JP2001359279A - ブリッジ型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

ブリッジ型ｄｃ−ｄｃコンバータ

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JP2001359279A
JP2001359279A JP2000175992A JP2000175992A JP2001359279A JP 2001359279 A JP2001359279 A JP 2001359279A JP 2000175992 A JP2000175992 A JP 2000175992A JP 2000175992 A JP2000175992 A JP 2000175992A JP 2001359279 A JP2001359279 A JP 2001359279A
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resonance
switching
converter
output voltage
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Masanobu Takahama
昌信 高濱
Kiyokazu Nagahara
清和 永原
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Sony Corp
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Abstract

(57)【要約】 【課題】軽負荷時の電力変換効率を改善する。 【解決手段】トランジスタＱ１，Ｑ２で構成されたスイ
ッチング手段１４と、容量素子Ｃｒ、インダクタンス素
子Ｌｒ、インダクタンス素子Ｌｐとして機能するコンバ
ータ用トランス２２の一次コイル２２ａとで構成された
共振回路２０と、二次コイル２２ｂ側に接続された負荷
（ＣＲＴ）２６に対する平滑整流回路２４と、出力電圧
に対する誤差増幅器２８と、誤差電圧に応じてスイッチ
ング周波数を可変する可変発振器３０とを有する。可変
発振器の出力がスイッチング素子に供給されて平滑整流
回路より安定化された出力電圧が得られる。軽負荷時に
おけるスイッチング周波数が、主としてＬｐと二次コイ
ルの巻線間容量Ｃｓとによって決まる共振周波数以上の
周波数に選定される。重負荷時の出力電圧安定化用スイ
ッチング周波数に比べて、軽負荷時のそれが非常に高く
なり、軽負荷時の励磁電流成分が大幅に減少して軽負荷
時の電力変換効率を従来よりも大幅に改善する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、陰極線管の高圧
発生回路系に適用できるブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タに関する。詳しくは、軽負荷時の出力電圧安定化時に
おけるスイッチング周波数として、主としてコンバータ
用トランスの一次コイルのインダクタンスと二次コイル
の巻線間容量とで決まる共振周波数以上の周波数に選定
することによって、特に重負荷時から軽負荷時に遷移し
たときのスイッチング周波数を高くするようにして、一
次コイル側に流れる励磁電流成分を低減し、この励磁電
流成分の低減により軽負荷時の変換効率を大幅に改善し
たものである。
【０００２】
【従来の技術】近年になって、陰極線管（以下ＣＲＴと
いう）のアノードに加える高圧電圧（ＨＶ）の高圧発生
回路系として、水平走査周波数（水平駆動周波数）とは
非同期な周波数をスイッチング周波数として使用する非
同期型の高圧発生回路を使用する試みがなされている。
【０００３】水平走査周波数に同期した同期型の高圧発
生回路に対して非同期型の高圧発生回路はそのスイッチ
ング周波数が、水平走査周波数よりも遙かに高い周波数
を用いる関係で、高圧発生回路を構成する回路素子が小
型のものを使用できるため回路全体のコストダウンを図
れたり、高圧への変換効率が高いなどのメリットが存在
するからである。
【０００４】このような非同期型の高圧発生回路として
は、例えばハーフブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータな
どを使用する場合が多い。図６はこのＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１０の概念的な構成図を示すもので、直流電源１２
には一対のスイッチング素子で構成されたスイッチング
手段１４が接続され、このスイッチング手段１４には共
振回路２０を構成する容量素子Ｃｒ、インダクタンス素
子Ｌｒおよびトランス２２の一次コイル２２ａの直列回
路が接続される。
【０００５】トランス２２の二次コイル２２ｂには平滑
整流回路２４を介して負荷２６が接続される。負荷２６
としては上述したようにＣＲＴ（図示はしない）などが
考えられる。ＣＲＴを負荷とするときには、平滑整流回
路２４としては多倍圧整流回路が使用され、２０〜３０
ＫＶ程度の高圧電圧がＣＲＴのアノード端子（図示はし
ない）に印加される。
【０００６】高圧出力電圧は誤差検出手段２８に供給さ
れて、基準電圧と比較され、その誤差電圧が可変発振器
３０に供給されて誤差電圧に応じた発振周波数が出力さ
れる。この発振周波数はスイッチング信号としてドライ
バ３２を介して上述したスイッチング手段１４に供給さ
れるので、スイッチング周波数を負荷に応じて可変する
ことによって出力電圧の安定化が図られる。
【０００７】この構成では共振回路２０の共振を利用し
てトランス２２の二次側に電磁エネルギーを伝達して所
定の高圧出力電圧ＨＶを得るものである。ここで、二次
コイル２２ｂ側の巻線間容量Ｃｓは一次コイル２２ａに
換算すると、この一次コイル２２ａと並列に存在するこ
とになる。一次側に換算したときのこの巻線間容量を図
示のようにＣｐで示す。
【０００８】巻線間容量Ｃｓを一次側に換算したときの
共振特性とスイッチング周波数との関係を図７を参照し
て説明する。図６のように巻線間容量Ｃｓを考慮する
と、図６の共振回路２０は、Ｃｒ、ＬｒおよびＬｐ（一
次コイル２２ａのインダクタンス）による直列共振部
と、Ｌｒ、ＬｐおよびＣｐによる並列共振部との複合共
振回路構成とみなすことができる。
【０００９】そのため、この直列共振部によって得られ
る第１のピーク（直列共振点）Ｐｓを持つ共振カーブ
と、並列共振部によって得られる第２のピーク（並列共
振点）Ｐｐを持つ共振カーブとが合成された共振特性と
なる。そして、負荷２６が軽負荷時のときには出力電圧
（高圧出力）が高くなり、重負荷時のときには逆に出力
電圧が低くなるから、軽負荷時と重負荷時とでは共振特
性が異なる。つまり軽負荷の場合には曲線Ｌａで示すよ
うな共振特性となり、重負荷の場合には曲線Ｌｂで示す
ような共振特性となる。負荷の値に応じて共振カーブ
は、これら共振カーブＬａ、Ｌｂの間を動きながら出力
電圧の安定化が図られることになる。
【００１０】図７のように安定化すべき電圧を設定する
と、軽負荷時の場合には直列共振点（その周波数をｆｓ
とする）よりも高く並列共振点（その周波数をｆｐとす
る）よりも低い周波数領域と、並列共振点よりも高い周
波数領域のそれぞれに出力電圧を安定化すべき動作周波
数（設定電圧と交差するスイッチング周波数）ｆ２，ｆ
４が存在する。重負荷時の場合には、設定電圧と交差す
る周波数ｆ１，ｆ３が電圧を安定するスイッチング周波
数となる。
【００１１】通常、この種ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の
スイッチング周波数（動作周波数）としては直列共振点
Ｐｓである共振周波数ｆｓよりも高い周波数が設定され
るため、この場合には周波数領域Ｗａか若しくはＷｂの
範囲内にあるように選ばれることになる。例えば周波数
領域Ｗａ内に選ばれる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図６に示す
共振回路２０の共振用コンデンサＣｒや共振用インダク
