CN105375742A - 谐振电流限定设备 - Google Patents

谐振电流限定设备 Download PDF

Info

Publication number
CN105375742A
CN105375742A CN201510512598.7A CN201510512598A CN105375742A CN 105375742 A CN105375742 A CN 105375742A CN 201510512598 A CN201510512598 A CN 201510512598A CN 105375742 A CN105375742 A CN 105375742A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
capacitor
equipment
resonance
resonance current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201510512598.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105375742B (zh
Inventor
梅谷和弘
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Denso Corp filed Critical Denso Corp
Publication of CN105375742A publication Critical patent/CN105375742A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105375742B publication Critical patent/CN105375742B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
  • Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

一种用于谐振电流通路(15、33、47)的谐振电流限定设备，所述谐振电流通路具有包括至少一个电容器(C2)和布线通路的回路形状，所述布线通路具有至少一个电感器(L1、L2、CML1、CML2)或电感部件，所述谐振电流限定设备包括：电气储存元件(C0)，其与所述电容器串联连接；驱动电源(11、45)；以及电压控制器(22、34、44、51)，其对所述电气储存元件中的电荷进行充电和放电，所述电荷由所述驱动电源供应，所述电压控制器将所述电气储存元件的端电压控制为预先确定的指令电压，并限制流过所述布线通路的谐振电流分量。

