JP6172088B2

JP6172088B2 - 共振電流制限装置

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Description

本発明は、インダクタ成分及びコンデンサを備えてなるループ状の共振電流経路に発生する共振を制限する装置に関する。

近年、環境意識の高まりから、モータによって走行するシステムを備えた電気自動車やハイブリッド車の普及が進んでいる。これらの車両の一般的な電気的構成の一例を図９に示す。バッテリ１の両端に平滑コンデンサＣ１及びインバータ回路２を接続し、インバータ回路２によって走行駆動用のモータ３を制御する。また、平滑コンデンサＣ１の両端には、インダクタＬ１、Ｌ２を介して平滑コンデンサＣ２及び電気装置４が接続されている。電気装置４は、車載の電子機器や、電気自動車の場合はバッテリの充電器等の補助的な電気装置である。

インバータ回路２では、大きな電流によるスイッチング動作が行われることでノイズが発生する。そのノイズが電気装置４に回り込むと、誤動作等の原因となることから、バッテリ１と電気装置４との間を接続する電源ラインにインダクタＬ１、Ｌ２を挿入したり、或いは電源ラインが有しているインダクタンス成分を用いてフィルタを構成することで、ノイズの回り込みを阻止することが多い。

ところが、電源ラインにインダクタＬ１、Ｌ２を挿入すると、バッテリ１又は平滑コンデンサＣ１と、電気装置４側の平滑コンデンサＣ２との間で寄生ＬＣ共振が発生し、平滑コンデンサＣ２に大きな共振電流が流れて発熱するおそれがある。したがって、コンデンサＣ１、Ｃ２間に発生する共振を抑制する必要がある。

上記の共振を抑制する技術の一例として、特許文献１では、インバータ回路に接続されているコンデンサと、インダクタを介して対向する位置側（整流回路の出力側）に接続されるコンデンサに対して直列にトランスの２次側巻線を接続し、このトランスの１次側に、負荷電流に比例する電圧を印加することで共振を抑制している。

特開２０００−２９５７７１号公報

ここで、特許文献１の構成を、図９に示すシステムに適用することを想定すると、共振経路上である図中の点Ａ〜Ｅの何れかにトランスを挿入することが考えられる。しかしながら、トランスは巻線に通電することで発生する導通損失が大きく効率が悪化しやすい上、これら５点の何れにトランスを挿入しても下記のような問題が発生する。

例えば、点Ａに挿入すると、コンデンサＣ１での共振は発生しなくなるが、バッテリ１−Ｌ１−Ｃ２を介する経路で発生する共振は抑制できない。
また、点Ｂは、インバータ回路２への入力電流の経路上であるため、前記入力電流を検知してトランスに電圧を印加することになり、インバータ回路２に供給される電源電圧が低下する問題がある。更に、インバータ回路２では、スイッチング動作の瞬間に入力電流をオンオフすることになるが、一般にトランスには大きな寄生インダクタンスが付随しているため、入力電流のオンオフに伴い大きなスイッチングサージが発生するおそれがある。

また、点Ｃ，Ｅでは、トランスに直流電源が流れるため、トランスのコアにギャップを設ける必要がある。すると、トランスに電圧を印加する構成に大きな無効電流が流れるため、効率が悪化したり、前記構成に使用される回路部品が大型化するおそれがある。
点Ｄでは、電気装置４の消費電流が過渡的に変化する際にコンデンサＣ２の電流を引き込むため、点Ｂに挿入する場合と同様に、インバータ回路２に供給される電源電圧が低下する問題がある。また、電気装置４において入力電流をオン・オフする動作がある場合は、電気装置４のスイッチング動作に伴い大きなスイッチングサージが発生するおそれがある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、共振電流経路に発生しようとする共振を好適に抑制できる共振電流制限装置を提供することにある。

請求項１記載の共振電流制限装置によれば、１つ以上のインダクタ又はインダクタンス成分を有する配線経路を通過するループ状の共振電流経路に含まれるコンデンサに対して、蓄電素子を直列に接続する。そして、電圧制御器は、駆動用電源から供給される電荷の充放電により蓄電素子の端子電圧を所定の指令電圧に制御することで、配線経路に流れる共振電流成分を制限する。

