制御部５２は、時点ｔ１で電流指令Ｉｏｕｔ＊がＩ１に変化すると、変化時間情報に基づいて、負荷電流ＩｌｏａｄがＩ１に達する時点ｔ２を予測し、その予測に基づいて、時点ｔ２で切替部４をオフ状態からオン状態に切り替える。一方、時点ｔ３においては、切替制御部５２は、電流指令Ｉｏｕｔ＊が０に変化すると、切替部４をオン状態からオフ状態に切り替える。これにより、電流および電圧を検出することなく、適切なタイミングで切替部４をオン状態とオフ状態とに切り替えることができる。

ただし、後述のように、切替制御部５２が切替部４の切替を制御する時点（切替信号ＳＳが変化する時点）と、実際に切替部４の状態が切り替わる時点との間には、ずれが生じ得る。したがって、そのようなずれを考慮して、切替制御部５２が切替部４を制御することが好ましい。あるいは、出力制御部５１が、切替部４の状態を監視し、切替部４が実際に切り替わったか否かに基づいて、負荷電流Ｉｌｏａｄおよび出力電圧Ｖｏｕｔを制御してもよい。なお、図５の例では、電流指令Ｉｏｕｔ＊がパルス状に変化し、負荷電流Ｉｌｏａｄが台形状に変化するが、電流指令Ｉｏｕｔ＊が負荷電流Ｉｌｏａｄと同様に台形状に変化してもよい。

本実施の形態では、第１および第３の期間に切替部４がオフ状態に維持され、第２の期間に切替部４がオン状態に維持される。それにより、容量性素子２１の小型化および低コスト化が可能となる。以下、その理由について、容量性素子２１が電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂに常時接続される場合を比較例として説明する。

比較例に係る電源装置は、切替部４が設けられずに容量性素子２１が電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂに常時接続される点を除いて、上記図１の電源装置１００と同じ構成を有する。

図６は、比較例における作用について説明するためのタイミングチャートある。図６には、電流指令Ｉｏｕｔ＊、負荷電流Ｉｌｏａｄ、出力電圧Ｖｏｕｔ、バイパス部２の容量性素子２１に印加される電圧（以下、容量性素子電圧と呼ぶ。）Ｖｃａｐ、およびバイパス部２の容量性素子２１に流れる電流（以下、容量性素子電流と呼ぶ。）Ｉｃａｐが示される。図６の例における電流指令Ｉｏｕｔ＊、負荷電流Ｉｌｏａｄおよび出力電圧Ｖｏｕｔの変化は、図５の例における電流指令Ｉｏｕｔ＊、負荷電流Ｉｌｏａｄおよび出力電圧Ｖｏｕｔの変化と同じである。

容量性素子２１が電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂに常時接続されていると、図６に示すように、第１～第３の期間の各々において、電力出力部１の出力電圧Ｖｏｕｔが、容量性素子２１に印加される。

上記のように、第１の期間において、負荷電流Ｉｌｏａｄを０からＩ１に迅速に変化させるためには、出力電圧Ｖｏｕｔの実効値が大きく設定されることが望ましい。同様に、第３の期間には、負荷電流ＩｌｏａｄをＩ１から０に迅速に変化させるためには、出力電圧Ｖｏｕｔの実効値が大きく設定されることが望ましい。しかしながら、出力電圧Ｖｏｕｔの実効値を大きくするためには、出力電圧Ｖｏｕｔの絶対値を大きくする必要があり、容量性素子２１の印加電圧が高くなる。そのため、容量性素子２１には、このような高電圧に耐え得る耐電圧性能が必要となる。

また、第１の期間の開始時および終了時、ならびに第３の期間の開始時および終了時には、容量性素子電圧Ｖｃａｐの実効値が急変することにより、図６に示すように、容量性素子２１に瞬間的に大きな電流が流れる。そのため、容量性素子２１には、このような大電流に耐え得る耐電流性能が必要となる。