Description

谐振电流限定设备
技术领域
本公开内容涉及一种用于对发生在谐振电流通路上的谐振进行限定的谐振电流限定设备，所述谐振电流通路具有具备电感器和电容器的回路形状。
背景技术
近年来，鉴于环境意识，具有用于利用电动机来移动车辆的系统的电气车辆和混合车辆变得流行。在图9中示出了这些车辆通常的电气结构。平流电容器C1和逆变电路2连接在电池1的两端之间。用于移动车辆的电动机3由逆变电路2来控制。另外，另一平流电容器C2和电气设备4经由电感器L1、L2连接在平流电容器C1的两端之间。电气设备4例如是车辆的电子装置或者诸如当车辆是电气车辆时的电池充电器的辅助电子装置。
当逆变电路2执行大电流的开关操作时，逆变电路2生成噪声。当噪声穿透到电气设备4中时，可以发生操作的失败。因此，为了限制噪声穿透，在电池1与电气设备4之间的电源线上布置电感器L1、L2，或者由电源线中的电感部件提供滤波器。
当在电源线中布置电感器L1、L2时，可以在电池1或平流电容器C1与电气设备侧上的另一平流电容器C2之间出现寄生LC谐振。因此，由于大的谐振电流流过平流电容器C2，因此可以生成热量。相应地，有必要限制电容器C1、C2之间的谐振。
JP-2000-295771A教导了一种用于限制谐振的技术。在JP-2000-295771A中，电容器连接到逆变电路，并且另一电容器连接到面向电感器的部分(在整流电路的输出侧上)。电容器和另一电容器串联连接到变压器的次级绕组。将与负载电流成比例的电压施加到变压器的初级绕组，使得谐振被限制。
这里，假设在JP-2000-295771A中所描述的结构与图9中的系统相组合，则变压器可以被布置在图9中设置在谐振通路上的点A至点E中的一个处。然而，由于在向绕组供能的情况中所生成的变压器的传导损耗是大的，因此效率可以是不高的。另外，即使变压器被布置在五个点中的一个处，也可以出现以下困难。
例如，当变压器被布置在点A处时，限制了电容器C1处的谐振。然而，并没有对经由电感器L1的、电池1与电容器C2之间的通路上所生成的谐振进行限制。
另外，当变压器被布置在点B处，并且点B被设置在输入电流到逆变电路2的通路上时，检测到输入电流，并向变压器施加电压，使得可以减小要供应到逆变电路2的电源电压。另外，当逆变电路2执行开关操作时，逆变电路2开启和关断输入电流。通常，可以由变压器提供大的寄生电感。因此，当电路2开启和关断输入电流时，可以出现大的开关浪涌。
当变压器被布置在点C或点E处时，由于直流流过变压器，因此有必要在变压器的磁芯处形成间隙。因此，由于大的无效电流(即，无功电流)流过用于将电压施加到变压器的结构，因此可以降低效率，并且在该结构上要使用的电路元件的尺寸可以增加。
当变压器被布置在点D处时，当过渡性地改变电气设备4的消耗电流时电容器C2的电流被汲取到点D中。相应地，与点B类似，可以减小要施加到逆变电路2的电源电压。当电气设备4开启和关断输入电流时，可以根据电气设备4的开关操作而生成大的开关浪涌。
发明内容
本公开内容的目的是提供用于对谐振电流通路上的谐振进行限制的谐振电流限定设备。
根据本公开内容的一个方面，一种用于谐振电流通路的谐振电流限定设备，所述谐振电流通路具有包括至少一个电容器和布线通路的回路形状，所述布线通路包括至少一个电感器或至少一个电感部件，所述谐振电流限定设备包括：电气存储元件，其与所述电容器串联连接；驱动电源；以及电压控制器，其对所述电气储存元件中的电荷进行充电和放电，所述电荷由所述驱动电源供应，所述电压控制器将所述电气储存元件的端电压控制为预先确定的指令电压，并限制流过所述布线通路的谐振电流分量。
由于没有对施加到电感器或电感部件的电压变化的谐振频率分量进行限制，因此在所述谐振电流通路上出现LC谐振现象。因此，在以上的谐振电流限定设备中，与所述电容器串联连接的所述电气储存元件的端电压由所述电压控制器进行控制，使得限制了所述电感器或所述电感部件的电压变化。因此限制了所述谐振现象。由于在所述谐振电流限定设备中不存在变压器，因此不存在绕组中所生成的传导损耗。另外，由于所述电容器和所述电气储存元件中的每个具有电容性电抗，因此当所述电容器和所述电气储存元件的串联电路并联连接到所述电气设备时，当所述电气设备运行并且对电源电压的减小进行限制时出现开关浪涌，并且另外，还限制了所述谐振。
附图说明
根据下面参考附图做出的详细描述，本公开内容的以上和其它目标、特征以及优点将变得更明显。在附图中：
图1是示出了根据第一实施例的包括谐振电流限定设备的电气设备系统的图示；
图2A至2C是示出了控制逻辑电路的图示；
图3是示出了根据对第一实施例的修改的包括谐振电流限定设备的电气设备系统的图示；
图4是示出了控制逻辑电路的图示；
图5是示出了根据第二实施例的包括谐振电流限定设备的电气设备系统的图示；
图6A至6C是示出了控制逻辑电路的图示；
图7是示出了根据第三实施例的包括谐振电流限定设备的电气设备系统的图示；
图8是示出了根据第四实施例的包括谐振电流限定设备的电气设备系统的图示；并且
图9是示出了根据作为有关的现有技术进行比较的电气设备系统的图示。
具体实施方式
(第一实施例)
如图1所示，作为电气储存元件的电容器C0被布置在作为第一电容器的平流电容器C2与接地之间。包括电感器L3和N沟道MOSFETS1的串联电路连接在电容器C2、C0的共同连接点与驱动电源11之间。