前記共振電流経路においてＬＣ共振現象が発生するのは、インダクタ又はインダクタ成分に印加される共振周波数成分の電圧変動を制限できていないからである。そこで、本発明では、前記コンデンサに直列に接続される蓄電素子の端子電圧を電圧制御器により制御して、インダクタ又はインダクタンス成分の電圧変動を制限することで、共振現象の発生を抑制する。本発明はトランスを用いないため、巻線に発生する導通損失の問題がない。しかも、前記コンデンサと前記蓄電素子は何れも容量性のインピーダンスを持つため、この直列接続に電気装置が並列に接続される場合に、前記電気装置が動作することで発生するスイッチングサージの問題や、電源電圧低下の問題を回避しながらも、共振を抑制することが可能になる。

第１実施形態であり、共振電流制限装置を含む電気装置システムの構成を示す図制御ロジックの構成例を示す図第１実施形態の変形例であり、共振電流制限装置を含む電気装置システムの構成を示す図制御ロジックの構成例を示す図第２実施形態であり、共振電流制限装置を含む電気装置システムの構成を示す図制御ロジックの構成例を示す図第３実施形態であり、共振電流制限装置を含む電気装置システムの構成を示す図第４実施形態であり、共振電流制限装置を含む電気装置システムの構成を示す図従来の電気装置システムの構成を示す図

（第１実施形態）
以下、図９と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図１に示すように、平滑コンデンサＣ２（第１コンデンサ）とグランドとの間には、コンデンサＣ０（蓄電素子）が挿入されている。そして、コンデンサＣ２及びＣ０の共通接続点と、駆動用電源１１との間には、インダクタＬ３及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ＿Ｓ１の直列回路が接続されている。

尚、駆動用電源１１には、電気装置４（第１電気装置）に内蔵されている駆動用電源を用いれば良く（すなわち、駆動用電源１１の両端は、電気装置４の電源端子である）、この駆動用電源１１の電圧は、バッテリ１の電圧よりも低く設定されている。また、３つのコンデンサＣ０〜Ｃ２の静電容量の大小関係は、Ｃ１＞Ｃ０＞Ｃ２となっている。

インダクタＬ３との共通接続点であるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ＿Ｓ１のソースとグランドとの間には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ＿Ｓ２が接続されており、ＦＥＴ＿Ｓ１及びＳ２のスイッチング制御は、図２に示す制御ロジック１２Ａ〜１２Ｃの何れかによって行われる。コンデンサＣ１（第１コンデンサ）の端子電圧Ｖ１は、図示しない電圧検出手段により検出されると、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１３を介すことで信号Ｖ１’となり制御ロジック１２に入力される。また、コンデンサＣ２及びＣ０の直列端子電圧Ｖ２も、図示しない電圧検出手段により検出されると、ＢＰＦ１４を介すことで信号Ｖ２’となり制御ロジック１２に入力される。

コンデンサＣ１−インダクタＬ１−コンデンサＣ２及びＣ０−インダクタＬ２は、ループ状の共振電流経路１５を構成している。そして、ＢＰＦ１３及び１４の通過周波数帯域は、少なくとも共振電流経路１５の共振周波数を含む帯域となっている。

図２（ａ）に示すように、制御ロジック１２Ａは、減算器１６、ＰＩ（Proportional-Integral）制御器１７、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号生成器１８及びＮＯＴゲート１９で構成されている。減算器１６は、信号Ｖ１’、Ｖ２’の差を演算してＰＩ制御器１７に入力する。ＰＩ制御器１７は、入力信号について比例積分演算を行うことでＰＷＭ制御指令を生成し、ＰＷＭ信号生成器１８に入力する。ＰＷＭ信号生成器１８は、内部で発生させた例えば三角波等のキャリアの振幅とＰＷＭ制御指令とを比較することでＰＷＭ信号を生成すると、ＦＥＴ＿Ｓ１のゲートに直接出力すると共に、ＮＯＴゲート１９を介してＦＥＴ＿Ｓ２のゲートに出力する。