タンスＬｒを流れる電流は、二次側に伝達される電流成
分と、一次側のみに流れる電流成分つまり励磁電流成分
とが合成されたものである。励磁電流成分は電磁エネル
ギーの伝達に寄与しない電流成分である。励磁電流成分
はスイッチング周波数が低いほどその振幅値が大きくな
り、それに伴って電力損失も増大することが知られてい
る。
【００１３】さて、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１０で
は図７のように直列共振周波数ｆｓより高い周波数領域
Ｗａ内をスイッチング周波数の動作領域としている。こ
のときの軽負荷時のスイッチング周波数ｆ２と、重負荷
時のスイッチング周波数ｆ１とｆ２の周波数差は僅差で
ある。
【００１４】具体的に例示すると、例えば高圧の出力電
圧として３２ＫＶが必要であるときにはこの値が設定電
圧となり、そのときのコンバータ用のトランス２２とし
ては二次コイル２２ｂのターン数が５００Ｔに選んだと
き、一次コイル２２ａのターン数は３０Ｔである。この
ときには、 ｆｐ＝５０ｋＨｚ ｆ１＝６０ｋＨｚ ｆ２＝６５ｋＨｚ となる。したがって、軽負荷時のとき設定電圧に安定化
するためのスイッチング周波数は６５ｋＨｚであるか
ら、重負荷時のスイッチング周波数６０ｋＨｚとは大差
ない。そのときの励磁電流波形を図８に示す。同図Ａは
重負荷時の励磁電流波形であり、同図Ｂは軽負荷時の励
磁電流波形である。
【００１５】もちろん、並列共振周波数ｆｐより高い周
波数領域Ｗｂにスイッチング周波数がくるように設計し
た場合でも、重負荷時と軽負荷時のスイッチング周波数
差は余り大きくはならない。
【００１６】このように重負荷時に対して軽負荷時のス
イッチング周波数があまり高くならないので、励磁電流
成分が大きなまま駆動されることになり、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１０の電力変換効率を改善できないという問題
があった。この問題は、ハーフブリッジ型のみならず、
フルブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータでも同じことが
言える。
【００１７】そこで、この発明はこのような従来の課題
を解決したものであって、特に軽負荷時における電圧安
定化のためのスイッチング周波数を従来よりも遙かに高
くできるようにして、電力変換効率を大幅に改善したブ
リッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータを提案するものである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、請求項１に記載したこの発明に係るブリッジ型ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、一対のスイッチング素子で構成
されたスイッチング手段と、容量素子、インダクタンス
素子およびインダクタンス素子として機能するコンバー
タ用トランスの一次コイルとで構成された共振回路と、
このコンバータ用トランスの二次コイル側に接続された
負荷への電圧供給源となる平滑整流回路と、二次側の出
力電圧に対する誤差増幅器と、その誤差電圧に応じてス
イッチング周波数を可変する可変発振器とを有し、この
可変発振器の発振周波数がスイッチング信号として上記
一対のスイッチング素子に供給されて、上記平滑整流回
路より安定化された出力電圧が得られるようになされる
と共に、軽負荷時の出力電圧安定化時におけるスイッチ
ング周波数が、主として上記コンバータ用トランスの一
次コイルのインダクタンスと二次コイルの巻線間容量と
によって決まる共振周波数以上の周波数に選定されたこ
とを特徴とする。
【００１９】この発明では、軽負荷時における出力電圧
安定化のためのスイッチング周波数として、主としてコ
ンバータ用トランスの一次コイルのインダクタンスと二
次コイルの巻線間容量とによって決まる共振周波数以上
の周波数に選定する。
【００２０】このように軽負荷時の共振特性を設定する
ことで、並列共振周波数よりも高い周波数領域に、出力
電圧安定化用の動作周波数（スイッチング周波数）ｆ２
を設定できる。これに伴って重負荷時の出力電圧安定化
用のスイッチング周波数ｆ１も、周波数領域の高い方向
にシフトするが、軽負荷時ほどではない。
【００２１】その結果、重負荷時の出力電圧安定化用ス
イッチング周波数ｆ１に比べて、軽負荷時の出力電圧安
定化用スイッチング周波数ｆ２が非常に高くなる。実験
したところによると、重負荷時のほぼ２倍のスイッチン
グ周波数を軽負荷時の出力電圧安定化用スイッチング周
波数とすることができる。そのため、軽負荷時の励磁電
流成分（振幅値）が大幅に減少して電力変換効率が大幅
に改善する。
【００２２】
【発明の実施の形態】続いて、この発明に係るブリッジ
型ＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照して
詳細に説明する。
【００２３】図１はこの発明に係るブリッジ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１０を、ＣＲＴの高圧発生回路に適用した
場合である。ブリッジ形式としては従来例と同様にハー
フブリッジ型を例示する。
【００２４】図１に示すハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１０はＣＲＴ（図示はしない）のアノード電圧
ＨＶを得るための高圧発生回路として機能し、コンバー
ト用トランス２２の一次側にはスイッチング手段１４が
設けられる。
【００２５】スイッチング手段１４は直列接続された一
対のスイッチング素子、この例では同じ導電形式のＭＯ
Ｓ型トランジスタＱ１，Ｑ２を有し、夫々のゲートには
後述するドライバ３２より交互に反転するスイッチング
信号Ｓａ，Ｓｂが供給される（図２Ａ，Ｂにそのときの
ゲート・ソース間電圧を示す）。
【００２６】直流電源１２からの駆動電圧はこれら一対
のトランジスタＱ１，Ｑ２に印加される。一対のトラン
ジスタＱ１，Ｑ２のドレイン・ソース間には共振電流の
転流用ダイオードＤ１，Ｄ２が接続され、そしてこれら
一対のトランジスタＱ１，Ｑ２の接続中点ｑにはコンバ
ート用トランス２２の一次コイル２２ａが共振回路素子
を介して接続される。
【００２７】つまり、接続中点ｑと一次コイル２２ａと
の間には共振回路２０を構成する共振用コンデンサ（容
量素子）Ｃｒと共振用インダクタンス素子Ｌｒとの直列
回路が接続され、これら素子Ｃｒ，Ｌｒと一次コイル２
２ａのインダクタンスＬｐとによって直列共振回路が構
成される。スイッチングトランジスタＱ２の両端に接続
されたコンデンサＣｘは充放電用のコンデンサであっ
て、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２のターンオン
時あるいはターンオフ時の部分共振用として使用され
る。
【００２８】コンバート用トランス２２の２次側には直
列接続された一対の二次コイル２２ｂ，２２ｃが巻回さ
れ、夫々には平滑整流回路２４を構成する一対の両波整
流用のダイオードＤ３，Ｄ４と平滑用のコンデンサＣｏ
が接続される。平滑整流回路２４の出力電圧は、この例
ではＣＲＴのアノード端子に印加される。アノード電圧
は周知のように高圧電圧（２０ＫＶ〜３２ＫＶ）であ
る。従って、実際の平滑整流回路２４はこのような高圧
出力電圧ＨＶが得られるようにするため、多倍圧整流回
路が使用され、昇圧された高圧の出力電圧ＨＶが出力さ
れるように構成されている。
【００２９】高圧出力電圧ＨＶは直接若しくは一対の分
圧用抵抗を介してオペアンプ構成の誤差増幅器２８に供
給されて基準電圧２９と比較される。比較電圧である誤
差電圧は可変発振器３０の周波数制御電圧として供給さ
れ、入力した誤差電圧に応じて発振信号の周波数制御が
行われる。この例では発振周波数は１００ＫＨｚから２
６０ＫＨｚの範囲内で可変できるように構成されてい
る。発振信号はドライバ３２に供給され、一対のスイッ
チング用トランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチングするに
適した交互に反転する一対のスイッチング信号Ｓａ，Ｓ
ｂとなされて、これらスイッチング用トランジスタＱ
１，Ｑ２のゲートに加えられる。
【００３０】図２は図１の動作を説明するための波形図
であって、デューディ約５０％の一対のスイッチング信
号Ｓａ、Ｓｂによって一対のトランジスタＱ１，Ｑ２が
オン／オフを繰り返す。スイッチング信号Ｓａ、Ｓｂに
よって第１のスイッチングトランジスタＱ１のドレイン
・ソース間電圧は図２Ｃのようになり、これに伴ってこ
れらスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２には図２Ｄお
よびＥに示す電流Ｉｄが交互に流れるから、結局共振用
インダクタンスＬｒには図２Ｆに示す共振電流Ｉｉ（実
線図示）が流れる。
【００３１】この共振電流によってコンバート用トラン
ス２２の二次側には電磁エネルギーが伝達されて、スイ
ッチングトランジスタＱ１がオンのときダイオードＤ３
には図２Ｇに示す電流Ｉａが流れ、他方のスイッチング
トランジスタＱ２がオンのときにはダイオードＤ４には
図２Ｈに示す電流Ｉｂ（＝Ｉａ）が流れる。これら電流
Ｉａ，Ｉｂが平滑整流されて平滑整流回路２４からは所
定の直流化された出力電圧ＨＶが得られる。
【００３２】図２Ｆに示す共振電流Ｉｉは、破線で示す
励磁電流成分と実線で示す共振電流成分とが合成された
ものであって、斜線の部分が二次側に伝送される成分を
示している。後述するように励磁電流成分が少ない程、
二次側への伝送効率が高くなり、電力変換効率が改善さ
れる。
【００３３】ここで、負荷が重くなる重負荷時にアノー
ド電流が増加するから高圧出力電圧ＨＶが低下するの
で、発振周波数が低くなるようにフィードバック制御さ
れ、これによって一対のスイッチングトランジスタＱ
１，Ｑ２に加わるスイッチング周波数が低くなり、より
多くの電磁エネルギーをコンバート用トランス２２の２
次側に伝達する。このエネルギー伝達によって高圧出力
電圧ＨＶが上昇して重負荷時でも高圧出力電圧ＨＶが安
定化する。
【００３４】これに対して負荷が軽くなる軽負荷モード
では上述とは逆の現象となる。つまり、軽負荷時にはア
ノード電流が減少して高圧出力電圧ＨＶが上昇する。高
圧出力電圧ＨＶが上昇すると、誤差電圧が高くなって発
振周波数が高くなるように制御される。つまり、スイッ
チング周波数が高くなる。スイッチング周波数が高まる
とコンバート用トランス２２の２次側に伝達される電磁
エネルギーが減少するため、高圧出力電圧ＨＶが下が
り、これによって高圧出力電圧ＨＶの安定化が図れる。
【００３５】このような基本的な電圧安定化動作をなす
ハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０において、
コンバート用トランス２２を高圧変換用のトランスとし
て使用した場合には、二次コイル２２ｂ、２２ｃの巻線
数が大きくなるため、これら二次コイル２２ｂ、２２ｃ
には巻線間容量Ｃｓ１，Ｃｓ２が寄生的に存在する。
【００３６】これら寄生容量である巻線間容量Ｃｓ１，
Ｃｓ２は一次側に換算すると、これらが一次コイル２２
ａと並列に接続されたものと等価になることが知られて
いる。この換算等価容量をＣｐ（図１に破線図示）とす
ると、これがインダクタンスＬｐに対し並列接続される
ために、共振回路２０の共振特性はコンデンサＣｒ、イ
ンダクタンス素子Ｌｒ，Ｌｐによる直列共振部の直列共
振特性と、主としてインダクタンス素子Ｌｒ，Ｌｐと等
価容量Ｃｐによる並列共振部の並列共振特性とが合成さ
れた共振特性となる。
【００３７】そのため、図３に示すようにスイッチング
周波数ｆｓｗと平滑整流回路２４の出力電圧とで表され
る共振特性にあっては、第１の共振点Ｐｓからなる直列
共振カーブと、第２の共振点Ｐｐからなる並列共振カー
ブが合成された特性となる。図３において、曲線Ｌｃは
軽負荷時における共振特性（双峰特性）を示し、曲線Ｌ
ｄは重負荷時の共振特性（双峰特性）を示す。
【００３８】ところで、安定化したい出力電圧ＨＶを図
３に示す設定電圧とすれば、この設定電圧と共振カーブ
Ｌｃ，Ｌｄが交差するところのスイッチング周波数ｆｓ
ｗ（ｆ１およびｆ２）が出力電圧が安定したときの動作
周波数となる。負荷が変動すると、この負荷変動に応じ
て共振曲線はＬｃからＬｄの範囲内で変化するため、出
力電圧ＨＶを安定化するためのスイッチング周波数とし
てはｆ１〜ｆ２の間（範囲Ｗ内）で変動することにな
る。
【００３９】この発明では、軽負荷時における安定化出
力電圧を得るスイッチング周波数として、並列共振周波
数ｆｐ以上の周波数ｆ２に設定する。具体的には二次コ
イル２２ｂ，２２ｃの巻線間容量Ｃｓ１，Ｃｓ２などに
よって決まる並列共振周波数ｆｐ以上の周波数ｆ２が出
力電圧を安定化したときのスイッチング周波数となるよ
うに、巻線間容量Ｃｓ１，Ｃｓ２、換言すれば等価容量
Ｃｐの値を選ぶ。等価容量Ｃｐによって並列共振点、つ
まり並列共振周波数が変化し、その値を大きくすれば並
列共振カーブが変わるので、直列共振カーブと並列共振
カーブとによってボトム付近のカーブも影響を受ける。
【００４０】そして、等価容量Ｃｐを次第に大きくする
と共振特性のボトム付近（周波数ｆａ付近）が上方にシ
フトして設定電圧ＨＶを越える。このシフトによって共
振特性と設定電圧とがクロスする周波数は、ただ１つと
なり、これで上述したような並列共振周波数ｆｐ以上の
周波数ｆ２を、出力電圧を安定化させるときのスイッチ
ング周波数として設定することができる。
【００４１】等価容量Ｃｐの変化に伴って重負荷時の共
振特性も曲線Ｌｄのように変化するから、重負荷時にお
ける出力電圧を安定化するためのスイッチング周波数ｆ
１も周波数が高い方向にシフトすることになる。
【００４２】ここで、二次コイル２２ｂ、２２ｃの巻線
間容量Ｃｓ１，Ｃｓ２を一次側に換算したときの等価容
量Ｃｐは、一次コイル２２ａと二次コイル２２ｂ、２２
ｃのターン数の比によって変化する。
【００４３】上述したように高圧の出力電圧ＨＶとして
３２ｋＶを設定し、これを設定電圧とすると共に、スイ
ッチング周波数として１００ｋＨｚ〜２６０ｋＨｚを可
変範囲に設定したときの具体的な数値を説明する。二次
コイル２２ｂ、２２ｃのトータルターン数を５００Ｔと
した場合で、一次コイル２２ａのターン数を３０Ｔとし
たときには、図７曲線Ｌａ、Ｌｂのような共振特性とな
ることは既に説明した。
【００４４】これに対して、一次コイル２２ａのターン
数を半分の１／２にしたときの共振特性の一例を図４に
示す。一次コイル２２ａのターン数を従来の１／２にす
ることは、取りも直さず等価容量Ｃｐをほぼ２倍にする
ことであるから、この場合には軽負荷時の共振特性は曲
線Ｌｃのように変わり、重負荷時の共振特性も曲線Ｌｄ
のように変化する。したがって直列共振点Ｐｓ（共振周
波数ｆｓ）や、並列共振点Ｐｐ（共振周波数ｆｐ）も高
周波数領域側にシフトする。実験によると、共振周波数
等の具体的な数値は図４にも記したように、 ｆｓ＝６５ｋＨｚ ｆａ＝１１０ｋＨｚ ｆ１＝１５５ｋＨｚ ｆｐ＝１９０ｋＨｚ ｆ２＝２５０ｋＨｚ となった。
【００４５】図４からも明らかなように設定電圧ＨＶと
交差する重負荷時における共振曲線Ｌｄのスイッチング
周波数ｆ１は、１１０ｋＨｚであるのに対し、軽負荷時
における共振曲線Ｌｃのスイッチング周波数ｆ２は２５
０ｋＨｚとなる。因みに従来では、ｆ１＝６０ｋＨｚ、
ｆ２＝６５ｋＨｚである。したがってこの発明によれば
軽負荷時における出力電圧ＨＶを安定化するためのスイ
ッチング周波数ｆ２を従来よりも大幅に高くすることが
できる。
【００４６】一方、一次コイル２２ａを流れる励磁電流
成分（振幅値）Ｉｒｐｐは以下のように表せる。
【００４７】
【数１】
【００４８】ここに、Ｌｓ１は二次コイル２２ｂのイン
ダクタンスである。この（数１）からも明らかなよう
に、励磁電流の振幅値はスイッチング周波数ｆ２に反比
例することが判る。
【００４９】したがってスイッチング周波数ｆ２が６５
ｋＨｚの場合に対し、スイッチング周波数ｆ２が２５０
ｋＨｚのように高い方にシフトすると、励磁電流成分を