驱动电源11可以被构建在电气设备4(即，第一电气设备)中。因此，电源11的两端与电气设备4的电源端子相对应。将电源11的电压设定为低于电池1的电压。在三个电容器C0、C1、C2之中的电容的大小关系为“C1>C0>C2”。
N沟道MOSFETS2连接在接地与MOSFETS1的源极(即，电感器L3的共同连接点)之间。MOSTFTS1、S2的开关操作控制由图2中所示出的控制逻辑电路12A-12C中的一个来执行。作为第一电容器的电容器C1的端电压V1由电压检测器(未示出)来检测。端电压V1由作为带通滤波器的BPF13进行滤波，使得端电压V1被转换为信号V1a，并且然后，将信号V1a输入到控制逻辑电路12中。类似地，电容器C2、C0的串联端电压V2也由电压检测器(未示出)来检测。串联端电压V2由BPF14进行滤波，使得电压V2被转换为信号V2a。然后，将信号V2a输入到控制逻辑电路12中。
电容器C1、电感器L1、电容器C2、电容器C0以及电感器L2提供了具有回路形状的谐振电流通路15。BPF13、14的通过频率范围至少包括谐振电流通路15的谐振频率。
如图2A所示，控制逻辑电路12A包括减法器16、比例积分控制器17(即，PI控制器)、PWM(脉宽调制)信号发生器18以及NOT门19。减法器16对信号V1a、V2a之间的差进行计算，并将这个差输入到PI控制器17中。PI控制器执行输入信号的比例积分运算，使得生成PWM控制指令信号。然后，将PWM控制指令信号输入到PWM信号发生器18中。PWM信号发生器18将PWM控制指令信号与在发生器18中所生成的诸如三角波的载波的幅度进行比较，并且因此生成了PWM信号。将PWM信号直接输入到MOSFETS1的栅极中，并且进一步地，将PWM信号经由NOT门19输入到MOSFETS2的栅极中。
如图2B所示，控制逻辑电路12B还包括设置在控制逻辑电路12A的PI控制器17与PWM信号生成器18之间的限定器20和减法器21。在这种情况中，流过电感器L3的电流I1由电流检测器(未示出)进行检测。减法器21对限定器20的输出信号与电流I1之间的差进行计算，并且然后，将这个差输入到PWM信号发生器18中。因此，使用限定器20来执行关于电流I1的过电流保护。
如图2C所示，通过从控制逻辑电路12B移除限定器20来准备控制逻辑电路12C，并且将流过电容器C0的电流I0代替电流I1输入到电路12C中作为减法器21的减法信号。电感器L3、FETS1、FETS2以及控制逻辑电路12提供了电压控制器22作为抑制型开关电源电路。谐振电流通路15、电压控制器22以及驱动电源11提供了谐振电流限定设备23。逆变电路2和电动机3提供了电气设备24作为第二电气设备。额外地，电气设备4、24和谐振电流限定设备23提供了电气设备系统。
将解释根据第一实施例的功能。基于由电源11供应并吸收的电荷来通过电压控制器22将电容器C0的电压控制为预先确定的正极性电压(即，指令电压)，所述电源11具有足够低于电池侧的电源线的低电压。电压控制器22是抑制型斩波器，并且因此，电容器C0的电压V1被控制为低于驱动电源11。另一方面，电气设备4中电源线的直流电压主要被施加到平流电容器C2。
例如，在图2A的结构中，从平流电容器C1的端电压V1的变化取回包括谐振频率的频率区域中的分量V1a。另外，从平流电容器C2、C0的端电压V2的变化取回包括谐振频率的频率区域中的分量V2a。控制平流电容器C0的电压，以便使得电压V1a、V2a相等。在这种情况中，控制平流电容器C0的电压(即，指令电压)，使得平流电容器C1的总的电压变化与平流电容器C2、平流电容器C0的总的电压变化相等。包括谐振频率的频率区域可以是整个频率区域的部分。备选地，频率区域可以是整个频率区域。在这种情况中，BPF13、14可以被移除。
因此，要施加到电感器L1、L2的电压并不包括谐振频率分量。因此，具有谐振频率分量的电流并不流过电感器L1、L2。这里，对出现在电感器L1、L2与平流电容器C0、C1、C2之间的谐振进行限制。
在控制逻辑电路12A中，基于电压变化V1a与电压变化V2a之间的差来以PWM控制的方式对MOSFETS1和MOSFETS2进行控制，其中，所述电压变化V1a包括从电容器C1的端电压V1获得的谐振频率分量，所述电压变化V2a包括从串联端电压V2获得的谐振频率分量。结果，在端电压V1、V2之间的电压差不包括谐振频率分量。
在谐振电流通路15中所生成的谐振操作归于这样的在端电压V1、V2之间的电势差中生成谐振频率分量的特征。因此，当分量被控制为零时，限制了谐振操作的出现。这里，BPF13、14并不总是必须的。然而，当BPF13、14切断(即，移除)具有比包括谐振频率的通过区域更高的频率的频率分量时，设备避免在控制系统中混合电压变化，对电容器C0的端电压的控制不能够跟随所述电压变化。另外，当移除低于通过区域的频率分量时，电压控制器22中输出电压(即，关于电容器C0的端电压的指令电压)的变化变小。因此，电容器C0的耐受电压可以被选择得较低。
电压控制器22根据谐振部件的电压变化来控制平流电容器C0的电压。因此，电容器C0的直流电压可以是任何电压。这里，由于电压控制器22是抑制型斩波器，因此当电容器C0的电压为负时，控制器22不能进行控制。相应地，将关于电容器C0的直流电压设定为大于电压变化分量的一半幅度是足够的。因此，驱动电源11用于输出比电压变化的最大值与最小值之间的差足够大的直流电压。将电容器C0的直流电压设定为电源11的电压的一半。