また、図２（ｂ）に示すように、制御ロジック１２Ｂは、制御ロジック１２ＡのＰＩ制御器１７と、ＰＷＭ信号生成器１８との間にリミッタ２０及び減算器２１を追加した構成である。この場合、インダクタＬ３に流れる電流Ｉ１を図示しない電流検出手段により検出する。そして、減算器２１では、リミッタ２０の出力信号と電流Ｉ１との差を演算してＰＷＭ信号生成器１８に入力する。すなわち、リミッタ２０を用いることで電流Ｉ１について過電流保護を行っている。

また、図２（ｃ）に示すように、制御ロジック１２Ｃは、制御ロジック１２Ｂよりリミッタ２０を削除し、減算器２１の減算信号として、電流Ｉ１に替えてコンデンサＣ０に流れる電流Ｉ０を与えている。そして、インダクタＬ３、ＦＥＴ＿Ｓ１及びＳ２並びに制御ロジック１２は、降圧型のスイッチング電源回路としての電圧制御器２２を構成している。尚、共振電流経路１５、電圧制御器２２及び駆動用電源１１は、共振電流制限装置２３を構成している。また、インバータ回路２及びモータ３は、電気装置２４（第２電気装置）を構成している。加えて、電気装置４及び２４並びに共振電流制限装置２３は、電気装置システムを構成している。

次に、本実施形態の作用について説明する。コンデンサＣ０の電圧は、電圧制御器２２により、バッテリ１側の電源ラインに比べて十分に低圧な駆動用電源１１によって供給・吸収される電荷に基づき、所定の正極性電圧（指令電圧）となるように制御される。電圧制御器２２は降圧チョッパであるから、コンデンサＣ０の電圧Ｖ１は駆動用電源１１より低い電圧に制御される。他方で、電気装置４の電源ラインの直流電圧は主に平滑コンデンサＣ２に印加されている。

例えば図２（ａ）に示す構成では、平滑コンデンサＣ１の端子電圧Ｖ１の変動から共振周波数成分を含む周波数帯域の成分Ｖ１’を取り出すと共に、平滑コンデンサＣ２及びＣ０の端子電圧Ｖ２の変動から共振周波数成分を含む周波数帯域の成分Ｖ２’を取り出す。そして、電圧Ｖ１’、Ｖ２’の変動が等しくなるように平滑コンデンサＣ０の電圧を制御する。この場合、平滑コンデンサＣ１の電圧変動と、平滑コンデンサＣ２及びＣ０の電圧変動の合計が一致するように平滑コンデンサＣ０の電圧（指令電圧）が制御されることになる。尚、共振周波数成分を含む周波数帯域は限られた一部の帯域だけではなく、全ての周波数帯域であってもよい（ＢＰＦ１３及び１４を削除しても良い）。

すると、インダクタＬ１、Ｌ２に印加される電圧には共振周波数成分がなくなるため、インダクタＬ１、Ｌ２には共振周波数成分の電流が流れなくなる。これにより、インダクタＬ、Ｌ２と平滑コンデンサＣ０,Ｃ１,Ｃ２との間で発生する共振が抑制される。

制御ロジック１２Ａでは、コンデンサＣ１の端子電圧Ｖ１についての共振周波数成分を含む電圧変動Ｖ１’と、コンデンサＣ２及びＣ０の直列端子電圧Ｖ２についての共振周波数成分を含む電圧変動Ｖ２’との差に基づいて、ＦＥＴ＿Ｓ１及びＳ２がＰＷＭ制御される。その結果、端子電圧Ｖ１、Ｖ２間の電圧差に共振周波数の成分がなくなるように制御される。