さらに、上記のように、第１および第３の期間には、電力出力部１の出力電圧Ｖｏｕｔが一定に維持される。一方、第２の期間には、出力電圧Ｖｏｕｔが短周期で変化する。これにより、第１および第３の期間の出力電圧Ｖｏｕｔで支配的となる周波数は、第２の期間の出力電圧Ｖｏｕｔにおいて支配的となる周波数よりも低い。以下、第１および第３の期間の出力電圧Ｖｏｕｔにおいて支配的となる周波数成分を低周波数成分と呼び、第２の期間の出力電圧Ｖｏｕｔで支配的となる周波数成分を高周波成分と呼ぶ。高周波成分の周波数は、例えば、第２の期間におけるリップル成分の周波数と同じまたはそれよりも高い。

図７は、出力電圧Ｖｏｕｔの低周波成分に着目した場合の比較例に係る電源装置および誘導性負荷２０の等価回路を示す図である。図８は、出力電圧Ｖｏｕｔの高周波成分に着目した場合の比較例に係る電源装置および誘導性負荷２０の等価回路を示す図である。ここでは、電力出力部１が図３に示す構成を有する場合を例に説明する。

一般的に、誘導成分については、印加される電圧の周波数が低いほどインピーダンスが低く、容量成分については、印加される電圧の周波数が低いほどインピーダンスが高い。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔの低周波成分に着目すると、誘導性負荷２０のインピーダンスに比べて容量性素子２１のインピーダンスが十分に高い。この場合、容量性素子２１を介して流れる電流を０とみなすことができる。したがって、図７に示すように、等価回路として、電力出力部１と誘導性負荷２０との直列回路が形成される。この場合、単位変換器１０Ｃの出力電圧は、リアクトルＬ１と誘導性負荷２０とに分圧され、単位変換器１０Ｄの出力電圧は、リアクトルＬ２と誘導性負荷２０とに分圧される。

実用上、誘導性負荷２０のインピーダンスはリアクトルＬ１，Ｌ２のインピーダンスよりも十分に大きい。そのため、単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの出力電圧の大部分が、誘導性負荷２０に印加される。容量性素子２１は、誘導性負荷２０と並列に接続されているので、容量性素子２１には、誘導性負荷２０と同じく、単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの出力電圧の大部分が印加される。

一方、出力電圧Ｖｏｕｔの高周波成分に着目すると、容量性素子２１のインピーダンスに比べて誘導性負荷２０のインピーダンスが十分に高い。この場合、誘導性負荷２０に流れる電流を０とみなすことができる。したがって、図８に示すように、等価回路として、電力出力部１と容量性素子２１との直列回路が形成される。この場合、単位変換器１０Ｃの出力電圧は、リアクトルＬ１と容量性素子２１とに分圧され、単位変換器１０Ｄの出力電圧は、リアクトルＬ１と容量性素子２１とに分圧される。

単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの出力電圧の周波数が高いほど、リアクトルＬ１，Ｌ２のインピーダンスは大きい。そのため、単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの高周波成分に着目すると、リアクトルＬ１，Ｌ２のインピーダンスが容量性素子２１のインピーダンスに比べて十分に大きい。その結果、単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの出力電圧の大部分がリアクトルＬ１，Ｌ２に印加される。なお、出力電圧Ｖｏｕｔの周波数成分は、単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの出力電圧の周波数成分を含むので、出力電圧Ｖｏｕｔにおける周波数成分は、単位変換器１０Ｃ，１０Ｄの出力電圧における周波数成分に依存する。

したがって、出力電圧Ｖｏｕｔにおいて低周波成分が支配的となる第１および第３の期間には、出力電圧Ｖｏｕｔにおいて高周波成分が支配的となる第２の期間に比べて、容量性素子２１に印加される電圧が高くなる傾向がある。