通常，电压V1、V2的变化与直流电压相比是足够小的。当电容器C0的端电压被控制为使电压V2的变化与电压V1的变化相匹配，则电压的变化范围变小。类似地，将足够小于电气设备4中的电源的直流电压施加到FETS1、S2和二极管(未示出)，所述FETS1、S2和二极管提供了电压控制器22。因此，与平流电容器C0类似，使用了FETS1、S2和具有低耐受电压的二极管中的元件。另外，当FETS1、FETS2中的电压是小电压时，开关损耗也是小的。因此，FETS1、S2的驱动频率能够被设定为高频率。相应地，电感器L3的电感可以被设计为小电感。因此，谐振电流限定设备23的尺寸被最小化。
另外，在图1的结构中，平流电容器C0的一端和电气设备4的一端共同提供接地。相应地，驱动电源11和电气设备4共享接地。因此，用于在电气设备4中所使用的逻辑系统的电源和/或用于驱动开关元件的电源可以被共同用作用于驱动电容器C0的电源。并非必须要额外地准备驱动电源11。
假设将JP-2000-295771A中所描述的结构与图9中的系统进行组合，则当在电气设备侧执行开关操作时，可以在电源端子处生成浪涌电压。当电气设备4的电源电流迅速改变时，电源端子的电压过渡性地减小。另一方面，在本实施例中，浪涌电压由平流电容器C2、C0的串联电路来充分平整。
由于在本实施例中，平流电容器C2、C0彼此串联连接，因此当添加电容器C0时，用于平整电气设备4的电源端子的电容等效地减小。相应地，电容器C0的电容可以比电容器C2足够大，以便当添加电容器C0时维持电容。
因此，在本实施例中，电容器C1、C2连接到包括电感器L1、L2的布线通路，使得形成具有回路形状的谐振电流通路15。在通路15中，电容器C2与电容器C0串联连接。电压控制器22通过利用对由驱动电源11供应的电荷进行充电和放电而将电容器C0的端电压控制为预先确定的指令电压来对流过连线通路的谐振电流分量进行限制。相应地，谐振以高的效率而不生成开关浪涌而被限制。
由电池1向驱动电源11供应直流电力，并且电容器C2、C0的串联连接被用作电气设备4的内部电源，以用于充当平流电容器。因此，振荡并不影响电气设备4的操作。在这种情况中，电容器C0的负侧端子共同连接到电源11的接地，并且因此，电压控制器22容易地提供了未隔离的电路。
另外，由于电容器C1充当电气设备24的平流电容，并且电气设备24并联连接，因此对在电气设备24利用大电流运行的情况中要被生成的谐振进行了限制。因此，限制了谐振对电气设备侧的影响。将三个电容器C0、C1、C2之中电容的大小关系设定为“C1>C0>C2”。鉴于电气设备24与电气设备4之间的负载电流的大小关系，通常将两个电容器C1、C2之间的电容的大小关系设定为“C1>C2”。在这种情况中，具有大于电容器C2的电容的电容器C0串联连接，限制了电气设备侧上的平流电容器的电容的减小。额外地，平流电容器C0与代替电容器C1的电容器C2串联连接。因此，要求限制平流电容器的电容的减小的平流电容器C0的电容被最小化。相应地，平流电容器C0的尺寸被最小化。
电压控制器22提供了开关电源电路。将要施加到电容器C0的具有正极性的指令电压确定为从电压V1、V2的差减去在至少包括谐振电流通路15的谐振频率的频率范围内的电压变化差“V1a-V2a”。相应地，电压控制器22的电路结构被简化，使得减小了电力损耗。另外，生成并输出了指令电压，使得有效地限制了谐振。
(对第一实施例的修改)
当从电源端子所取回的到电气设备4的电流不包括谐振电流分量时，能够将电压V2设定为电容器C0的端电压。在这种情况中，由于谐振电流分量并不流过电气设备4，因此由电感器L1、L2供应的全部谐振电流分量流过电容器C2、C0的串联电路。
例如，电容器C0的电压被控制为与电容器C1的电压变化相等，使得将要施加到电感器L1、L2和电容器C2的串联连接的电压的谐振分量保持在零。在这种情况中，电气设备4并不生成谐振电流分量。因此，具有电感器L1、L2的谐振分量的电流总是流过电容器C2。因此，当要施加到电感器L1、L2和电容器C2的串联连接的电压的谐振分量变为零时，具有谐振分量的电流保持在零。因此，有效地限制了谐振。
因此，如图3所示，利用BPF14对电容器C0的端电压V0进行滤波，使得取回电压V0的谐振频率分量。如图4所示，代替电压V2a，将电压V0a输入到减法器16中。设备可以具有这样的结构。
在所述修改中，电压控制器22通过从对电容器C2所施加的电压与施加到布置在谐振电流通路15中的电感器L1、L2的电压之和相加的结果减去在至少包括谐振电流通路15的谐振频率的频率范围内的电压变化来确定指令电压。在这种情况中，生成并输出了指令电压以便限制谐振。
(第二实施例)
代替根据第一实施例的电压V1，检测流过电感器L1、L2的电流变化。可以对电容器C0的电压进行控制，使得在电压V2上显现与检测到的电流变化成比例的电压变化。当电流变化包括具有谐振频率的分量时，相应地在电压V2(即，电气设备4的电源电压)上生成与谐振电流成比例的电压变化。