つまり、共振電流経路１５において発生する共振動作は、端子電圧Ｖ１、Ｖ２間の電位差に共振周波数の成分が生じることに起因しているので、前記成分をなくすように制御すれば、共振動作の発生が抑制される。尚、上述のようにＢＰＦ１３及び１４は必ずしも必要ではないが、共振周波数を含む通過帯域よりも高い周波数成分をカットすることで、コンデンサＣ０の端子電圧の制御が追従できないような電圧振動が制御系に混入することを回避できる。また、通過帯域よりも低い周波数成分をカットすることで、電圧制御器２２の出力電圧（コンデンサＣ０の端子電圧に対する指令電圧）の変動幅が小さくなり、コンデンサＣ０に耐圧が低いものを選択できる。

電圧制御器２２は、平滑コンデンサＣ０の電圧を共振成分の電圧変動に対して制御しているので、コンデンサＣ０の直流電圧そのものは任意の電圧でも構わない。ただし、電圧制御器２２は降圧チョッパであるから、コンデンサＣ０の電圧が負になると制御できなくなる。よって、コンデンサＣ０に対しては、電圧の変動成分の片振幅より大きい直流電圧があれば十分である。そこで、電圧変動の最大値と最小値の差より十分に大きな直流電圧を出力する駆動用電源１１を用い、コンデンサＣ０の直流電圧は駆動用電源１１の電圧の半分程度に設定する。

一般に、電圧Ｖ１やＶ２の変動は前記直流電圧に比べて十分に小さいので、電圧Ｖ２の変動を、電圧Ｖ１の変動に一致させるように平滑コンデンサＣ０の端子電圧を制御すれば、前記電圧の変動幅は小さくなるはずである。また、同様に、電圧制御器２２を構成するＦＥＴ＿Ｓ１及びＳ２やダイオード（図示せず）には、電気装置４の電源に比べて十分に小さい直流電圧が印加されるので、これらも平滑コンデンサＣ０と同様に低い耐圧の素子を使用できる。更に、ＦＥＴ＿Ｓ１及びＳ２の電圧が小さくなれば、スイッチング損失も小さくなるので、ＦＥＴ＿Ｓ１及びＳ２の駆動周波数を高周波にできる。したがって、インダクタＬ３のインダクタンスを小さく設計することができ、総じて、共振電流制限装置２３を小型な素子で構成できる。

加えて、図１に示す構成では、平滑コンデンサＣ０の一端と電気装置４の一端がグランドを共有している。したがって、駆動用電源１１も電気装置４とグランドを共有している。これにより、コンデンサＣ０の駆動用電源として、たとえば電気装置４内部で使用している論理システム用の電源や、スイッチング素子駆動用電源等を共用することができ、駆動用電源１１を別途用意する必要がなくなる。

また、特許文献１の適用を想定した構成では、電気装置４側でスイッチングが行われた際に電源端子にサージ電圧が発生したり、電気装置４の電源電流が急激に変化すると過渡的に電源端子の電圧が低下する問題があった。それに対して、本実施形態では、平滑コンデンサＣ２及びＣ０の直列回路でサージ電圧を十分に平滑できる。

ただし、本実施形態では、平滑コンデンサＣ２及びＣ０を直列に接続しているので、コンデンサＣ０を付与することで電気装置４の電源端子を平滑する静電容量は等価的に低下する。したがって、平滑コンデンサＣ０の付与に際して静電容量を維持するには、コンデンサＣ０の静電容量をコンデンサＣ２の静電容量に比べて十分に大きくすることが望ましい。

以上のように本実施形態によれば、インダクタＬ１、Ｌ２を有する配線経路にコンデンサＣ１、Ｃ２が接続されて成るループ状の共振電流経路１５について、コンデンサＣ２にコンデンサＣ０を直列に接続する。そして、電圧制御器２２は、駆動用電源１１から供給される電荷の充放電によりコンデンサＣ０の端子電圧を所定の指令電圧に制御することで、前記配線経路に流れる共振電流成分を制限する。したがって、高い効率で且つスイッチングサージを発生させることなく、共振を抑制することが可能になる。

