CN103326580B

CN103326580B - 直流-直流转换器、电力变换器及其控制方法

Info

Publication number: CN103326580B
Application number: CN201210507471.2A
Authority: CN
Inventors: 金红元; 忽培青; 甘鸿坚; 应建平
Original assignee: Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Current assignee: Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Priority date: 2011-12-01
Filing date: 2012-11-30
Publication date: 2016-08-24
Anticipated expiration: 2032-11-30
Also published as: CN103326580A

Abstract

本发明提供了一种直流‑直流转换器、电力变换器及其控制方法。该直流‑直流转换器包括输出电路、矩形波发生器、谐振槽、检测单元与控制单元。矩形波发生器将一输入电压转换成至少一矩形波，谐振槽用于基于矩形波以提供一第一电压给输出电路，检测单元用于检测反映负载的状态的信号，当反映负载的状态的信号为轻载或空载时，控制单元控制该矩形波的工作频率或占空比，矩形波的占空比落于一预定范围内，藉此直流‑直流转换器的电压增益高于占空比为50%时所对应的电压增益。采用本发明，藉由在轻载和空载时矩形波的占空比工作在一定范围内，因此能有效减少变换器在单位时间内的总开关次数，有效地提高轻载效率，满足限制轻载时损耗的要求。

Description

直流-直流转换器、电力变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术，尤其涉及一种直流-直流转换器、电力变换器及其控制方法。

背景技术

近年来，由于能源节约运动在世界范围内的广泛推行，越来越多的客户要求开关模式的变换器在很宽的负载范围内均能达到高变换效率，所以对变换器在轻载和空载时的效率也提出了很高的要求。对此，国际能源组织（IEA）、美国和欧洲等国家和组织已制定出或正在制定相关标准，以限制开关模式变换器等电气产品在轻载和空载时的损耗。

串联谐振DC/DC变换器采用谐振变换技术，可实现开关管的零电压开通，电源损耗很小，在满载时效率很高。图1是LLC串联谐振DC/DC变换器的基本形式。这种拓扑通常采用变频调制方式，通过改变矩形波的工作频率来稳定输出电压，占空比为50%，如图2所示。电源输出电压增益M与工作频率的关系为：

M = \frac{2 n * V_{o}}{V_{in}} = \frac{1}{\sqrt{{1 + \frac{L_{s}}{L_{m}} [1 - {(\frac{f_{s}}{f})}^{2}]}^{2} + Q^{2} {(\frac{f}{f_{s}} - \frac{f_{s}}{f})}^{2}}}

其中，谐振频率

f_{s} = \frac{1}{2 π \sqrt{C_{s} * L_{s}}},

Q = \frac{2 π f_{s} L_{s}}{\frac{8}{π^{2}} n^{2} R_{L}}

其中，L_s为谐振电感值，L_m为变压器励磁电感值，C_s为谐振电容值，f为矩形波工作频率值，n为变压器原副边匝比，R_L为输出负载电阻值。

如图3所示，这种控制方式在轻载时的工作方式是：检测负载状况，控制串联谐振式变换器随负载变小而矩形波的工作频率上升，频率上升到一定值后维持此工作频率，进入开关间歇式控制方式(Burst Mode)，举例而言，如图4中所示，在间歇式工作模式中，当误差放大信号Vea等于或高于滞回比较电路的上限值Vref2时，矩形波发生器发出矩形波。相反地，当误差放大信号Vea低于滞回比较电路的下限值Vref1时，矩形波发生器停止发出矩形波。

现有的提高轻载效率的方法有：

1.降低变换器的工作频率。因为功率器件的开关损耗和驱动损耗在轻载时的损耗中占有较大的比例，所以降低开关频率可以有效的降低这些损耗，进而降低轻载损耗。适用于PWM线路。

2.开关间歇式工作。通过检测电压误差放大信号Vea，使变换器在轻载时间歇式工作，这样可以减少变换器在单位时间内的总开关次数，因而可以降低待机损耗。

由于在谐振线路中无法仅通过降低工作频率有效地控制输出电压，因而第一种方法并不适用；第二种方法能在一定程度上提高轻载效率，但变换器工作频率较高时，增益较低（小于1）（如图5所示），所以每个工作周期内传输能量较低，因而总的开关次数还是过多，开关损耗和驱动损耗还是较高，无法达到对轻载损耗限制越来越严格的标准。而且由于误差放大信号Vea会在滞回比较电路之上、下限值Vref2与Vref1之间波动，且误差放大信号Vea与振荡信号的频率fosc成反比，所以在单次间歇模式工作周期(Burst Mode Working Period；BMWP)中，振荡信号的频率fosc会随着误差放大信号Vea由高变低而由低变高。此外，在单次间歇模式工作周期BMWP内的前几个周期中，由于谐振网络阻抗降低所以会产生一个很大的谐振电流(意即谐振电流不平衡)，因而引发大的输出电压波纹、音频噪音以及最佳工作点变动(无法实现零电压切换)…等问题。

由此可见，上述现有的控制机制，显然仍存在不便与缺陷，而有待加以进一步改进。为了解决上述问题，相关领域莫不费尽心思来谋求解决之道，但长久以来一直未见适用的方式被发展完成。因此，如何能进一步提高轻载效率，实属当前重要研发课题之一，亦成为当前相关领域亟需改进的目标。