因此，在至少谐振频率分量中，整个电流设备4连同平流电容C2、C0一起被等效地认为是电容器和电阻器的串联电路。相应地，在电感器L1、L2与平流电容器C0、C1、C2之间所生成的谐振电流流过通路，在所述通路上等效地添加电阻器。谐振电流被限制。当等效电阻足够大时，对电感器L1、L2所施加的电压中的谐振分量变为零。
如图5所示，在第二实施例中，将共模扼流圈31(即，ZCML1、CML2)代替电感器L1、L2布置在电源线上。基于以上原理，BPF13被移除，并检测流过线圈CML1的电流I2而不是电压V1a。由BPF21滤波的电流I2a用于控制。将根据第一实施例的谐振电流通路15的电感器L1、L2替换为线圈CML1、CML2，使得准备谐振电流通路33。
在代替电压控制器22的电压控制器34中，第一实施例中的FETS1和FETS2彼此替换，并且FETS2的漏极连接到电容器C0、C2的共同连接点。另外，电感器L3连接在FETS2的源极与驱动电源11的正侧端子之间，使得准备升高斩波器。
在图6中所示出的控制逻辑电路35被用在电压控制器34中。代替将电压V1a输入到逻辑电路12A至12C中，控制逻辑电路35A至35C利用通过利用放大器36对电流I2a进行放大而准备的电流。谐振电流通路33、电压控制器34以及驱动电源11提供了谐振电流限定设备37。
因此，在第二实施例中，电压控制器34确定要施加到电容器C0的指令电压，使得在至少包括谐振电流通路33的谐振频率的频率范围内，要施加到电容器C2、C0的串联电路的电压V2的变化与谐振电流通路33上电流I2的变化成比例。在这种情况中，生成并输出了指令电压以便限制谐振。
当谐振电流分量不在电气设备4中流动时，通过线圈CML1、CML2的全部谐振电流分量流过电容器C2、C0。因此，在第二实施例中，与对第一实施例的修改类似，将电容器C0的端电压V0的变化设定为与流过线圈CML1的电流I2成比例，使得提供了等效电路，在所述等效电路中，在谐振电流通路33上等效地添加了电阻器。因此，有效地限制了谐振电流。
另外，在第二实施例中，并非必须要根据第一实施例检测电容器C1的端电压V1。相应地，当逆变电路2被设置在与电池1间隔开的位置处时，谐振电流限定设备37连同电气设备4一起很容易被集成到一个单元中。
另外，由于电压控制器34是升高斩波器，因此即使电容器C0中的端电压的变化范围(即，峰到峰的值)是大的，也能够根据变化范围来增加指令电压。因此，确实限制了谐振。
(第三实施例)
如图7所示，根据第三实施例的电气设备系统包括布置在正侧电源线上的用于在电容器C2、C0的串联电路与电气设备4之间进行连接的电感器L2。另外，平流电容器C3并联连接到电气设备4。另外，逆变电路41连接到电容器C2、C0的串联电路。逆变电路41驱动并控制电动机42。逆变电路41和电动机42提供了电气设备43。
代替电压控制器22布置了电压控制器44，并且电压控制器44连接到电源45以用于驱动。BPF46被布置为对电容器C3的端电压V3进行滤波，使得输出端电压V3中由通过预先确定的频率范围而准备的电压信号V3a。这里，与第一实施例类似，可以连接电容器C1。备选地，可以布置对应于每个电感器L1、L2的负侧电感器。
包括电池1、电感器L1以及电容器C2、C0的谐振电流通路15的谐振频率f1与包括电容器C3、电感器L2以及电容器C2、C0的谐振电流通路47的谐振频率f2不同。BPF13是用于通过包括频率f1的预先确定的范围的滤波器，并且BPF46是用于通过包括频率f2的预先确定的范围的滤波器。另外，BPF14a是用于通过频率f1与频率f2两者的滤波器。
电压控制器44对要施加到电容器C0的指令电压进行控制，以便使电压信号V2a与电压信号V1a、V3a的和相等(即，V2a＝V1a+V3a)。在这种情况中，限制了在每个频率f1、f2处所生成的谐振。
(第四实施例)
如图8所示，在根据第四实施例的电气设备系统中，代替电压控制器22布置了电压控制器51。电压控制器51被配置为串联调节器S/R。在这种情况中，获得了与第一实施例类似的效果。
可以不总在电气设备4中构建驱动电源11。备选地，电源11可以是独立的电源。
电压控制器22和电容器C0的一端连接到电气设备4的接地。备选地，电压控制器22和电容器C0的一端可以连接到系统的任何部分，只要电压控制器22和电容器C0的一端并联连接到电源端子并与电容器C2串联连接。
电容器C0可以与电容器C1串联连接。
电感器L1、L2可以不是必须的。可以代替电感器L1、L2，使用寄生在电容器C1、C2之间的线上的电感部件。
可以不在系统中布置电气设备24。
电气储存元件可以与电容器不同。
电气设备可以是其它发电机或UPS(即，不间断电源)。
另外，BPF可以是用于仅切断直流分量的滤波器。备选地，BPF可以是用于通过谐振频率分量的高通滤波器。在第一实施例和第四实施例中，当电压V1、V2彼此进行比较，并且电容器C0的端电压被控制时，由于电压V1的直流分量与电压V2的直流分量相等，因此，用于电压V1、V2的BPF可以从系统移除。类似地，在第二实施例中，当在电气设备4的工作电流I2中不包括直流分量时，用于电流I2以及电压V2或电压V0的BPF可以从系统移除。
尽管本公开内容已经参考其实施例进行了描述，但是应当理解，本公开内容并不限于这些实施例和结构。本公开内容旨在覆盖各种修改和等同布置。额外地，同时包括较多、较少或只有单个元件的各种组合和配置、其它组合和配置也在本公开内容的精神和范围之内。