その結果、比較例では、第１および第３の期間における高電圧および大電流に耐え得るように、容量性素子２１の耐電圧性能および耐電流性能を高める必要があり、容量性素子２１が大型化および高コスト化する。

それに対し、本実施の形態では、容量性素子２１の小型化および低コスト化が可能となる。図９は、本実施の形態に係る電源装置１００における作用について説明するためのタイミングチャートである。図９には、電流指令Ｉｏｕｔ＊、負荷電流Ｉｌｏａｄ、出力電圧Ｖｏｕｔ、容量性素子電圧Ｖｃａｐ、容量性素子電流Ｉｃａｐおよび切替部４の状態の変化が示される。

図９に示すように、本実施の形態では、第１および第３の期間に、切替部４がオフ状態に維持されることによって容量性素子２１が電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂから電気的に切り離される。この場合、出力電圧Ｖｏｕｔが切替部４の容量成分と容量性素子２１とに分圧されるが、切替部４の容量値は容量性素子２１の容量値に比べて極めて小さいため、容量性素子電圧Ｖｃａｐはほぼ０に維持される。

これにより、第１および第３の期間において、容量性素子２１に高電圧が印加することがなく、かつ出力電圧Ｖｏｕｔの低周波成分が容量性素子２１に印加されることも防止される。また、第１の期間の開始時および終了時、ならびに第３の期間の開始時および終了時に、容量性素子電圧Ｖｃａｐの実効値が急変することがないので、容量性素子２１に瞬間的に大きな電流が流れることもない。これにより、容量性素子２１の耐電圧性能および耐電流性能を必要以上に高めることなく、出力電圧Ｖｏｕｔの実効値を高めることができる。出力電圧Ｖｏｕｔの実効値を高めることにより、高スルーレート性能が得られる。

一方、第２の期間には、切替部４がオン状態に維持されるので、容量性素子２１が電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂに電気的に接続され、負荷電流Ｉｌｏａｄのリップル成分が低減される。これにより、低リップル性能が得られる。

なお、第２の期間には、電力出力部１の出力電圧Ｖｏｕｔが容量性素子２１に印加されるが、上記のように、第２の期間における出力電圧Ｖｏｕｔの実効値は、第１および第３の期間における実効値よりも低いので、容量性素子２１への印加電圧は抑制される。

以上説明したように、実施の形態１では、電力出力部１が絶対値が異なる３レベル以上の電圧を選択的に出力可能に構成されるので、第１および第３の期間における出力電圧Ｖｏｕｔと第２の期間における出力電圧Ｖｏｕｔとを異なる値に設定することができる。この場合、第１および第３の期間で切替部４がオフ状態に維持されることにより、容量性素子２１が電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂから電気的に切り離される。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔの絶対値を比較的大きく設定し、出力電圧Ｖｏｕｔの実効値を大きくすることで、容量性素子２１に高電圧および大電流を生じさせることなく、負荷電流Ｉｌｏａｄを迅速に目標値に変化させることができる。また、第２の期間で切替部４がオン状態に維持されることにより、容量性素子２１が電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂに電気的に接続される。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔの絶対値を比較的小さく設定し、出力電圧Ｖｏｕｔの実効値を小さくすることで、容量性素子２１への印加電圧を抑制しつつ、容量性素子２１により負荷電流Ｉｌｏａｄのリップル成分を低減することができる。これにより、容量性素子２１の耐電圧性能および耐電流性能を必要以上に高めることなく、高スルーレート性能および低リップル性能を確保することができる。それにより、高スルーレート性能および低リップル性能を確保しつつ、容量性素子２１の小型化および低コスト化が可能となる。また、容量性素子２１の小型化および低コスト化により、電源装置１００の小型化および低コスト化も可能となる。

なお、上記の例では、第２の期間の全体で切替部４がオン状態に維持されるが、第２の期間において一時的に切替部４がオフ状態に切り替えられてもよい。低リップル性能を確保するためには、第２の期間の少なくとも一部で切替部４がオン状態に維持される必要があるが、短時間だけ切替部４がオフ状態に切り替えられても、低リップル性能を確保することは可能である。

また、上記の例では、第１および第３の期間の全体で切替部４がオフ状態に維持されるが、第１および第３の期間が、負荷電流Ｉｌｏａｄが変化しない期間を含む場合には、負荷電流Ｉｌｏａｄが変化する期間のみ、切替部４がオフ状態に維持されてもよい。例えば、第１および第３の期間において、負荷電流Ｉｌｏａｄが段階的に（ステップ状に）に変化される場合には、負荷電流Ｉｌｏａｄの変化時にのみ切替部４がオフ状態に維持され、負荷電流Ｉｌｏａｄが維持される期間には切替部４がオン状態に維持されてもよい。この場合、負荷電流Ｉｌｏａｄの変化時に切替部４がオフ状態に維持されることにより、容量性素子２１に高電圧が印加されること、および容量性素子２１を介して大電流が流れることが防止される。

次に、図１の切替制御部５２から出力される切替信号ＳＳと切替部４との関係について説明する。図１０は、電流指令Ｉｏｕｔ＊、負荷電流Ｉｌｏａｄ、切替信号ＳＳおよび切替部４の状態の変化を示すタイミングチャートである。

図１０の例では、切替信号ＳＳがローレベルである場合、切替部４がオフ状態に制御され、切替信号ＳＳがハイレベルである場合、切替部４がオン状態に制御される。それにより、切替信号ＳＳがローレベルからハイレベルに変化することに応答して、切替部４がオフ状態からオン状態に切り替えられ、切替信号ＳＳがハイレベルからローレベルに変化することに応答して、切替部４がオン状態からオフ状態に切り替えられる。なお、切替信号ＳＳのハイレベルは、請求項における切替信号の第１の状態に該当し、切替信号ＳＳのローレベルは、請求項における切替信号の第２の状態に該当する。

ここで、切替信号ＳＳが変化してから実際に切替部４の状態が切り替わるまでの間には、切替部４の特性に依存した遅れ時間Ｔｍが生じる。そこで、切替制御部５２は、第２の期間の開始時点ｔ２で、切替部４がオフ状態からオン状態に切り替わるように、第２の期間の開始時点ｔ２よりも前の時点で切替信号ＳＳをローレベルからハイレベルに変化させてもよい。また、切替制御部５２は、第２の期間の終了時点ｔ３で、切替部４がオン状態からオフ状態に切り替わるように、第２の期間の終了時点ｔ３よりも前の時点で切替信号ＳＳをハイレベルからローレベルに変化させてもよい。

図１０の例では、時点ｔ２よりも遅れ時間Ｔｍだけ前の時点ｔ２ａで、切替制御部５２が切替信号ＳＳをローレベルからハイレベルに変化させる。これにより、時点ｔ２ａから遅れ時間Ｔｍが経過した時点ｔ２において、切替部４がオフ状態からオン状態に切り替わる。また、時点ｔ３よりも遅れ時間Ｔｍだけ前の時点ｔ３で、切替制御部５２が切替信号ＳＳをハイレベルからローレベルに変化させる。これにより、時点ｔ３ａから遅れ時間Ｔｍが経過した時点ｔ３において、切替部４がオン状態からオフ状態に切り替わる。

このように、切替部４の状態が切り替えられるべき時点よりも前に切替信号ＳＳが変化されることにより、適切なタイミングで容量性素子２１を電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂに電気的に接続する、または容量性素子２１を電力出力部１の出力端子１Ａ，１Ｂから電気的に切り離すことができる。これにより、第１および第３の期間で容量性素子２１に高電圧および高電流が生じることを防止することができ、かつ第２の期間で負荷電流Ｉｌｏａｄのリップル成分を低減することができる。