附图说明

读者在参照附图阅读了本发明的具体实施方式以后，将会更清楚地了解本发明的各个方面。其中，

图1示出LLC串联谐振DC/DC变换器的方块图；

图2示出传统LLC串联谐振腔驱动波形；

图3示出传统LLC串联谐振DC/DC变换器控制方式；

图4示出传统LLC串联谐振DC/DC变换器工作在间歇式工作模式时误差放大信号Vea、振荡信号的频率fosc和控制信号（LVG和HVG）之间的关系；

图5示出传统LLC串联谐振DC/DC变换器控制方式下的增益曲线；

图6示出依照本发明一实施例的直流-直流转换器的方块图；

图7示出依照本发明一实施例所绘示的矩形波发生器的电路图；

图8示出依照本发明一实施例所绘示的变压器与整流器的电路图；

图9示出依照本发明一实施例的LLC串联谐振变换器的电路方块图；

图10表示图9的Cs充电时的等效电路；

图11表示图9的Cs放电时的等效电路；

图12表示本发明一实施例的LLC串联谐振变换器的控制方式下的增益曲线；

图13示出依照本发明一实施例的电力变换器的方块图；以及

图14示出依照本发明的一实施例所绘示的功率因数校正装置的方块图；

图15示出依照本发明一实施例的LLC串联谐振变换器的电路；

图16示出依照本发明一实施例的LLC串联谐振变换器工作在间歇式工作模式时的主电路的工作波形示意图；

图17示出依照本发明一实施例的LLC串联谐振变换器工作在间歇式工作模式的实现方法；

图18示出依照本发明一实施例的另外一种LLC串联谐振变换器的电路；

图19示出依照本发明一实施例的LLC串联谐振变换器工作在间歇式工作模式时的工作波形示意图；

图20示出依照本发明一实施例的LLC串联谐振变换器工作在间歇式工作模式时的另外一工作波形示意图；

图21示出依照本发明一实施例的LLC串联谐振变换器工作在间歇式工作模式时的另外一工作波形示意图。

【主要组件符号说明】

100：直流-直流转换器

110：矩形波发生器

120：谐振槽

130：输出电路

131：变压器与整流器

140：检测单元

150：控制单元

160：功率因数校正装置

170：电磁干扰滤波器

161：桥式整流器

162：功率因数校正器

163：无桥功率因数校正器

400：电力变换器

200：LLC串联谐振变换器

210：LLC串联谐振变换器主电路

220、220”：LLC串联谐振变换器控制单元

213：LLC串联谐振电路

215：输出整流电路

223：正常模式控制器

224、224”；间歇模式控制器

211：输入电容

212：半桥模式矩形波发生器

214：高频变压器

216：输出电容

221：半桥驱动器

222：选择开关

225：时钟振荡器

226：滞回比较电路

227：电流检测电阻

228：输出信号

2231：压频转换电路

2232：反馈误差放大器

311：驱动脉冲同步电路

312：预设脉冲宽度电路

313：与门

314,315：死区电路

316：反相器

C_s：谐振电容器

L_m：励磁电感器

L_s：谐振电感器

R_L：负载

I_LM：激磁电感电流

Ir：谐振电感电流

I_SR；导通电流

Vcr：谐振电容电压

BMWP：间歇模式工作周期

PS1：第一脉冲组

PS2：第二脉冲组

Δt1、Δt1_1、Δt1_2：第一调节脉冲

Δt2、Δt2_1、Δt2_2：第二调节脉冲

具体实施方式

为了使本申请所揭示的技术内容更加详尽与完备，可参照附图以及本发明的下述各种具体实施例，附图中相同的标记代表相同或相似的组件。然而，本领域的普通技术人员应当理解，下文中所提供的实施例并非用来限制本发明所涵盖的范围。此外，附图仅仅用于示意性地加以说明，并未依照其原尺寸进行绘制。

在本申请中，涉及“耦接(coupled with)”的描述，其可泛指一组件透过其他组件而间接连接至另一组件，或是一组件无须透过其他组件而直接连接至另一组件。

在本申请中，除非内文中对于冠词有所特别限定，否则“一”与“该”可泛指单个或多个。

本文中所使用的“约”、“大约”或“大致”用于修饰任何可些微变化的数量，但这种些微变化并不会改变其本质。于实施方式中若无特别说明，则代表以“约”、“大约”或“大致”所修饰数值的误差范围一般是容许在百分之二十以内，较佳地是于百分之十以内，而更佳地则是于百分之五以内。

本发明提出的新的技术解决方案是为了能够满足严格的轻载高效率的要求。本发明一实施例的典型应用示意图，即图6所示的直流-直流转换器100，其可适用于电力变换器，或是广泛地运用在相关技术环节。

直流-直流转换器100包括矩形波发生器110、谐振槽120、输出电路130、检测单元140与控制单元150。在结构上，矩形波发生器110电性耦接谐振槽120，谐振槽120电性耦接输出电路130，输出电路130电性耦接检测单元140，检测单元140电性耦接控制单元150，控制单元150电性耦接矩形波发生器110。

矩形波发生器110可由开关器件实现，例如图7所示的半桥电路（A）、全桥电路（B）。控制单元150控制开关器件的启闭以输出矩形波，其中矩形波的幅值与输入电压相等，占空比为D，频率为f。或者，于另一实施例中，矩形波的幅值可以为输入电压的两倍，熟习此项技艺者当视当时需要弹性选择。

输出电路130具有负载R_L，例如可包含电阻器。或者，输出电路130也可以是由变压器与整流器131和负载R_L组成，其中变压器与整流器131电性连接至电阻器，整流器的整流方式可以是全波整流、中心抽头整流，可以用二极管整流，也可以用同步整流，如图8所示，但不限于此。

谐振槽120可以是串联谐振电路，如LC串联谐振、LLC串联谐振等，也可以是并联谐振电路。其中输出电路130与谐振槽120中的某一谐振器件，或几个谐振器件并联或串联。

如上所述的控制单元150，其具体实施方式可为软件、硬件与/或轫体。举例来说，若以执行速度及精确性为首要考虑，则该单元基本上可选用硬件与/或轫体为主；若以设计弹性为首要考虑，则该单元基本上可选用软件为主；或者，该单元可同时采用软件、硬件及轫体协同作业。应了解到，以上所举的这些例子并没有所谓孰优孰劣之分，亦并非用于限制本发明，熟习此项技艺者当视当时需要，弹性选择控制单元150的具体架构。

在直流-直流转换器100运作时，矩形波发生器110将一输入电压转换成至少一矩形波，谐振槽120用于基于矩形波以提供一第一电压给输出电路130，检测单元140用于检测反映负载R_L的状态的信号，举例来说，检测单元140检测与负载电流相关的信号，可以是变压器原边电流信号，可以是变压器副边电流信号，可以是谐振槽120中谐振电感L_s上的电流信号，或者可以是谐振电容C_s的电压。当负载R_L的状态为轻载或空载时，控制单元150以开关间歇模式来控制矩形波发生器110，使得矩形波的工作频率高于谐振槽120的谐振频率，且矩形波的占空比D落于预定范围内（即50%＞D＞下限值D1或者50%＜D＜上限值D2），藉此直流-直流转换器100的电压增益高于占空比约为50%时所对应的电压增益，如图12所示。

另一方面，当反映负载的状态的信号为重载或满载时，控制单元150以一正常调频模式来控制矩形波发生器110，即矩形波发生器产生的矩形波占空比为50%，通过改变矩形波的工作频率来稳定输出电压，以满足重载时的高效率要求。

本发明的主要控制方法是：当线路工作在轻载时，通过改变矩形波发生器110所产生的矩形波的占空比D，提高线路增益。

此高增益控制方法可提高转换器效率。当线路工作在高增益时，可以降低输入电压，因此可以提高前级变换器的转换效率，变换器的整体效率就可得到提高。当线路工作在高增益、间歇工作模式时，可有效减少工作次数，提高变换器工作效率。

以谐振槽是LLC串联谐振电路为例，如图9所示，其中L_s是谐振电感器，C_s是谐振电容器，L_m是励磁电感器，三者彼此串联，其中励磁电感器Lm与输出电路130并联。

在线路工作在轻载时，线路工作频率即矩形波发生器110产生的矩形波频率f高于由L_s和C_s串联谐振产生的谐振频率f_s，且谐振电容器C_s上的纹波电压非常小，所以谐振电容器C_s上的电压可以认为近似等于占空比与输入电压的乘积，即D×V_i。