Claims (16)

1.一种用于谐振电流通路(15、33、47)的谐振电流限定设备，所述谐振电流通路具有包括至少一个电容器(C2)和布线通路的回路形状，所述布线通路包括至少一个电感器(L1、L2、CML1、CML2)或至少一个电感部件，所述谐振电流限定设备包括：
电气储存元件(C0)，其与所述电容器串联连接；
驱动电源(11、45)；以及
电压控制器(22、34、44、51)，其对所述电气储存元件中的电荷进行充电和放电，所述电荷由所述驱动电源供应，所述电压控制器将所述电气储存元件的端电压控制为预先确定的指令电压，并限制流过所述布线通路的谐振电流分量。
2.根据权利要求1所述的谐振电流限定设备，
其中，直流电源(1)连接到所述电容器与所述电气储存元件的串联电路。
3.根据权利要求1所述的谐振电流限定设备，
其中，所述电容器与所述电气储存元件的串联电路并联连接到电气设备(4)的电源端子而不通过所述布线通路；并且
其中，所述电气设备由电源供能并运行。
4.根据权利要求3所述的谐振电流限定设备，
其中，所述电气设备的所述电源端子的一端连接到所述电气储存元件。
5.根据权利要求3所述的谐振电流限定设备，
其中，所述驱动电源是用于向所述电气设备供给能量的所述电源，并且
其中，所述电源被设置在所述电气设备中。
6.根据权利要求3所述的谐振电流限定设备，
其中，所述电容器被定义为第一电容器，并且所述电气设备被定义为第一电气设备，
其中，所述第一电容器与所述电气储存元件的所述串联电路通过所述布线通路而并联连接到第二电气设备(24)的电源端子，并且
其中，所述第二电气设备连接到第二电容器(C1)和第二电源，以被供能并运行。
7.根据权利要求1所述的谐振电流限定设备，
其中，所述电压控制器(22)确定所述预先确定的指令电压，以从要施加到所述谐振电流通路(15)中全部电感的电压的和移除在至少包括所述谐振电流通路的谐振频率的频率范围内的电压变化。
8.根据权利要求1所述的谐振电流限定设备，
其中，所述电压控制器(22)确定所述预先确定的指令电压，以从一计算结果移除在至少包括所述谐振电流通路的谐振频率的频率范围内的电压变化，所述计算结果是将施加到与所述电气储存元件串联连接的所述电容器的电压与要施加到所述谐振电流通路(15)中全部电感的电压的和相加的计算结果。
9.根据权利要求1所述的谐振电流限定设备，
其中，所述电压控制器(34)确定所述预先确定的指令电压，以在至少包括所述谐振电流通路(33)的谐振频率的频率范围内，将施加到所述电气储存元件的电压变化设定为与所述谐振电流通路中的电流变化成比例。
10.根据权利要求1所述的谐振电流限定设备，
其中，所述电压控制器(34)确定所述预先确定的指令电压，以在至少包括所述谐振电流通路(33)的谐振频率的频率范围内，将施加到所述电气储存元件与所述电容器的串联电路的电压变化设定为与所述谐振电流通路中的电流变化成比例。
11.根据权利要求1所述的谐振电流限定设备，
其中，所述电气储存元件是另一电容器。
12.根据权利要求1所述的谐振电流限定设备，
其中，所述电气储存元件的电容大于与所述电气储存元件串联连接的所述电容器的电容。
13.根据权利要求1所述的谐振电流限定设备，
其中，所述谐振电流通路还包括至少另一电容器，所述至少另一电容器和与所述电气储存元件串联连接的所述电容器不同，并且
其中，与所述电气储存元件串联连接的所述电容器的电容小于所述至少另一电容器的电容。
14.根据权利要求1所述的谐振电流限定设备，
其中，所述驱动电源的直流电压低于施加到所述电容器的直流电压。
15.根据权利要求1所述的谐振电流限定设备，
其中，所述电压控制器(22、34、44)是开关电源电路。
16.根据权利要求1-15中的任一项所述的谐振电流限定设备，
其中，所述电压控制器确定所述预先确定的指令电压，以维持施加到所述电气储存元件的电压的极性。
CN201510512598.7A 2014-08-19 2015-08-19 谐振电流限定设备 Active CN105375742B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014-166688 2014-08-19
JP2014166688A JP6172088B2 (ja) 2014-08-19 2014-08-19 共振電流制限装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105375742A true CN105375742A (zh) 2016-03-02
CN105375742B CN105375742B (zh) 2019-09-03