切替信号ＳＳの変化時点は、電流指令Ｉｏｕｔ＊、変化時間情報および遅れ時間Ｔｍに基づいて決定することができる。上記のように、第１の期間における出力電圧Ｖｏｕｔおよび誘導性負荷２０のインダクタンスが既知であれば、電流指令Ｉｏｕｔ＊がＩ１に変化してから負荷電流ＩｌｏａｄがＩ１に達するまでの時間を変化時間情報として算出することができる。また、遅れ時間Ｔｍは、実証またはシミュレーション等により予め取得することができる。これにより、切替制御部５２は、時点ｔ１で電流指令Ｉｏｕｔ＊がＩ１に変化すると、変化時間情報に基づいて、負荷電流ＩｌｏａｄがＩ１に達する時点ｔ２を予測し、予測した時点ｔ２より遅れ時間Ｔｍだけ前の時点を、切替信号ＳＳをハイレベルに変化させるべき時点ｔ２ａとして決定することができる。

また、第２の期間の長さ（時点ｔ２から時点ｔ３までの時間）が予め定められている場合には、時点ｔ２に基づいて時点ｔ３を予測することができる。そのため、予測した時点ｔ３より遅れ時間Ｔｍだけ前の時点を、切替信号ＳＳをローレベルに変化させるべき時点ｔ３ａとして決定することができる。

あるいは、電流指令Ｉｏｕｔ＊がＩ１に変化した時点ｔ１から切替信号ＳＳをハイレベルに変化させるべき時点までの時間、電流指令Ｉｏｕｔ＊がＩ１に変化した時点ｔ１から切替信号ＳＳをローレベルに変化させるべき時点までの時間等が予め定められ、その時間情報に基づいて、切替制御部５２が切替信号ＳＳを変化させてもよい。

なお、図１０の例では、切替信号ＳＳがローレベルからハイレベルに変化される時点ｔ２ａが、第２の期間の開始時点ｔ２から遅れ時間Ｔｍだけ前に設定され、切替信号ＳＳがハイレベルからローレベルに変化される時点ｔ３ａが、第２の期間の終了時点ｔ３から遅れ時間Ｔｍだけ前に設定されるが、切替信号ＳＳが他の時点で変化されてもよい。

例えば、切替制御部５２は、第２の期間の開始時点ｔ２よりも後の時点であって第２の期間内の時点で、切替部４がオフ状態からオン状態に切り替わるように、第２の終了期間の開始時点ｔ２よりも前の時点で切替信号ＳＳをローレベルからハイレベルに変化させてもよい。具体的には、時点ｔ２ａより後であって時点ｔ２より前の時点で切替信号ＳＳがローレベルからハイレベルに変化されてもよい。この場合、第２の期間が開始された後に切替部４がオフ状態からオン状態に切り替わる。そのため、第２の期間が開始されてから切替部４がオン状態に切り替わるまでの期間、負荷電流Ｉｌｏａｄにリップル成分が含まれる可能性があるが、第１の期間において容量性素子２１に高電圧が印加されることおよび容量性素子２１を介して大電流が流れることが十分に防止される。

また、切替制御部５２は、第２の期間の終了時点ｔ３よりも前の時点であって第２の期間内の時点で、切替部４がオン状態からオフ状態に切り替わるように、第２の期間の終了時点ｔ３よりも前の時点で切替信号ＳＳをハイレベルからローレベルに変化させてもよい。具体的には、時点ｔ２より後であって時点３ａより前の時点で切替信号ＳＳがローレベルからハイレベルに変化されてもよい。この場合、第２の期間が終了する前に切替部４がオフ状態からオン状態に切り替わる。そのため、切替部４がオフ状態に切り替わってから第２の期間が終了するまでの期間、負荷電流Ｉｌａｏｄにリップル成分が含まれる可能性があるが、第３の期間において容量性素子２１に高電圧が印加されることおよび容量性素子２１を介して大電流が流れることが十分に防止される。

制御部５の出力制御部５１および切替制御部５２の機能は、電子回路等のハードウェアで実現されてもよく、ソフトウェアで実現されてもよい。図１１は、制御部５の少なくとも一部の機能がソフトウェアで実現される例を示す図である。図１１の例では、制御部５が、処理装置（プロセッサ）５０１および記憶装置（メモリ）５０２を備える。処理装置５０１は、例えばＣＰＵ（中央演算処理装置）であり、記憶装置５０２に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、出力制御部５１および切替制御部５２の機能を実現することができる。処理装置５０１としては、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等が用いられてもよい。また、記憶装置５０２としては、ＲＯＭ（Read only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＨＤＤ（Hard disk drive）等が用いられてもよい。

なお、図１の出力制御部５１と切替制御部５２とが互いに別個のハードウェアにより実現されてもよい。この場合、出力制御部５１と切替制御部５２とが信号線を介して互いに接続され、その信号線を介して出力制御部５１と切替制御部との間で各種情報（例えば上記の電圧情報）が伝達される。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２に係るＭＲＩ装置について説明する。図１２は、本発明の実施の形態２に係るＭＲＩ装置の構成を示す図である。

図１２に示すように、ＭＲＩ装置１０００は、上記実施の形態１に係る電源装置１００を備えるとともに、上記の誘導性負荷２０に相当する傾斜磁場コイル２００を備える。本実施の形態では、傾斜磁場をＸ軸方向、Ｙ軸方向、Ｚ軸方向に発生させるため、３軸分の電源装置１００および傾斜磁場コイル２００がそれぞれ設けられる。なお、図１２においては、３軸分の傾斜磁場コイル２００が簡略的に１つの傾斜磁場コイル２００として示される。

また、ＭＲＩ装置１０００は、載置部２０１、静磁場電源２０２、静磁場コイル２０３、送信部２０４、受信部２０６、画像データ生成部２０７、表示部２０８およびシーケンサ２１０をさらに備える。

載置部２０１に被検体Ｍが載置される。被検体Ｍは、例えば人体である。静磁場電源２０２は、静磁場コイル２０３に電力を供給する。静磁場コイル２０３は、静磁場電源２０２から供給された電力により励磁され、載置部２０１に載置された被検体Ｍに対して静磁場を発生する。各電源装置１００は、対応する傾斜磁場コイル２００に電力を供給する。各傾斜磁場コイル２００は、電源装置１００から供給された電力により励磁され、載置部２０１に載置された被検体Ｍに対して傾斜磁場を発生する。

送信部２０４は、載置部２０１に載置された被検体Ｍに対してＲＦ（RadioFrequency）パルスを照射するＲＦコイルを含む。送信部２０４からのＲＦパルスの照射により、被検体Ｍにおいて核磁気共鳴が生じる。受信部２０６は、核磁気共鳴によって生じる核磁気共鳴信号を受信する受信コイルを含む。画像データ生成部２０７は、受信部２０６により受信された核磁気共鳴信号に基づいて被検体Ｍの断層画像データを生成する。表示部２０８は、受信部２０６により生成された断層画像データに基づいて、被検体Ｍの断層画像を表示する。断層画像に基づいて、被検体Ｍを診断することができる。シーケンサ２１０は、送信部２０４および画像データ生成部２０７を制御する。また、シーケンサ２１０は、実施の形態１における外部装置に相当し、各電源装置１００に電流指令Ｉｏｕｔ＊を与えることにより、各電源装置１００を制御する。

３つの電源装置１００からＸ軸、Ｙ軸およびＺ軸にそれぞれ対応する傾斜磁場コイル２００にそれぞれ矩形波電流が供給されることにより、３軸の傾斜磁場が合成される。各軸の傾斜磁場は強力な静磁場に重畳されて被検体Ｍに印加される。