約１／４に減らすことができる。そのときの励磁電流波
形を図８Ｃに示す。その結果、コンバータ用トランス２
２の電力変換効率が従来よりも大幅に改善される。実験
によると、６〜７Ｗ（ワット）程度改善されることが確
認された。
【００５０】共振曲線ＬｃやＬｄを決定する素子として
は、図１に示す直列共振用コンデンサＣｒ、共振用イン
ダクタンス素子Ｌｒ、Ｌｐ、等価容量のコンデンサＣｐ
であるから、等価容量Ｃｐのみを変えて図３に示すよう
な共振特性を得ることもできれば、その他の素子の値を
変えて図３の共振特性を得ることもできる。
【００５１】なお、コンバート用のトランス２２の一次
コイル２２ａと二次コイル２２ｂ、２２ｃの結合を疎結
合としてそのときの漏れインダクタンスを、共振用のイ
ンダクタンスＬｒとして使用することもできる。
【００５２】図５はこの発明に係るブリッジ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１０の他の実施の形態を示すもので、この
場合も高圧出力電圧を得る高圧発生回路に適用したハー
フブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、負荷はＣ
ＲＴである。
【００５３】上述したように軽負荷時における動作周波
数としては、主としてコンバート用トランス２２の一次
コイル２２ａのインダクタンスＬｐと、二次コイル２２
ｂ、２２ｃの巻線間容量Ｃｓ１，Ｃｓ２によって決まる
共振周波数ｆｐ以上の周波数ｆ２に選定した。この巻線
間容量Ｃｓ１，Ｃｓ２のみによっては容量値が不足し、
図４曲線Ｌｃに示すような共振特性（ボトム付近の周波
数ｆａでの出力電圧が設定電圧以上になる共振特性）が
得られないことも考えられる。その場合を考慮したのが
図５に示す実施の形態である。
【００５４】この場合には、図５にも示すようにトラン
ス２２の二次コイル２２ｂ、２２ｃのそれぞれに対して
補助コンデンサＣｓ３，Ｃｓ４が追加される。こうする
と、一次側への換算等価容量Ｃｐの値が大きくなり、図
４曲線Ｌｃのようなボトム周波数ｆａ付近の出力電圧レ
ベルが設定電圧ＨＶを越える共振特性を得ることができ
る。その他の構成は図１の場合と同様であるので、その
説明は割愛する。
【００５５】また、平滑整流回路２４は出力電圧の値に
応じた構成のものを採用することができる。つまり、半
波整流回路や倍圧整流回路などを採用できる。
【００５６】上述した実施の形態では、この発明をハー
フブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用したが、フ
ルブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用できる。
またこの発明では陰極線管の高圧発生回路系に適用した
が、高圧発生回路系のみならず、通常のＤＣ−ＤＣコン
バータにもこの発明を適用できるのは容易に理解でき
る。
【００５７】なお、ハーフブリッジ型などのＤＣ−ＤＣ
コンバータをＣＲＴの高圧発生回路とする場合には、水
平走査周波数とは非同期なスイッチング周波数を用いて
高圧出力電圧ＨＶを安定化するために、出力電圧のリッ
プル分（スイッチング周波数成分）が画面上に横筋とな
って現れることがある。これの対策としては出力電圧の
伝送路と直列にリップル抑圧用の抵抗器を挿入すること
で解決できる。
【００５８】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明では、軽負
荷時における出力電圧安定化のためのスイッチング周波
数として、主としてコンバータ用トランスの一次コイル
のインダクタンスと二次コイルの巻線間容量とによって
決まる共振周波数以上の周波数に選定したものである。
【００５９】このように軽負荷時の共振特性を設定する
ことで、並列共振周波数よりも高い周波数領域に、出力
電圧安定化用の動作周波数（スイッチング周波数）を設
定できる。その結果、重負荷時の出力電圧安定化用スイ
ッチング周波数に比べて、軽負荷時の出力電圧安定化用
スイッチング周波数が非常に高くなる。これによって、
軽負荷時の励磁電流成分（振幅値）を大幅に減少させる
ことができるので、軽負荷時の電力変換効率を従来より
も大幅に改善することができる。
【００６０】したがってこの発明に係るブリッジ型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、画像の内容によって重負荷から軽
負荷までの範囲で負荷が常時変動する陰極線管などの高
圧発生回路に適用して極めて好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係るブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タを、陰極線管の高圧発生回路系に適用した場合の実施
の形態を示す接続図である。
【図２】その動作説明用波形図である。
【図３】共振特性の特性図である。
【図４】共振周波数と出力電圧との関係を示す図３と同
様な特性図である。
【図５】この発明に係るブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの他の実施の形態を示す図１と同様な接続図である。
【図６】従来のブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータの系統
図である。
【図７】そのときの共振特性を示す特性図である。
【図８】励磁電流波形を示す図である。
【符号の説明】
１０・・・ハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ、１
４・・・スイッチング手段、２０・・・共振回路、２２
・・・コンバータ用トランス、２４・・・平滑整流回
路、２６・・・負荷（ＣＲＴ）、２８・・・誤差増幅
器、３０・・・可変発振器、３２・・・ドライバ、２２
ａ・・・一次コイル、２２ｂ、２２ｃ・・・二次コイ
ル、Ｑ１，Ｑ２・・・スイッチングトランジスタ、Ｃｒ
・・・共振用コンデンサ、Ｌｒ・・・共振用インダクタ
ンス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS01 AS23 BB26 BB57 BB75 BB76 BB78 DD04 DD32 EE03 EE07 FD01 FG07 FG09 FG22

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータであっ
    て、 一対のスイッチング素子で構成されたスイッチング手段
    と、 容量素子、インダクタンス素子およびインダクタンス素
    子として機能するコンバータ用トランスの一次コイルと
    で構成された共振回路と、 このコンバータ用トランスの二次コイル側に接続された
    負荷への電圧供給源となる平滑整流回路と、 二次側の出力電圧に対する誤差増幅器と、 その誤差電圧に応じてスイッチング周波数を可変する可
    変発振器とを有し、 この可変発振器の発振周波数がスイッチング信号として
    上記一対のスイッチング素子に供給されて、上記平滑整
    流回路より安定化された出力電圧が得られるようになさ
    れると共に、 軽負荷時の出力電圧安定化時におけるスイッチング周波
    数が、主として上記コンバータ用トランスの一次コイル
    のインダクタンスと二次コイルの巻線間容量とによって
    決まる共振周波数以上の周波数に選定されたことを特徴
    とするブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  2. 【請求項２】 上記一次コイルと二次コイルのターン数
    を変えることで、上記スイッチング周波数を上記共振周
    波数以上の周波数に設定できるようにしたことを特徴と
    する請求項１記載のブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
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