当D=50%时，谐振电容器C_s上的电压为D×V_i，即Vi/2。谐振电感器L_s和励磁电感器L_m上的电压总和为(1-D)×V_i，即Vi/2；

当D<50%时，谐振电容器Cs上的电压为D×V_i。当Cs充电时，等效电路如图10所示，谐振电感器Ls和励磁电感器L_m上的电压总和为（1-D）×V_i，大于V_i/2；

当D>50%时，谐振电容器C_s上的电压为D×V_i。当C_s放电时，等效电路如图11所示，谐振电感器L_s和励磁电感器L_m上的电压总和为D×V_i，大于V_i/2；

由于输出电路130与励磁电感器L_m并联，所以在轻载、且D不等于50%时，输出电路130获得的电压更高，即线路的增益高于D等于50%时所对应的增益。

图12是在某一实施例的负载R_L下线路增益和占空比D之间的关系曲线。当占空比D处在上述预定范围内，即区间(D1,50%)和区间(50%,D2)时，线路增益大于D等于50%时所对应的增益。应了解到，下限值D1与上限值D2的具体数值会因负载R_L种类的不同而有所变化，还与谐振参数相关，并非一个固定的数值。

参照图10和图12，占空比D小于50%且大于预定范围的下限值D1，当谐振电容器C_s充电时，直流-直流转换器的电压增益高于占空比D为50%时所对应的电压增益。

或者，参照图11和图12，占空比大于50%且小于预定范围的上限值D2，当谐振电容器C_s放电时，直流-直流转换器的电压增益高于占空比D为50%时所对应的电压增益。

此高增益控制方法可用于开关电源中提高轻载效率。其典型应用如图13所示，电力变换器400包括上述的直流-直流转换器100、功率因数校正装置160与电磁干扰滤波器170。在结构上，电磁干扰滤波器170电性耦接功率因数校正装置160，功率因数校正装置160电性耦接直流-直流转换器100。于使用时，电磁干扰滤波器170用于接收一交流电，交流电经电磁干扰滤波器170及功率因数校正装置160转换后对直流-直流转换器100提供上述的输入电压V_i。

如图14所示，功率因数校正装置160可以由桥式整流器161和传统功率因数校正器162组成，也可以用无桥功率因数校正器163实现，但不限于此。

控制策略1是：在重载时工作在正常的调频模式，满足重载时的高效率要求。在轻载时工作在高增益模式，同时用间歇工作模式（Burst Mode）控制输出电压的稳定，从而实现轻载时效率的提高。

控制策略2是：在重载时工作在正常的调频模式，满足重载时的高效率要求。在轻载时工作在高增益模式，用间歇工作模式（Burst Mode）控制输出电压的稳定，同时降低功率因数校正装置160的输出电压，例如以控制单元150降低功率因数校正装置160的输出电压，藉以提高功率因数校正装置160的效率，从而实现轻载时效率的提高。但也可同时提高功率因数校正装置160和直流-直流转换器100在轻载时的效率，从而实现轻载时效率的提高。

控制策略3是：在重载时工作在正常的调频模式，满足重载时的高效率要求。在轻载时工作在高增益模式，用间歇工作模式（Burst Mode）控制输出电压的稳定，同时在输入交流电压高时，关闭功率因数校正装置160，例如以控制单元150关闭功率因数校正装置160。输入电压低时，降低功率因数校正装置160的输出电压，提高功率因数校正装置160的效率，从而实现轻载时效率的提高。

其中，在间歇工作模式(Burst Mode)下，矩形波发生器110根据控制单元150所提供的信号，发出具有至少一第一脉冲组以及至少一第二脉冲组的矩形脉冲至谐振槽120。要注意的是，第一脉冲组位于第二脉冲组之前，或者是两个相邻的第二脉冲组之间，但不限定于此。举例而言，矩形波发生器110可依序提供第一脉冲组与第二脉冲组至谐振槽120。矩形波发生器110用以根据第一脉冲组将谐振槽120的激磁电感Lm的电流与谐振电容Cs的电压预先调整至对应的预设值，使得在第二脉冲组中每个脉冲的上升沿时，谐振槽120中激磁电感Lm的电流会大抵上相等，并且谐振电容Cs的电压也会大抵上相等。换句话说，矩形波发生器110根据第二脉冲组使得谐振槽120如同操作于一种平衡状态。须注意的是，谐振槽120具有多种平衡工作状态，而平衡工作状态与负载及矩形波发生器110有关。此外，与图4所示的已知技术不同的是第二脉冲组是矩形波发生器110通过控制单元150根据预设固定频率的振荡信号所产生的。换句话说，即使根据输出电压Vo产生的误差放大信号于滞回比较电路之上、下限值之间波动，对第二脉冲组也不会有影响。

由于第一脉冲组已将谐振电路的激磁电感电流与谐振电容电压预先调整至预设值，故可避免在第二脉冲组内的前几个驱动脉冲周期中产生很大的谐振电流。因此谐振电流不平衡所引发大的输出电压波纹、音频噪音以及最佳工作点变动(无法实现零电压切换)…等问题也可一并克服。

图15为本发明的一实施例。如图所示，直流-直流转换器200包括一主电路210以及一控制单元220，主电路210包括一输入电容211、一半桥式转换器212、一谐振槽电路213、一变压器214、一输出整流电路215以及一输出电容216。在此实施例中，输入电容221用以接收并存储输入电压Vin，半桥式转换器212作为一矩形波发生器，用以根据控制单元220所提供的控制信号217，将输入电压Vin转换成一矩形波电压，并将矩形波电压提供至谐振槽电路213。在此实施例中，半桥式转换器212由开关元件SW1与SW2所构成，但不限定于此。举例而言，半桥式转换器212也可由与二极管并联连接的绝缘栅双极性晶体管(IGBT)、机电开关、微机械开关或是其他的主动半导体开关所构成。高频变压器214、输出整流电路215以及输出电容216用以作为一输出整流电路，以便提供输出电压Vo。在此实施例中，输出整流电路215由二极管DSR1与DSR2所构成，但不限定于此，也可由其它整流元件所组成，例如同步整流管。

控制单元220则包括一半桥驱动器221、一选择开关222、一正常模式控制器223、一间歇模式控制器224、一时钟振荡器225、一滞回比较电路226。检测单元包括一电流检测电阻227，输出电压检测电路。控制单元220用以根据输出电压Vo，判断直流-直流转换器200的工作模式，并提供对应的控制信号217至半桥式转换器212。正常模式控制器223由一压频转换电路2231以及一反馈误差放大电路2232所构成。举例而言，反馈误差放大电路2232用以根据输出电压Vo与一既定电压的电压差，产生一误差放大信号Vea，而压频转换电路2231则根据误差放大信号Vea输出对应的振荡信号。

在满载或重载情况下，根据输出电容216上的输出电压Vo，间歇模式控制器224会被禁能，而正常模式控制器223会被致能而发出连续的振荡信号。在此同时，由于电流检测电阻227上的电压会等于或高于滞回比较电路226的上限值，滞回比较电路226的输出信号228会控制选择开关222将正常模式控制器223所产生的振荡信号输出至半桥驱动器221。因此，半桥驱动器则根据正常模式控制器223产生的振荡信号而输出控制信号217来驱动半桥式转换器212，使得谐振转换器200的主电路210操作在正常模式之下。直流-直流转换器200的主电路210在正常模式下的动作与已知技术相同，故在此不再累述。

在某些实施例中，滞回比较电路226也可根据谐振电容Cr上的电压Vcr(亦称为谐振电容电压)、高频变压器214中的电流(例如激磁电感电流或谐振电流)以及反馈误差放大电路2232所产生的误差放大信号Vea中的一个或多个来控制选择开关222，但不限定于此。直流～直流转换器200具有多种平衡工作状态，而平衡工作状态与负载及矩形波发生器110有关。如图16所示，在某平衡状态时，谐振电路213的激磁电感电流ILM会具有一正峰值Immax以及一负峰值Immin，而谐振电路213的谐振电容电压Vcr在激磁电感电流ILM分别为正峰值Immax与负峰值Immin时具有对应的一第一电压值Vcrmax以及一第二电压值Vcrmin。

在轻载或空载情况下，根据输出电容上的输出电压Vo，正常模式控制器223会被禁能，而间歇模式控制器224会被致能，用以根据时钟振荡器225所发出的具有预设频率的时钟产生对应的振荡信号。在此同时，由于电流检测电阻227上的电压会等于或低于滞回比较电路226的下限值，滞回比较电路226的输出信号228会控制选择开关222将间歇模式控制器224所产生的振荡信号输出至半桥驱动器221。因此，半桥驱动器221则根据间歇模式控制器224所产生的振荡信号输出控制信号217来驱动半桥转换器212，使得直流-直流转换器200的主电路210操作在间歇模式下。

在此实施例中，半桥驱动器221根据间歇模式控制器224所产生的振荡信号而输出的控制信号217包括至少一第一脉冲组以及至少一第二脉冲组，用以控制半桥式转换器212中的开关元件SW1与SW2。图16为谐振转换器的主电路于间歇模式时的工作波形示意图。如图所示，Vgss2为半桥式转换器212的开关元件SW1的驱动信号，Vgss1为半桥式转换器212的开关元件SW2的驱动信号，ILM为谐振电路213中激磁电感Lm上的激磁电感电流，Ir为谐振电路213的谐振电流（谐振电感上的电流），Vcr为谐振电路213中的谐振电容电压，ISR为输出整流电路215中二极管DSR1与DSR2的导通电流。

要注意的是，在此实施例中，控制信号217由驱动信号Vgss2与Vgss1所构成，控制信号217于时间t0至t1具有一第一调节脉冲Δt1，并于时间t2至t3具有一第二调节脉冲Δt2，第一、第二调节脉冲Δt1与Δt2可视为前述的第一脉冲组，而控制信号217中位于时间t1至t2间的多个驱动脉冲所构成的脉冲序列可视为前述的第二脉冲组，但不限定于此。半桥式转换器212系在时间t0至t1，根据第一调节脉冲Δt1导通半桥式转换器212的开关元件SW2，将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别由中间值Vcrmid与0预先调整到第二电压值Vcrmin与负峰值Immin。接着，在时间t1至t2内，半桥式转换器212则会根据控制信号217的第二脉冲组中的驱动脉冲，依序导通开关元件SW2与SW1(意即间歇式地导通开关元件SW1与SW2)。再者，在时间t2至t3，矩形波发生器212则根据第二调节脉冲Δt2，导通开关元件SW1，再将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别预先调整到中间值Vcrmid与0。

第一调节脉冲用以在时间t0至t1对谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM进行预先调整，使得谐振电路在时间t1达到平衡的谐振工作状态(亦称为一种平衡状态)。在此实施例中，所谓平衡的谐振工作状态即表示在间歇工作模式下占空比非50%时谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM平衡，且谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM与在占空比非50%时相同，并同时保持了谐振转换器零电压切换的特性。换句话说，时间t1至t2，在开关元件SW1与SW2的控制信号217中每个驱动脉冲的上升沿时，谐振电路213中电感电流ILM大抵上会相等，谐振电容电压Vcr也大抵上会相等。

在本实施例中，第一、第二调节脉冲Δt1与Δt2的脉冲宽度可根据半桥式转换器212的矩形波脉冲宽度D、谐振电感Lr，谐振电容Cr，激磁电感Lm算出。Immax代表激磁电感电流ILM的正峰值，Vcrmax代表一种占空比非50%时平衡谐振工作状态中对应于激磁电感电流ILM为正峰值时谐振电容Cr上的电压值，Vcrmin代表占空比非50%时平衡谐振工作状态中对应于激磁电感电流ILM为负峰值时谐振电容Cr上的电压值，而Vcr(t0)为时间t0时谐振电容Cr上的电压。

在此实施例中，由于时间t1至t2时间歇模式控器224所提供的振荡信号的频率不会随着误差放大信号Vea的波动而变化，并且第一脉冲组已将谐振电路213的激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr预先调整至预设值，故可有效地避免在第二脉冲组内的前几个驱动脉冲周期中产生很大的谐振电流。此外，由于整个工作周期谐振转换器200皆操作在平衡的工作状态，因此可以满足输出电压波纹、音频噪音以及轻载高效率的要求。

图17为间歇工作模式的实施方式。如图所示，间歇模式控制器224包括一驱动脉冲同步电路311、一预设脉冲宽度电路312、一与门313、死区电路314与315以及反相器316。时钟振荡器225用以产生具有预设固定频率的振荡信号，而滞回比较电路226用以设定误差放大信号的一门限值。驱动脉冲同步电路311用以使得滞回比较电路330的输出信号与驱动脉冲达到同步，而预设脉冲宽度电路312用以通过RC延迟来设定单次谐振周期的第一个脉冲(第一调节脉冲)和最后一个脉冲(第二调节脉冲)的宽度。与门313用以控制驱动脉冲的状态，而死区电路314与315则用以产生开关元件SW1与SW2导通切换的死区时间。