また、駆動用電源１１に、バッテリ１より直流電源が供給され、コンデンサＣ２及びＣ０の直列接続を平滑コンデンサとして動作する電気装置４の内部電源を用いるので、発振が電気装置４の動作に影響を及ぼすことを回避できる。この場合、コンデンサＣ０の負側端子を、駆動用電源１１のグランドと共通に接続したので、電圧制御器２２を非絶縁型の回路として簡単に構成できる。

更に、コンデンサＣ１を平滑コンデンサとする電気装置２４を並列に接続したので、電気装置２４が大電流で動作した場合に発生しようとする共振現象を抑制し、その影響が電気装置４側に及ぶことを回避できる。そして、３つのコンデンサＣ０〜Ｃ２の静電容量の大小関係が、Ｃ１＞Ｃ０＞Ｃ２となるように設定した。電気装置２４と、電気装置４との負荷電流の大きさの関係から、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量の大小関係は、一般にＣ１＞Ｃ２となるように設定される。この場合、コンデンサＣ２よりも静電容量が大きいコンデンサＣ０を直列に接続することで、電気装置４側の平滑コンデンサの容量が低下することを防止できる。また、加えて、平滑コンデンサＣ０を、コンデンサＣ１ではなくコンデンサＣ２に直列接続することで、平滑コンデンサの容量低下を防止するのに必要な平滑コンデンサＣ０の容量を極力抑えることができ、結果として平滑コンデンサＣ０に小型なコンデンサを使用できる。

そして、電圧制御器２２をスイッチング電源回路として構成し、コンデンサＣ０に印加する正極性の指令電圧を、共振電流経路１５に含まれているインダクタＬ１、Ｌ２に印加される電圧、すなわち、電圧Ｖ１、Ｖ２の差について、少なくとも共振電流経路１５の共振周波数を含む周波数帯域での電圧変動差（Ｖ１’−Ｖ２’）を除去するように決定する。したがって、電圧制御器２２の回路構成を簡単にして電力損失を低減でき、且つ、効果的に共振を抑制するように指令電圧を生成出力できる。

（第１実施形態の変形）
電気装置４が電源端子から引き込む電流に共振電流成分が含まれない場合は、電圧Ｖ２をコンデンサＣ０の端子電圧に置き換えることができる。なぜなら、電気装置４に共振電流成分が流れない場合、インダクタＬ１、Ｌ２から供給される共振電流成分は、全てコンデンサＣ２及びＣ０の直列回路に流れることになるからである。

例えば、コンデンサＣ０の電圧を、コンデンサＣ１の電圧変動に等しくなるように制御することで、インダクタＬ１、Ｌ２及びコンデンサＣ２の直列接続に加わる電圧の共振成分は０Ｖに維持される。このとき、電気装置４は共振電流成分を発生させないので、インダクタＬ１、Ｌ２の共振成分の電流は必ずコンデンサＣ２を通過する。そこで、インダクタＬ１、Ｌ２及びコンデンサＣ２の直列接続に加わる電圧の共振成分が０Ｖになると共振成分の電流も０Ａに維持されるので、共振を効果的に抑制できる。

そこで図３に示すように、コンデンサＣ０の端子電圧Ｖ０にＢＰＦ１４を介すことで、共振周波数成分の電圧Ｖ０’を抽出し、図４に示すように、減算器１６に電圧Ｖ２’に替えて入力する。このように構成しても良い。

以上の変形例によれば、電圧制御器２２は、指令電圧を、共振電流経路１５に含まれているインダクタＬ１、Ｌ２印加される電圧の合計に、コンデンサＣ２の印加電圧を加算した結果から、少なくとも共振電流経路１５の共振周波数を含む周波数帯域での電圧変動を除去するように決定することに等しい。この場合も、共振を抑制するように指令電圧を生成出力できる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。第１実施形態における電圧Ｖ１に替えて、インダクタＬ１、Ｌ２を通過する電流の変動分を検出し、その変動分に比例する電圧変動が電圧Ｖ２に現れるようにコンデンサＣ０の電圧を制御しても良い。電流の変動分に共振周波数の成分が含まれていれば、これにより電圧Ｖ２（すなわち、電気装置４の電源電圧）にも共振電流に比例する電圧変動が発生することになる。

したがって、平滑コンデンサＣ２及びＣ０並びに電気装置４の全体は、少なくとも共振周波数成分について、等価的にコンデンサと抵抗との直列回路とみなすことができる。このため、インダクタＬ１、Ｌ２、平滑コンデンサＣ０,Ｃ１,Ｃ２の間で発生する共振電流が流れる経路上に等価的に抵抗が備わることになり、共振電流が抑制されることになる。この等価的な抵抗が十分に大きい場合は、インダクタＬ１、Ｌ２の印加電圧のうち共振成分をゼロにすることと等価になる。

図５に示すように、第２実施形態では、インダクタＬ１、Ｌ２に替えて、電源ラインにコモンモードチョークコイル３１（ＣＭＬ１、ＣＭＬ２）が配置されている。そして、上述した原理に従い、ＢＰＦ１３を削除し、電圧Ｖ１’に替えて、コイルＣＭＬ１（インダクタ）に流れる電流Ｉ２を検出し、ＢＰＦ３２によりフィルタリングした電流Ｉ２’を制御に用いる。そして、第１実施形態の共振電流経路１５のインダクタＬ１、Ｌ２を、コイルＣＭＬ１、ＣＭＬ２に置き換えたものが、共振電流経路３３を構成している。

電圧制御器２２に替わる電圧制御器３４は、第１実施形態のＦＥＴ＿Ｓ１とＦＥＴ＿Ｓ２とを置き換え、ＦＥＴ＿Ｓ２のドレインをコンデンサＣ２及びＣ０の共通接続点に接続し、ＦＥＴ＿Ｓ２のソースと駆動用電源１１の正側端子との間にインダクタＬ３を接続することで昇圧チョッパを構成している。

また、電圧制御器３４は、図６に示す制御ロジック３５を使用する。制御ロジック３５（Ａ〜Ｃ）は、制御ロジック１２（Ａ〜Ｃ）に入力される電圧Ｖ１’に替えて、電流Ｉ２’をアンプ３６により増幅したものを用いている。そして、共振電流経路３３、電圧制御器３４及び駆動用電源１１は、共振電流制限装置３７を構成している。

以上のように第２実施形態によれば、電圧制御器３４は、コンデンサＣ０に印加する指令電圧を、共振電流経路３３上の電流値Ｉ２の変動に対して、コンデンサＣ２及びＣ０の直列回路に印加される電圧Ｖ２の変動が、少なくとも共振電流経路３３の共振周波数を含む周波数帯域において比例するように決定する。この場合も、共振を抑制するように指令電圧を生成出力できる。

また、電気装置４に共振電流成分がないと、コイルＣＭＬ１、ＣＭＬ２を通過する共振電流成分は全てコンデンサＣ２,Ｃ０を通過する。そこで、第２実施形態においても、第１実施形態の変形例と同様に、コンデンサＣ０の端子電圧Ｖ０変動を、コイルＣＭＬ１を通過する電流Ｉ２に比例するように設定すると、共振電流経路３３上に等価的に抵抗が挿入されたことと等価となり、共振電流を効果的に抑制できる。

更に、第２実施形態の構成では、第１実施形態のようにコンデンサＣ１の端子電圧Ｖ１を検出する必要が無い。したがって、インバータ回路２がバッテリ１より離れた場所に配置されている場合、共振電流制限装置３７を電気装置４と共にユニット化し易い。
加えて、電圧制御器３４を昇圧チョッパとして構成したので、コンデンサＣ０の端子電圧が変動する幅（ピーク・トゥー・ピーク値）が大きい場合でも、それに応じて指令電圧を大きく上昇させることができるため、共振を確実に抑制できる。

（第３実施形態）
図７に示すように、第３実施形態の電気装置システムは、コンデンサＣ２及びＣ０の直列回路と、電気装置４との間を接続する正側電源ラインにインダクタＬ２が挿入されており、電気装置４に並列に平滑コンデンサＣ３が接続されている。また、コンデンサＣ２及びＣ０の直列回路にはインバータ回路４１が接続されており、インバータ回路４１はモータ４２を駆動制御する。インバータ回路４１及びモータ４２は、電気装置４３を構成している。