Family

ID=55349133

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510512598.7A Active CN105375742B (zh) 2014-08-19 2015-08-19 谐振电流限定设备

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9590491B2 (zh)
JP (1) JP6172088B2 (zh)
CN (1) CN105375742B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6314532B2 (ja) * 2014-02-24 2018-04-25 株式会社デンソー 電力変換システム
CN109565238B (zh) * 2016-07-29 2020-10-20 松下知识产权经营株式会社 开关电路装置以及电力转换装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000231609A (ja) * 1999-02-10 2000-08-22 Denso Corp Ｉｄタグ用リーダライタ
US20140211515A1 (en) * 2013-01-25 2014-07-31 Tdk Corporation Dc-dc converter and power supply device having dc-dc converter

Family Cites Families (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5038267A (en) * 1990-05-03 1991-08-06 General Electric Company Soft-switching power converter for operation in discrete pulse modulation and pulse width modulation modes
US5495404A (en) * 1994-07-29 1996-02-27 Motorola, Inc. Multi-resonant inverter
JPH08168176A (ja) 1994-12-12 1996-06-25 Toshiba Corp 高調波抑制装置
JP3396984B2 (ja) * 1995-02-15 2003-04-14 松下電工株式会社 電源装置
JP3423858B2 (ja) 1997-05-29 2003-07-07 東洋電機製造株式会社 パッシブフィルタのダンピング回路
JP2000295771A (ja) * 1999-04-08 2000-10-20 J P Ii Kk アクティブフィルタ制御装置
US6194845B1 (en) * 1999-11-03 2001-02-27 Osram Sylvania Inc. Ballasts with tapped inductor arrangements for igniting and powering high intensity discharge lamps
TW513850B (en) * 2000-04-03 2002-12-11 Shan Ken Oenki Kabushiki Kaish Electric power converting apparatus
JP2001359279A (ja) * 2000-06-12 2001-12-26 Sony Corp ブリッジ型ｄｃ−ｄｃコンバータ
SE523487C2 (sv) * 2001-07-16 2004-04-20 Abb Ab Förfarande för styrning av en strömriktare
SE520005C2 (sv) * 2001-09-21 2003-05-06 Abb Ab Strömriktare samt förfarande för styrning av en strömriktare
US6674246B2 (en) * 2002-01-23 2004-01-06 Mihail S. Moisin Ballast circuit having enhanced output isolation transformer circuit
US6933709B2 (en) * 2003-02-10 2005-08-23 Power-One Limited Digital control system and method for switched mode power supply
JP2004236395A (ja) 2003-01-29 2004-08-19 Hitachi Ltd 電力変換装置
US8581147B2 (en) * 2005-03-24 2013-11-12 Lincoln Global, Inc. Three stage power source for electric ARC welding
JP5003153B2 (ja) 2006-12-28 2012-08-15 セイコーエプソン株式会社 回路モジュール及び電子機器
KR101543039B1 (ko) * 2009-10-26 2015-08-10 현대자동차주식회사 임피던스 매칭법을 이용한 인버터 커패시터 모듈의 회로 구성방법
JP4901939B2 (ja) * 2009-10-26 2012-03-21 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
US20110139771A1 (en) * 2009-12-11 2011-06-16 Honeywell Asca Inc. Series-Parallel Resonant Inverters
JP5099194B2 (ja) * 2010-09-21 2012-12-12 株式会社デンソー 電力変換装置
JP5333485B2 (ja) * 2011-03-04 2013-11-06 株式会社デンソー 電力変換装置
WO2013058175A1 (ja) * 2011-10-21 2013-04-25 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP6088234B2 (ja) * 2011-12-23 2017-03-01 株式会社半導体エネルギー研究所 受電装置、無線給電システム
EP2824815B1 (en) * 2012-03-05 2020-09-16 Fuji Electric Co., Ltd. Power conversion device
JP5958531B2 (ja) * 2012-03-26 2016-08-02 株式会社村田製作所 インバータ装置
JP2014147224A (ja) * 2013-01-29 2014-08-14 Denso Corp スイッチングレギュレータ
JP2014180110A (ja) * 2013-03-14 2014-09-25 Toshiba Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US9350242B2 (en) * 2013-05-03 2016-05-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Power supply and DC-DC converter with voltage drop circuit therein
JP6341386B2 (ja) * 2013-05-30 2018-06-13 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング電源装置
US9173256B1 (en) * 2013-07-18 2015-10-27 Universal Lighting Technologies, Inc. Dimmable LED driver based on parallel resonant current fed self-oscillating topology
US20150303813A1 (en) * 2014-04-22 2015-10-22 I Shou University Ac-to-dc power converting device
TW201545454A (zh) * 2014-05-30 2015-12-01 Wistron Corp Ｌｌｃ諧振式電源轉換器