图18为谐振转换器的另一实施例。如图所示，直流-直流转换器300与图16中的谐振转换器200相似，其差异在于控制信号217中第一、第二调节脉冲Δt1与Δt2的脉冲宽度并非计算出来的，而是通过检测单元检测谐振电路213中的激磁电感电流与谐振电容电压转换器进行及时调整的。为简化说明，谐振转换器300与图16中的直流-直流转换器200相同的元件与其动作在此不累述。如图所示，检测单元包括电感Ld作为一激磁电感电流监测元件来监测谐振电路210的激磁电感电流ILM，并将所测得的激磁电感电流ILM送入控制单元220”中的间歇模式控制器224”。此外，检测单元亦会监测谐振电路210的谐振电容电压Vcr，并将所测得的谐振电容电压Vcr送入间歇模式控制器224”。间歇模式控制器224”根据所测得的谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM，即时地控制第一、第二调节脉冲的脉冲宽度，使得在控制信号217的第二脉冲组中每个驱动脉冲的上升沿来到时，谐振电路214中激磁电感电流ILM大抵上会相等，谐振电容电压Vcr也大抵上会相等。

举例而言，在轻载或空载情况下，正常模式控制器223会根据输出电容上的输出电压Vo被禁能，而间歇模式控制器224”则会被致能，用以产生对应的脉冲。在此同时，由于检测单元电流检测电阻227上的电压会低于滞回比较电路226的下限值，滞回比较电路226的输出信号228会控制选择开关222将间歇模式控制器224”所产生的振荡信号输出至半桥驱动器221。因此，半桥驱动器221则根据间歇模式控制器224”所产生的振荡信号而输出控制信号217来驱动半桥转换器212，使得谐振转换器200的主电路210操作在间歇模式下。

在间歇模式中，半桥驱动器221根据间歇模式控制器224”所产生的振荡信号而输出的控制信号217包括至少一第一脉冲组(例如图4中的第一、第二调节脉冲Δt1与Δt2)以及至少一第二脉冲组(例如图4中时间t1至t2的多个驱动脉冲)，用以控制半桥式转换器212中的开关元件SW1与SW2。在第二脉冲组之前，半桥驱动器221根据间歇模式控制单元220”所产生的振荡信号输出一第一调节脉冲Δt1，使得矩形波发生器212根据第一调节脉冲Δt1导通开关元件SW2，用以将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别由中间值Vcrmid与0预先调整到第二电压值Vcrmin与负峰值Immin，以便使得谐振电路213达到平衡的谐振工作状态。在此实施例中，第一调节脉冲Δt1的脉冲宽度由谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM调整至第二电压值Vcrmin与负峰值Immin所需的时间所决定的。在间歇模式控制单元220”判断出谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM已调整至第二电压值Vcrmin与负峰值Immin之后，则会结束第一调节脉冲Δt1。

接着，半桥驱动器221根据间歇模式控制单元220”所产生的振荡信号输出第二脉冲组，矩形波产生器212则会根据控制信号217中的第二脉冲组，依序导通开关元件SW2与SW1。再者，在第二脉冲组结束之后，半桥驱动器221根据间歇模式控制单元220”所产生的振荡信号而输出一第二调节脉冲Δt2，使得矩形波发生器212根据第二调节脉冲Δt2导通开关元件SW1，用以将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别预先调整到中间值Vcrmid与0。在此实施例中，第二调节脉冲Δt2的脉冲宽度由谐振电容电压Vcr调整至中间Vcrmid所需的时间所决定的。在间歇模式控制器判断出谐振电容电压Vcr已调整至中间值Vcrmid之后，则会结束第二调节脉冲Δt2。在某些实施例中，第二调节脉冲Δt2可以省略的，并且第一调节脉冲Δt1也可通过谐振电容电压Vcr调整至第二电压值Vcrmin或激磁电感电流ILM调整至负峰值Immin所需的时间所决定的。

同样地，由于第一脉冲组已将谐振电路213的激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr预先调整至预设值，故可有效地避免在第二脉冲组内的前几个驱动脉冲周期中产生很大的谐振电流。此外，由于整个工作周期直流-直流转换器300皆操作在平衡的工作状态，因此可以满足输出电压波纹、音频噪音以及轻载高效率的要求。

图19为直流-直流转换器操作于间歇模式时的工作波形示意图。如图所示，控制信号在每个间歇模式工作周期BMWP中皆包括一第一脉冲组(Δt1与Δt2)以及一第二脉冲组(PS2)。在此实施例中，第二脉冲组PS2为具有多个驱动脉冲的一脉冲序列，而第一脉冲组由位于第二脉冲组PS2之前的第一调节脉冲Δt1以及接在第二脉冲组PS2之后的第二调节脉冲Δt2所构成，但不限定于此。第二调节脉冲Δt2用以在前一个第二脉冲组PS2结束之后，将谐振电容电压Vcr调整到中间值Vcrmid，而第一调节脉冲Δt1用以在后一个第二脉冲组PS2开始之前，将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别由中间值Vcrmid与0调整到第二电压值Vcrmin与负峰值Immin。由于谐振电路的激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr已经被调整至第二电压值Vcrmin与负值Immin可有效地避免在第二脉冲组PS2内的前几个驱动脉冲周期中产生很大的谐振电流，使得谐振转换器操作在平衡的工作状态。因此，在第二脉冲组PS2中每个驱动脉冲的上升沿时，电感电流ILM大抵上会相等，谐振电容电压Vcr也大抵上会相等。要注意的是，第一、第二调节脉冲的脉冲宽度可根据方程式预先计算出，或者是通过检测激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr即时地调整，但不限定于此。在某些实施例中，控制信号在每个间歇模式工作周期BMWP中也可以略去第二调节脉冲Δt2，而只包括一第一脉冲组(Δt1)以及一第二脉冲组(PS2)。

图20为谐振转换器操作于间歇模式时的另一工作波形示意图。如图所示，控制信号在每个间歇模式工作周期BMWP中皆包括一第一脉冲组PS1(Δt1与Δt2)以及一第二脉冲组(PS2)。在此实施例中，第二脉冲组PS2为具有多个驱动脉冲的一脉冲序列，而第一脉冲组PS1由位于第二脉冲组PS2之前的第一调节脉冲Δt1与第二调节脉冲Δt2所构成，但不限定于此。在后一个第二脉冲组PS2开始之前，第二调节脉冲Δt2用以将谐振电容电压Vcr调整到中间值Vcrmid，而第一调节脉冲Δt1接着将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别由中间值Vcrmid与0调整到第二电压值Vcrmin峰值Immin得在第二脉冲组PS2中每个驱动脉冲的上升沿时，电感电流ILM大抵上会相等，谐振电容电压Vcr也大抵上会相等。同样地，第一、第二调节脉冲的脉冲宽度可根据矩形波脉冲宽度D、谐振电感Lr，谐振电容Cr，激磁电感Lm预先计算出，或者是通过检测激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr即时地调整，但不限定于此。在某些实施例中，控制信号在每个间歇模式工作周期BMWP中的第一脉冲组PS1也可以略去第二调节脉冲Δt2，而只包括一第一调节脉冲Δt1

图21为谐振转换器操作于间歇模式时的另一工作波形示意图。如图所示，控制信号在每个间歇模式工作周期BMWP中皆包括一第一脉冲组(Δt1_1、Δt1_2、Δt2_1与Δt2_2)以及一第二脉冲组(PS2)。在此实施例中，第二脉冲组PS2为具有多个驱动脉冲的一脉冲序列，而第一脉冲组由位于第二脉冲组PS2之前的第一调节脉冲Δt1_1与Δt1_2以及接在第二脉冲组PS2之后的第二调节脉冲Δt2_1与Δt2_2所构成，但不限定于此。举例而言，第一调节脉冲Δt1_1与Δt1_2可视为一脉冲序列，而第二调节脉冲Δt2_1与Δt2_2可视为另一脉冲序列。

第二调节脉冲Δt2_1与Δt2_2用以在前一个第二脉冲组PS2结束之后，将谐振电容电压Vcr调整到中间值Vcrmid，第一调节脉冲Δt1_1与Δt1_2用以在后一个第二脉冲组PS2开始之前，将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别由中间值Vcrmid与0调整到第二电压值Vcrmin与负峰值Immin。由于谐振电路的激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr已经被调整至第二电压值Vcrmin与负峰值Immin，故可有效地避免在第二脉冲组PS2内的前几个驱动脉冲周期中产生很大的谐振电流，使得谐振转换器操作在平衡的工作状态。因此，在第二脉冲组PS2中每个驱动脉冲的上升沿时，激磁电感电流ILM大抵上会相等，谐振电容电压Vcr也大抵上会相等。要注意的是，第一、第二调节脉冲的脉冲宽度可预先计算出，或者是通过检测激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr即时地调整，但不限定于此。第一脉冲组中第一调节脉冲的个数与第二调节脉冲的个数根据谐振电路中谐振元件的个数来决定，但不限定于此。在某一实施例中，第一脉冲组中也可包括更多的第一调节脉冲与第二调节脉冲。在某些实施例中，控制信号在每个间歇模式工作周期BMWP中也可以略去第二调节脉冲Δt2_1与Δt2_2，而只包括第一脉冲组(Δt1_1与Δt1_2)以及第二脉冲组(PS2)。

以上实施例中所预先调整的激磁电感电流Lm也可用能反映此电流的其他信号替代，例如预先调整谐振电感电流等。

以上矩形波发生器是以半桥为例，也可以使用全桥电路。

以上实施例以先驱动下管SW2为例，也可先驱动上管SW1。此时激磁电流先达到正峰值，此电流峰值与先驱动下管SW2时的负峰值Immin对应。工作原理上文已有提及，此处不再赘述。

综上所述，本发明的另一实施例为电力变换器300的控制方法，此控制方法包含下列步骤：（a）将一输入电压转换成至少一矩形波；（b）基于矩形波以提供一第一电压给输出电路130；（c）检测输出电路130的状态；（d）当负载RL的状态为轻载或空载时，以一间歇工作模式来控制矩形波，使得矩形波的工作频率f高于一谐振频率fs，且矩形波的占空比D落于一预定范围内，亦即50%＞D＞下限值D1或者50%＜D＜上限值D2，藉此电压增益高于占空比约为50%时所对应的电压增益。

应了解到，以上所提及的步骤，除特别叙明其顺序者外，均可依实际需要调整其前后顺序，甚至可同时或部分同时执行。至于实施该些步骤的硬件装置，由于以上实施例已具体揭露，因此不再赘述。

于控制方法中，当负载RL的状态为重载或满载时，以一调频模式来调制矩形波。

上述将输入电压转换成至少一矩形波的步骤包含：控制一开关器件的启闭以输出矩形波，其中矩形波的幅值与输入电压相等。

于控制方法中，可利用电磁干扰滤波器170接收一交流电，交流电经电磁干扰滤波器170及功率因数校正装置160转换后提供输入电压Vi。

当反映负载RL的状态的信号为轻载或空载时，降低功率因数校正装置160所提供的输入电压Vi。

或者，当负载RL的状态为轻载或空载时，关闭功率因数校正装置160。

藉此，在轻载和空载时工作在开关间歇式脉宽调制控制模式，工作频率f高于谐振频率fs，但电压增益大于固定的50%占空比时的增益，因此能有效减少变换器在单位时间内的总开关次数，有效地提高轻载效率，满足限制轻载时损耗的要求。且为间歇工作模式下提供一种谐振转换器通过对谐振电路的激磁电感电流以及谐振电容电压进行预先调整的方法，以便降低输出电压波纹与音频噪音并提升效率。

上文中，参照附图描述了本发明的具体实施方式。但是，本领域中的普通技术人员能够理解，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，还可以对本发明的具体实施方式作各种变更和替换。这些变更和替换都落在本发明权利要求书所限定的范围内。

Claims

1.一种直流-直流转换器，其特征在于，所述直流-直流转换器包含：

一输出电路，具有一负载；

一矩形波发生器，用于将一输入电压转换成至少一矩形波；

一谐振槽，用于基于该矩形波以提供一第一电压给该输出电路，该谐振槽包含一谐振电容器；

一检测单元，用于检测反映该负载的状态的信号；以及

一控制单元，用于控制该矩形波发生器的输出矩形波的工作频率或占空比，当该负载的状态为轻载或空载时，该矩形波的占空比落于一预定范围内，藉此该直流-直流转换器的电压增益高于该占空比为50％时所对应的电压增益，该占空比小于50％且大于该预定范围的下限值，当该谐振电容器充电时，该直流-直流转换器的电压增益高于该占空比为50％时所对应的电压增益。

2.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，当该负载的状态为轻载或空载时，所述控制单元以间歇工作模式来控制该矩形波发生器。

3.如权利要求2所述的直流-直流转换器，其特征在于，

所述谐振槽包括激磁电感和谐振电容，所述谐振电容为该谐振电容器，

所述控制单元还提供一控制信号驱动所述矩形波发生器，所述控制信号包括至少一第一脉冲组以及至少一第二脉冲组，所述第一脉冲组包括至少一位于所述第二脉冲组之前的第一调节脉冲，而所述第二脉冲组包括多个驱动脉冲，并且所述矩形波发生器用以根据所述第一调节脉冲对上述谐振槽中的一反映激磁电感电流的信号以及所述谐振电容电压进行预先调整。

4.如权利要求3所述的直流-直流转换器，其特征在于，

所述第一调节脉冲的脉冲宽度通过检测所述激磁电感电流与所述谐振电容电压而即时地调整。

5.如权利要求3所述的直流-直流转换器，其特征在于，

所述输出电路包括一高频变压器及一整流电路，所述第一调节脉冲的脉冲宽度根据所述矩形波发生器发出的矩形波脉冲宽度，所述谐振电感，所述谐振电容，所述激磁电感来决定。

6.如权利要求3所述的直流-直流转换器，其特征在于，

当上述谐振槽操作于一间歇工作模式下，占空比非50％，且谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM平衡时，所述激磁电感电流会具有一正峰值以及一负峰值，而所述谐振电容电压具有对应于上述正峰值的一第一电压值、对应于上述负峰值的一第二电压值，以及一中间值，