また、電圧制御器２２に替わる電圧制御器４４が配置されており、電圧制御器４４には駆動用電源４５が接続されている。そして、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖ３について所定の周波数帯域を通過させた電圧信号Ｖ３’を出力するＢＰＦ４６が配置されている。尚、第１実施形態と同様にコンデンサＣ１が接続されていても良いし、インダクタＬ１、Ｌ２にそれぞれ対応する負側のインダクタが挿入されていても良い。

ここで、バッテリ１−インダクタＬ１−コンデンサＣ２及びＣ０を含む共振電流経路１５の共振周波数ｆ１と、コンデンサＣ３−インダクタＬ２−コンデンサＣ２及びＣ０を含む共振電流経路４７の共振周波数ｆ２とは異なるものとする。そして、ＢＰＦ１３は、周波数ｆ１を含む所定帯域を通過させるフィルタであり、ＢＰＦ４６は、周波数ｆ２を含む所定帯域を通過させるフィルタである。さらに、ＰＢＦ１４’は、少なくとも周波数ｆ１及びｆ２の両方ともを通過させるフィルタである。

電圧制御器４４は、電圧信号Ｖ２’が、電圧信号Ｖ１’とＶ３’との和に等しくなるように（Ｖ２’＝Ｖ１’＋Ｖ３’）コンデンサＣ０に印加する指令電圧を制御する。このように構成することで、それぞれ周波数ｆ１、ｆ２で発生しようとする共振を何れも抑制できる。

（第４実施形態）
図８に示すように、第４実施形態の電気装置システムは、電圧制御器２２に替わる電圧制御器５１が配置されており、電圧制御器５１はシリーズレギュレータ（Ｓ／Ｒ）として構成されている。このように構成した場合も、第１実施形態と同様の効果が得られる。

本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
駆動用電源１１は、必ずしも電気装置４に内蔵されている駆動用電源を用いる必要はなく、独立した電源を用いても良い。
また、電圧制御器２２やコンデンサＣ０の一端を電気装置４のＧＮＤに接続しているが、必ずしもそれに限るものではない。これらを電源端子に並列に且つコンデンサＣ２に直列に接続できれば、任意の箇所に接続することができる。

コンデンサＣ０を、コンデンサＣ１に直列に接続しても良い。
インダクタＬ１、Ｌ２は、必ずしも必要ではなく、コンデンサＣ１、Ｃ２間の配線に寄生するインダクタンス成分を利用しても良い。
電気装置２４が存在しないシステムに適用しても良い。
蓄電素子は、コンデンサに限らない。
電気装置は、その他発電機や、ＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply）等であっても良い。

更に、ＢＰＦは直流成分のみをカットするフィルタであってもよく、また、少なくとも共振周波数成分を通過させるハイパスフィルタであってもよい。また、第１、第４実施形態において、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２を比較してコンデンサＣ０の端子電圧を制御する場合、電圧Ｖ１及びＶ２の直流成分が等しいことから、電圧Ｖ１及びＶ２のＢＰＦを省略して構成しても構わない。同様に、第２実施形態において、電気装置４の動作上電流Ｉ２に直流成分が流れない場合には、電流Ｉ２と電圧Ｖ２（又は電圧Ｖ０）のＢＰＦを省略して構成しても構わない。

図面中、１はバッテリ（直流電源）、４は電気装置（第１電気装置）、１５は共振電流経路、２２は電圧制御器、２４は電気装置（第２電気装置）、Ｃ１及びＣ２はコンデンサ（第２及び第１コンデンサ）、Ｃ０はコンデンサ（蓄電素子）、Ｌ１及びＬ２はインダクタを示す。