静磁場に置かれた原子核スピンが固有の周波数（ラーモア周波数）の電磁波と共鳴する核磁気共鳴により原子核スピンは励起され、その後の緩和に伴って発生する核磁気共鳴信号を受信部２０６が取得し、その核磁気共鳴信号を画像データ生成部２０７が断層画像データに変換する。

上記のように、各電源装置１００においては、高スルーレート性能および低リップル性能を確保しつつ、容量性素子２１の小型化および低コスト化が可能である。各電源装置１００の高スルーレート性能が確保されることにより、ＭＲＩ装置１０００が短時間で撮像を行うことができる。また、各電源装置１００の低リップル性能が確保されることにより、傾斜磁場コイル２００による傾斜磁場の変動が抑制され、ＭＲＩ装置１０００によって生成される画像の品質を高めることができる。さらに、容量性素子２１の小型化および低コスト化によって電源装置１００が小型化および低コスト化が実現されると、ＭＲＩ装置１０００の小型化および低コスト化も可能となる。

他の実施の形態．
上記実施の形態においては、バイパス部２が切替部４および容量性素子２１を含み、切替部４がオン状態である場合に容量性素子２１によって電力出力部１の出力電流からリップル成分が除去されるが、バイパス部２の構成はこれに限らない。例えば、カットオフ周波数以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ、共振周波数付近の周波数成分を除去するノッチフィルタ、トランスの磁気結合を利用してリップル相殺しつつ高周波成分を除去するリップルキャンセル回路等がバイパス部２に含まれてもよい。

上記実施の形態では、負荷電流Ｉｌｏａｄが電流指令Ｉｏｕｔ＊に追従するように、出力制御部５１が電力出力部１を制御するが、出力制御部５１による電力出力部１の制御態様はこれに限定されない。例えば、負荷電流Ｉｌｏａｄの目標値の変化が予め定められ、その目標値の変化に追従するように、出力制御部５１が電力出力部１を制御してもよい。

上記実施の形態１に係る電源装置１００は、ＭＲＩ装置に限らず、加速装置等の誘導性負荷を備える他の装置に用いることが可能である。

本願は、様々な例示的な実施の形態が記載されているが、１つまたは複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。

従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 電力出力部
１Ａ，１Ｂ 出力端子
２ バイパス部
４ 切替部
５ 制御部
６ 電流検出部
１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ 単位変換器
１２ 直流コンデンサ
２１ 容量性素子
５１ 出力制御部
５２ 切替制御部
１００ 電源装置
１０１，１０２ 入出力端子
１１１，１１２，１１３，１１４ 半導体スイッチング素子
２００ 傾斜磁場コイル
２０１ 載置部
２０２ 静磁場電源
２０３ 静磁場コイル
２０４ 送信部
２０６ 受信部
２０７ 画像データ生成部
２０８ 表示部
２１０ シーケンサ
１０００ ＭＲＩ装置
Ｌ１，Ｌ２ リアクトル
Ｍ 被検体

Claims (9)

1. 誘導性負荷が接続される第１および第２の出力端子を有し、前記第１および第２の出力端子から前記誘導性負荷に絶対値が互いに異なる３レベル以上の電圧を選択的に出力可能に構成された電力出力部と、
   容量性素子および切替部を含み、前記誘導性負荷と並列に前記第１および前記第２の出力端子に接続されるバイパス部と、
   前記電力出力部を制御する出力制御部と、
   前記切替部を制御する切替制御部とを備え、
   前記容量性素子と前記切替部とは互いに直列に接続され、
   前記切替部は、前記容量性素子を前記第１および第２の出力端子に電気的に接続するオン状態と、前記容量性素子を前記第１および第２の出力端子から電気的に切り離すオフ状態とに切替可能に構成され、
   前記出力制御部は、第１の期間に前記誘導性負荷に供給される負荷電流が基準値から目標値に向かって変化し、前記第１の期間に続く第２の期間に前記負荷電流が前記目標値に維持され、前記第２の期間に続く第３の期間に前記負荷電流が前記目標値から前記基準値に向かって変化するように、前記電力出力部を制御し、
   前記切替制御部は、前記第１の期間における前記負荷電流の変化時に前記切替部がオフ状態に維持され、前記第３の期間における前記負荷電流の変化時に前記切替部がオフ状態に維持され、前記第２の期間の少なくとも一部において前記切替部がオン状態に維持されるように、前記切替部を制御する、電源装置。
2. 前記出力制御部は、前記第１および第３の期間における前記電力出力部の出力電圧の実効値が前記第２の期間における前記電力出力部の出力電圧の実効値よりも大きくなるように、前記電力出力部を制御する、請求項１に記載の電源装置。
3. 前記出力制御部は、前記第１の期間において前記電力出力部の出力電圧が第１の値に維持され、前記第３の期間において前記電力出力部の出力電圧が第２の値に維持され、前記第２の期間において前記電力出力部の出力電圧が第３の値と第４の値との間で周期的に変化するように、前記電力出力部を制御し、
   前記第１の値の絶対値は、前記第３の値の絶対値よりも大きくかつ前記第４の値の絶対値よりも大きく、前記第２の値の絶対値は、前記第３の値の絶対値よりも大きくかつ前記第４の値の絶対値よりも大きい、請求項２に記載の電源装置。
4. 前記切替制御部は、前記電力出力部の出力電圧の変化に基づいて、前記切替部を前記オン状態と前記オフ状態とに切り替える、請求項１～３のいずれか一項に記載の電源装置。
5. 前記出力制御部は、前記誘導性負荷に供給されるべき電流の大きさを示す電流指令に基づいて、前記誘導性負荷に供給される負荷電流が前記電流指令に追従するように前記電力出力部を制御し、
   前記切替制御部は、前記電流指令の変化に基づいて、前記切替部を前記オン状態と前記オフ状態とに切り替える、請求項１～３のいずれか一項に記載の電源装置。
6. 前記誘導性負荷に供給される負荷電流を検出する電流検出部をさらに備え、
   前記切替制御部は、前記電流検出部により検出される前記負荷電流の変化に基づいて、前記切替部を前記オン状態と前記オフ状態とに切り替える、請求項１～３のいずれか一項に記載の電源装置。
7. 前記切替制御部は、切替信号により前記切替部を制御し、
   前記切替信号が第１の状態である場合に前記切替部がオフ状態となり、前記切替信号が第２の状態である場合に前記切替部がオン状態となり、
   前記切替制御部は、前記第２の期間の開始時点、または前記第２の期間の開始時点よりも後の時点であって前記第２の期間内の時点で、前記切替部が前記オフ状態から前記オン状態に切り替えられるように、前記第２の期間の開始時点よりも前の時点で前記切替信号を前記第１の状態から前記第２の状態に変化させる、請求項１～６のいずれか一項に記載の電源装置。
8. 前記切替制御部は、切替信号により前記切替部を制御し、
   前記切替信号が第１の状態である場合に前記切替部が前記オフ状態となり、前記切替信号が第２の状態である場合に前記切替部が前記オン状態となり、
   前記切替制御部は、前記第２の期間の終了時点、または前記第２の期間の終了時点よりも前の時点であって前記第２の期間内の時点で、前記切替部が前記オン状態から前記オフ状態に切り替わるように、前記第２の期間の終了時点よりも前の時点で前記切替信号を前記第２の状態から前記第１の状態に変化させる、請求項１～６のいずれか一項に記載の電源装置。
9. 請求項１～８のいずれか一項に記載の電源装置と、
   静磁場を発生する静磁場コイルと、
   前記誘導性負荷として、前記電源装置から電力が供給されることにより傾斜磁場を発生する傾斜磁場コイルとを備え、
   前記傾斜磁場コイルから発生された傾斜磁場が前記静磁場コイルにより発生された静磁場に重畳されて被検体に印加される、磁気共鳴画像診断装置。

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