所述矩形波发生器根据所述第一调节脉冲将所述激磁电感电流与所述谐振电容电压分别预先调整至所述负峰值与所述第二电压值。

7.如权利要求6所述的直流-直流转换器，其特征在于，

所述第一调节脉冲的脉冲宽度由所述谐振电容电压和所述激磁电感电流调整至第二电压值与负峰值所需的时间所决定的。

8.如权利要求6所述的直流-直流转换器，其特征在于，

所述第一脉冲组还包括至少一接在上述第二脉冲组之后的第二调节脉冲，而所述矩形波发生器用以根据上述第二调节脉冲对上述谐振槽的所述谐振电容电压进行调整。

9.如权利要求6所述的直流-直流转换器，其特征在于，

所述第一脉冲组还包括至少一位于所述第一调节脉冲之前的第二调节脉冲，所述矩形波发生器根据所述第二调节脉冲对所述谐振槽的所述谐振电容电压进行调整。

10.如权利要求8或9所述的直流-直流转换器，其特征在于，

所述矩形波发生器根据所述第二调节脉冲将上述谐振电容电压预先调整至所述中间值。

11.如权利要求6所述的直流-直流转换器，其特征在于，

所述第一脉冲组包括多个位于所述第二脉冲组之前的第一调节脉冲，使得所述矩形波发生器将所述激磁电感电流与所述谐振电容电压分别预先调整至所述负峰值与所述第二电压值。

12.如权利要求11所述的直流-直流转换器，其特征在于，

所述第一调节脉冲的个数根据所述谐振槽中的谐振元件的数量所决定。

13.如权利要求6所述的直流-直流转换器，其特征在于，

所述第一脉冲组还包括多个接在上述第二脉冲组之后的第二调节脉冲，使得所述矩形波发生器将所述谐振电容电压调整至所述中间值。

14.如权利要求2所述的直流-直流转换器，其特征在于，

所述控制单元还提供一控制信号驱动所述矩形波发生器，所述控制信号包括至少一第一脉冲组以及至少两个第二脉冲组，所述第一脉冲组位于所述两个第二脉冲组之间，并且包括至少一第一调节脉冲，而所述第二脉冲组包括多个驱动脉冲，所述矩形波发生器用以根据所述第一调节脉冲，调整所述谐振槽的一反映激磁电感电流的信号以及一谐振电容电压。

15.如权利要求14所述的直流-直流转换器，其特征在于，

当所述谐振转换器操作于一间歇工作模式下，占空比非50％，且谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM平衡时，所述激磁电感电流会具有一正峰值以及一负峰值，而上述谐振电容电压具有对应于上述正峰值的一第一电压值、对应于上述负峰值的一第二电压值，以及一中间值，

所述矩形波发生器根据所述第一调节脉冲将所述激磁电感电流与所述谐振电容电压分别调整至所述负峰值与所述第二电压值。

16.如权利要求15所述的直流-直流转换器，其特征在于，

所述第一脉冲组还包括至少一第二调节脉冲接在上述第二脉冲组之后，使得上述矩形波发生器将上述谐振槽的上述谐振电容电压调整至上述中间值。

17.如权利要求15所述的直流-直流转换器，其特征在于，

上述第一脉冲组还包括至少一第二调节脉冲，上述第一调节脉冲接在上述第二调节脉冲之后，上述矩形波发生器根据上述第二调节脉冲将上述谐振电路的上述谐振电容电压调整至上述中间值。

18.如权利要求14所述的直流-直流转换器，其特征在于，

上述第一调节脉冲的个数根据上述谐振槽中的谐振元件的数量所决定。

19.如权利要求14所述的直流-直流转换器，其特征在于，

上述第一调节脉冲的脉冲宽度通过检测上述激磁电感电流与上述谐振电容电压而即时地调整。

20.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，当该负载的状态为轻载或空载时，该矩形波的工作频率高于该谐振槽的谐振频率。

21.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，该矩形波发生器包含一开关器件，该控制单元控制该开关器件的启闭以输出该矩形波，其中，该矩形波的幅值与所述输入电压相等或2倍于所述输入电压。

22.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，该谐振槽为一串联谐振电路或一并联谐振电路，该串联谐振电路为一LC串联谐振电路或一LLC串联谐振电路。

23.如权利要求22所述的直流-直流转换器，其特征在于，该LLC串联谐振电路包含彼此串联的一励磁电感器、一谐振电感器与该谐振电容器，其中，该励磁电感器与该输出电路并联。

24.一种电力变换器，其特征在于，所述电力变换器包含：

如权利要求1至23中任意一项所述的直流-直流转换器；

一功率因数校正装置，电性耦接该直流-直流转换器；以及

一电磁干扰滤波器，电性耦接该功率因数校正装置，用于接收一交流电，该交流电经该电磁干扰滤波器及该功率因数校正装置转换后对该直流-直流转换器提供该输入电压。

25.如权利要求24所述的电力变换器，其特征在于，当该负载的状态为轻载或空载时，所述功率因数校正装置降低对该直流-直流转换器所提供的该输入电压。

26.如权利要求24所述的电力变换器，其特征在于，当该负载的状态为轻载或空载时，该功率因数校正装置关闭。

27.一种直流-直流转换器，其特征在于，所述直流-直流转换器包含：

一输出电路，具有一负载；

一矩形波发生器，用于将一输入电压转换成至少一矩形波；

一检测单元，用于检测反映该负载的状态的信号；以及

一控制单元，用于控制该矩形波发生器的输出矩形波的工作频率或占空比，当该负载的状态为轻载或空载时，该矩形波的占空比落于一预定范围内，藉此该直流-直流转换器的电压增益高于该占空比为50％时所对应的电压增益，该占空比大于50％且小于该预定范围的上限值，当该谐振电容器放电时，该直流-直流转换器的电压增益高于该占空比为50％时所对应的电压增益。

28.如权利要求27所述的直流-直流转换器，其特征在于，当该负载的状态为轻载或空载时，所述控制单元以间歇工作模式来控制该矩形波发生器。

29.如权利要求28所述的直流-直流转换器，其特征在于，

30.如权利要求29所述的直流-直流转换器，其特征在于，

31.如权利要求29所述的直流-直流转换器，其特征在于，

32.如权利要求29所述的直流-直流转换器，其特征在于，

33.如权利要求32所述的直流-直流转换器，其特征在于，

34.如权利要求32所述的直流-直流转换器，其特征在于，

35.如权利要求32所述的直流-直流转换器，其特征在于，

36.如权利要求34或35所述的直流-直流转换器，其特征在于，

37.如权利要求32所述的直流-直流转换器，其特征在于，

38.如权利要求37所述的直流-直流转换器，其特征在于，

39.如权利要求32所述的直流-直流转换器，其特征在于，

40.如权利要求28所述的直流-直流转换器，其特征在于，

41.如权利要求40所述的直流-直流转换器，其特征在于，

42.如权利要求41所述的直流-直流转换器，其特征在于，

43.如权利要求41所述的直流-直流转换器，其特征在于，

44.如权利要求40所述的直流-直流转换器，其特征在于，

45.如权利要求40所述的直流-直流转换器，其特征在于，

46.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，当该负载的状态为轻载或空载时，该矩形波的工作频率高于该谐振槽的谐振频率。

47.如权利要求27所述的直流-直流转换器，其特征在于，该矩形波发生器包含一开关器件，该控制单元控制该开关器件的启闭以输出该矩形波，其中，该矩形波的幅值与所述输入电压相等或2倍于所述输入电压。

48.如权利要求27所述的直流-直流转换器，其特征在于，该谐振槽为一串联谐振电路或一并联谐振电路，该串联谐振电路为一LC串联谐振电路或一LLC串联谐振电路。

49.如权利要求48所述的直流-直流转换器，其特征在于，该LLC串联谐振电路包含彼此串联的一励磁电感器、一谐振电感器与该谐振电容器，其中，该励磁电感器与该输出电路并联。

50.一种电力变换器，其特征在于，所述电力变换器包含：

如权利要求27至49中任意一项所述的直流-直流转换器；

一功率因数校正装置，电性耦接该直流-直流转换器；以及

51.如权利要求50所述的电力变换器，其特征在于，当该负载的状态为轻载或空载时，所述功率因数校正装置降低对该直流-直流转换器所提供的该输入电压。

52.如权利要求50所述的电力变换器，其特征在于，当该负载的状态为轻载或空载时，该功率因数校正装置关闭。

53.一种电力变换器的控制方法，其特征在于，该控制方法包含以下步骤：

将一输入电压转换成至少一矩形波；

一谐振槽基于该矩形波以提供一第一电压给一输出电路，该谐振槽包含一谐振电容器；

检测反映一负载的状态的信号；以及

当该负载的状态为轻载或空载时，控制该矩形波的工作频率或占空比，该矩形波的占空比落于一预定范围内，藉此电压增益高于该占空比为50％时所对应的电压增益，该占空比小于50％且大于该预定范围的下限值，当该谐振电容器充电时，一直流-直流转换器的电压增益高于该占空比为50％时所对应的电压增益。

54.如权利要求53所述的控制方法，其特征在于，该方法还包含：

当该负载的状态为轻载或空载时，以间歇工作模式来控制所述矩形波。

55.如权利要求54所述的控制方法，其特征在于，

还包括在一间歇模式工作周期中，提供至少一第一调节脉冲，用以对一谐振槽的一激磁电感电流以及一谐振电容电压进行预先调整；以及

在所述第一调节脉冲之后，提供至少一脉冲序列，用以间歇式地导通一矩形波发生器中的多个开关元件，其中所述脉冲序列包括多个驱动脉冲，并且所述第一调节脉冲用以调整所述谐振槽的一反映激磁电感电流的信号以及所述谐振电容电压。

56.如权利要求55所述的控制方法，其特征在于，

当所述谐振槽操作于一间歇工作模式下，占空比非50％，且谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM平衡时，所述激磁电感电流会具有一正峰值以及一负峰值，而上述谐振电容电压具有对应于所述正峰值的一第一电压值、对应于所述负峰值的一第二电压值，以及一中间值。

57.如权利要求56所述的控制方法，其特征在于，

所述第一调节脉冲用以将所述激磁电感电流与所述谐振电容电压分别调整至所述负峰值与所述第二电压值。

58.如权利要求57所述的控制方法，其特征在于，

还包括提供至少一第二调节脉冲接在上述脉冲序列之后，用以将上述谐振槽的所述谐振电容电压调整至所述中间值，所述中间值位于所述第一、第二电压值之间。

59.如权利要求57所述的控制方法，其特征在于，

还包括于所述第一调节脉冲之前，提供至少一第二调节脉冲，用以将所述谐振槽的所述谐振电容电压调整至所述中间值。

60.如权利要求55所述的控制方法，其特征在于，

所述第一调节脉冲的脉冲宽度根据所述矩形波发生器发出的矩形波脉冲宽度，所述谐振电感，所述谐振电容，所述激磁电感来决定。

61.如权利要求55所述的控制方法，其特征在于，

62.如权利要求55所述的控制方法，其特征在于，

63.如权利要求53所述的控制方法，其特征在于，该方法还包含：

当该负载的状态为轻载或空载时，使该矩形波的工作频率高于一谐振频率。

64.如权利要求53所述的控制方法，其特征在于，将该输入电压转换成至少一矩形波的步骤包含：

控制一开关器件的启闭以输出该矩形波，其中该矩形波的幅值与该输入电压相等。

65.如权利要求53所述的控制方法，其特征在于，该方法还包含：

当该负载的状态为轻载或空载时，降低一功率因数校正装置所提供该输入电压。

66.如权利要求65所述的控制方法，其特征在于，该方法还包含：

当该负载的状态为轻载或空载时，关闭功率因数校正装置。

67.一种电力变换器的控制方法，其特征在于，该控制方法包含以下步骤：

将一输入电压转换成至少一矩形波；

检测反映一负载的状态的信号；以及

当该负载的状态为轻载或空载时，控制该矩形波的工作频率或占空比，该矩形波的占空比落于一预定范围内，藉此电压增益高于该占空比为50％时所对应的电压增益，该占空比大于50％且小于该预定范围的上限值，当该谐振电容器放电时，一直流-直流转换器的电压增益高于该占空比为50％时所对应的电压增益。

68.如权利要求67所述的控制方法，其特征在于，该方法还包含：

69.如权利要求68所述的控制方法，其特征在于，

70.如权利要求69所述的控制方法，其特征在于，

71.如权利要求70所述的控制方法，其特征在于，

72.如权利要求71所述的控制方法，其特征在于，

73.如权利要求71所述的控制方法，其特征在于，

74.如权利要求69所述的控制方法，其特征在于，

75.如权利要求69所述的控制方法，其特征在于，

76.如权利要求69所述的控制方法，其特征在于，

77.如权利要求67所述的控制方法，其特征在于，该方法还包含：

78.如权利要求67所述的控制方法，其特征在于，将该输入电压转换成至少一矩形波的步骤包含：

79.如权利要求67所述的控制方法，其特征在于，该方法还包含：

80.如权利要求79所述的控制方法，其特征在于，该方法还包含：

当该负载的状态为轻载或空载时，关闭功率因数校正装置。