Claims

１つ以上のインダクタ（Ｌ１、Ｌ２、ＣＭＬ１、ＣＭＬ２）、又はインダクタンス成分を有する配線経路と、
この配線経路を通過し、１つ以上のコンデンサ（Ｃ２）を経由して構成されるループ状の共振電流経路（１５、３３、４７）に適用され、
前記コンデンサに直列に接続される蓄電素子（Ｃ０）と、
駆動用電源（１１、４５）と、
この駆動用電源から供給される電荷の充放電により、前記蓄電素子の端子電圧を所定の指令電圧に制御することで、前記配線経路に流れる共振電流成分を制限する電圧制御器（２２、３４、４４、５１）とを備えることを特徴とする共振電流制限装置。
前記コンデンサ及び前記蓄電素子の直列回路には、直流電源（１）が供給されていることを特徴とする請求項１記載の共振電流制限装置。
前記コンデンサ及び前記蓄電素子の直列回路は、前記配線経路を経由することなく、電源が供給されて動作する電気装置（４）の電源端子に並列に接続されていることを特徴とする請求項１又は２記載の共振電流制限装置。
前記電気装置の電源端子の一端は、前記蓄電素子に接続されていることを特徴とする請求項３記載の共振電流制限装置。
前記駆動用電源に、前記電気装置の内部で使用されている電源を用いることを特徴とする請求項３又は４記載の共振電流制限装置。
前記コンデンサを第１コンデンサ、前記電気装置を第１電気装置とすると、
前記第１コンデンサ及び前記蓄電素子の直列回路は、前記配線経路を経由して、第２コンデンサ（Ｃ１）と電源が供給されて動作する第２電気装置（２４）の電源端子とに並列に接続されていることを特徴とする請求項３から５の何れか一項に記載の共振電流制限装置。
前記電圧制御器（２２）は、前記指令電圧を、前記共振電流経路（１５）に含まれている全てのインダクタンス成分に印加される電圧の合計から、少なくとも前記共振電流経路の共振周波数を含む周波数帯域での電圧変動を除去するように決定することを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の共振電流制限装置。
前記電圧制御器（２２）は、前記指令電圧を、前記共振電流経路（１５）に含まれている全てのインダクタンス成分に印加される電圧の合計に、前記蓄電素子に直列に接続されているコンデンサの印加電圧を加算した結果から、少なくとも前記共振電流経路の共振周波数を含む周波数帯域での電圧変動を除去するように決定することを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の共振電流制限装置。
前記電圧制御器（３４）は、前記指令電圧を、前記共振電流経路（３３）上の電流値の変動に、前記蓄電素子に印加される電圧の変動が、少なくとも前記共振電流経路の共振周波数を含む周波数帯域において比例するように決定することを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の共振電流制限装置。
前記電圧制御器（３４）は、前記指令電圧を、前記共振電流経路（３３）上の電流値の変動に対して、前記蓄電素子及び前記コンデンサの直列回路に印加される電圧の変動が、少なくとも前記共振電流経路の共振周波数を含む周波数帯域において比例するように決定することを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の共振電流制限装置。
前記蓄電素子は、コンデンサであることを特徴とする請求項１から１０の何れか一項に記載の共振電流制限装置。
前記蓄電素子の静電容量は、当該蓄電素子に直列に接続される前記コンデンサの静電容量よりも大きく設定されていることを特徴とする請求項１から１１の何れか一項に記載の共振電流制限装置。
前記共振電流経路上に、前記蓄電素子に直列に接続されるコンデンサとは別のコンデンサを１つ以上備え、
前記蓄電素子に直列に接続されているコンデンサの静電容量は、前記別のコンデンサの何れの静電容量よりも小さいことを特徴とする請求項１から１２の何れか一項に記載の共振電流制限装置。
前記駆動用電源の直流電圧は、前記コンデンサに印加される直流電圧よりも低く設定されていることを特徴とする請求項１から１３の何れか一項に記載の共振電流制限装置。
前記電圧制御器（２２、３４、４４）は、スイッチング電源回路であることを特徴とする請求項１から１４の何れか一項に記載の共振電流制限装置。
前記電圧制御器は、前記指令電圧を、前記蓄電素子に印加される電圧が一方の極性を維持するように決定することを特徴とする請求項１から１５の何れか一項に記載の共振電流制限装置。