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000231609A (ja) * 1999-02-10 2000-08-22 Denso Corp Ｉｄタグ用リーダライタ
US20140211515A1 (en) * 2013-01-25 2014-07-31 Tdk Corporation Dc-dc converter and power supply device having dc-dc converter

Also Published As

Publication number Publication date
CN105375742B (zh) 2019-09-03
US9590491B2 (en) 2017-03-07
JP2016046819A (ja) 2016-04-04
US20160056711A1 (en) 2016-02-25
JP6172088B2 (ja) 2017-08-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Li et al. Active and reactive currents decomposition-based control of angle and magnitude of current for a parallel multiinverter IPT system
Li et al. A double-sided LCC compensation network and its tuning method for wireless power transfer
US9584047B2 (en) Bidirectional power converter having a charger and export modes of operation
US9124183B2 (en) Power inverter for feeding electric energy from a DC power generator into an AC grid with two power lines
EP3992019A1 (en) Vehicle and energy conversion device and power system thereof
CN110289669B (zh) 对智能电池的交流充电
US9493080B2 (en) Method for controlling a charger for a motor vehicle battery with a reduction of losses due to switching
CN103081347A (zh) 具有集成充电装置的开放式三角电机驱动器
Takasaki et al. Wireless power transfer system for gate power supplies of modular multilevel converters
Rituraj et al. Analysis and comparison of series-series and series-parallel topology of contactless power transfer systems
Chopra et al. A contactless power transfer—Supercapacitor based system for EV application
JP2012239269A (ja) セミブリッジレス力率改善回路とセミブリッジレス力率改善回路の駆動方法
CN105375742A (zh) 谐振电流限定设备
EP2908420B1 (en) Device for managing a battery
Zhang et al. Compensation technique for optimized efficiency and voltage controllability of IPT systems
Zhao et al. Performance optimization of LC bi-directional inductive power transfer system
Dolara et al. Analysis of control strategies for compensated inductive power transfer system for electric vehicles charging
CN203301209U (zh) 超级电容充电装置
EP2638627B1 (en) Power inverter for feeding electric energy from a dc power generator into an ac grid with two power lines
CN105978355B (zh) 一种电动汽车车载dc/dc装置
JP5697255B2 (ja) セミブリッジレス力率改善回路とセミブリッジレス力率改善回路の駆動方法
Smiline et al. Performance evaluation of PI and fuzzy tuned PI controllers for single phase bridgeless modified SEPIC converter
CN103354383A (zh) 超级电容充电装置
Wu et al. High frequency AC power distribution network for electric vehicle auxiliary electrical system
CN105490554A (zh) 一种变频电源

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant