JPH03212171A

JPH03212171A - 高周波加熱装置用スイッチング電源

Info

Publication number: JPH03212171A
Application number: JP2006792A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Yoshioka; 均吉岡
Original assignee: Yutaka Electric Mfg Co Ltd
Current assignee: Yutaka Electric Mfg Co Ltd
Priority date: 1990-01-16
Filing date: 1990-01-16
Publication date: 1991-09-17
Anticipated expiration: 2012-12-17
Also published as: JP2691626B2; KR910015193A; US5082998A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分野」本発明はインバータ方式電子レンジの電源として用いら
れる電圧共振型のスイッチング電源に関するものである
。

［従来の技術」インバータ方式の電子レンジは高周波発振管（以下マグ
ネトロンという）の変換効率が約５０％と低いにも拘ら
ず、小型で大出力を得るため、第７図に示すように、共
振コンデンサ（１）の容量（Ｃ）と。

インバータトランスであるリーケージトランス（２）の
インダクタンス（Ｌ）の並列共振を応用した電圧共振型
のスイッチング電源が用いられてきた。この電圧共振型
スイッチング電源はオフ時間を入力電圧（Ｖｉｎ）に対
して共振周波数で固定し、スイッチング素子（３）に印加される共振電
圧がｏ■まで下降した後、このスイッチング素子（３）
を導通させるため、スイッチング損失が少なく、変換効
率の高い電源回路が得られる。

しかし、電圧共振型スイッチング電源は先に述べたよう
に、オフ時間が共振周波数で固定されており、オン時間
を変化して出力を安定化するためスイッチング周波数を
大きく変化させる必要があり従来のスイッチング電源で
多用されているＰＷＭ（パルス幅変調）方式は使用でき
ない。このため電圧共振型スイッチング電源の制御回路
は極めて複雑化していた。すなわち、基準信号に対して
スイッチング素子（３）を強制的にオン・オフする、い
わゆる他励方式で必要とされる回路は第７図に示すよう
に、入力電源の整流ろ波回路（４）、スイッチング素子
（３）、インバータトランス（２）、マグネトロン（５
）の他にスイッチング素子（３）の電圧が０■まで下降
したことを検出する電圧検出回路（６）、帰還信号によ
り負荷であるマグネトロン（５）に必要なスイッチング
素子（３）のオン時間を設定するオン時間設定回路（７
）、このオン時間を得るため基準となるスイッチング周
波数を高速で可変する回路（８）、マグネトロン（５）
のパワーの検出回路（９）、制御信号を絶縁して制御回
路（１０）に帰還するためのパルストランスを主体とす
る回路（１１）である。

「発明が解決しようとする課題」電子レンジは一般家庭で使用される民生品であり、高信
頼性と低価格という相反する特性が必要かつ十分条件と
なっており、なるべく簡単な回路で実現する必要がある
。従来のように電子レンジ用インバータ回路に他励方式
の電圧共振型スイッチング電源を使用していたため、制
御回路が複雑であること、さらに微小信号を基準とする
ため外来ノイズ等に対する誤動作対策が不可欠となる等
、保護回路として付加すべき周辺回路が多くなり、高信
頼性と低価格に限界があった。

本発明は複雑な制御回路を用いることなく、高信頼性と
低価格を可能にした電子レンジ用スイッチング電源を得
ることを目的とする。

「課題を解決するための手段」本発明は直流電源をインバータトランスの１次巻線に結
合されたスイッチング素子にてパルス化し、２次巻線に
結合されたマグネトロンに電力を供給するようにした電
子レンジ用電源において、前記インバータトランスに補
助巻線を設け、この補助巻線を前記スイッチング素子の
制御側に結合して自励方式の電圧共振型としたものであ
る。

ｒ作用Ｊ起動回路によりスイッチング素子がオンを開始し、電流
は入力電圧をＶ　ｉ　ｎとすると次式で表わされる。

コレクタ電流すなわちスイッチング素子の電流は、インバータトラン
スのインダクタンスによって決定される傾斜でＯから直
線的に増加する。このスイッチング素子と直列に挿入し
たインバータトランスの１次巻線電流の増加を、電磁結
合する補助巻線から前記スイッチング素子のオンを助長
する方向で加え、出力に電力を供給する。

オフはスイッチング素子の直流電流増幅率（以下Ｈｆｅ
という）によって決定され、コレクタ電流が流し切れな
くなった時点でスイッチング素子が急激に遮断され、出
力が停止する。この場合に重要なことは、他励方式では
スイッチング周波数を高速で変化するためＶ／Ｆコンバ
ータが必要となるが、自励方式の場合には、従来のリン
ギングチョークコンバータ（以下ＲＣＣという）回路で
明らかなように、入力電圧および８力電力の変化に対し
て、自分自身でスイッチング周波数を変化し、出力を安
定化するため、先の他励方式の制御回路と全く同等の動
作が可能となる。

さらにＲＣＣ回路を発展させ、共振コンデンサ（１）を
追加したが、インバータトランスのインダクタンスと積
極的な共振動作を利用しない準共振動作の場合でも、ス
イッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧（以下ＶＱ
Ｉという）は駆動電流を流さないターンオン時にインバ
ータトランスのインダクタンスと準共振動作となりＶｉ
ｎを中心に振動する。このため変換効率の良いスイッチ
ング素子のターンオンポイントが存在する。これをさら
に進め完全共振させることによりスイッチング素子のＶ
ＱＩは０■まで下降し、この時点でスイッチング素子を
オンすればゼロクロスが達成できスイッチングロスのな
い高効率電力変換回路となる。これを第３図に示す。

このようにＲＣＣ回路は基本的にＶ／Ｆコンバータの機
能を持ち、さらに電圧共振型スイッチング電源に最適な
回路である。

「実施例」以下１本発明の実施例を第１図ないし第６図に基き説明
する。

第１図は本発明の第１実施例を示すもので、交流電源入
力端子（１２）　（１３）に、全波整流器（１４）　、
インダクタ（１５）およびコンデンサ（１６）からなる
整流ろ波回路（４）が結合されている。前記コンデンサ
（１６）の両端間に、インバータトランス（２）の１次
巻線（１７）とスイッチング素子としてのトランジスタ
（３）との直列回路が接続されている。また、前記１次
巻線（１７）と並列に共振用コンデンサ（１）が結合さ
れている。前記インバータトランス（２）には補助巻線
（１９）が設けられ、この補助巻線（１９）の一端はダ
イオード（２０）を介して前記トランジスタ（３）のベ
ースに結合され、他端はエミッタに結合されている。こ
のトランジスタ（３）のベースと前記コンデンサ（１）
の一端との間には起動回路としての抵抗（２１）が挿入
されている。

前記インバータトランス（２）の２次巻線（２２）　（
２３）にはダイオード（２４）　（２５）、コンデンサ
（２６）およびマグネトロン（５）が結合されている。

以上のような構成における作用を説明する。

入力された交流電源電圧は整流ろ波回路（４）で整流さ
れ、コンデンサ（１６）に蓄えられる。ついで起動抵抗
（２１）を介して起動電流がトランジスタ（３）のベー
スに加えられ、このトランジスタ（３）はオンを開始す
る。すると、トランジスタ（３）のコレクタ電流は直列
に接続したインバータトランス（２）の１次巻線（１７
）のインダクタンスにより直線的に上昇し、同時にイン
バータトランス（２）に設けた補助巻線（１９）にも同
相の電圧を発生する。この電圧はダイオード（２０）で
整流され、トランジスタ（３）のベース電流をさらに増
加する方向となり、トランジスタ（３）のオンはさらに
助長される。

トランジスタ（３）のコレクタ電流はインバータトラン
ス（２）のインダクタンスにより、さらに直線的な増加
を続け、補助巻線（１９）が供給できるベース電流にト
ランジスタ（３）のＨｆｅを掛けた電流になった時点で
ベース電流が不足し、コレクタ電流の増加が不可能とな
り、トランジスタ（３）は急激に遮断されオフとなる。

インバータトランス（２）にはフライバック電圧が発生
し、この電力を供給し終るとやがて低下しＶｉｎより下
がると巻線（１９）に正電圧を発生し、トランジスタ（
３）がふたたびオンする。

以上のようにして、トランジスタ（３）のオン、オフは
起動抵抗（２１）による起動の後、インバータトランス
（２）に電磁結合された１次巻線（１７）と補助巻線（
１９）による自励発振動作となるため、非常に安定した
発振系になる。なお、インバータトランス（２）の２次
巻線は、（２２）がマグネトロンのフィラメント電流を
供給するヒーター巻線、（２３）がマグネトロンを発振
させ、陽極電流を供給する高圧巻線である。

つぎに、第２図は出力電力の安定化と主トランジスタ（
３）の過大電流を防止し、かつインバータ回路のカレン
トモード動作により、出力電力を安定に制御できる本発
明の他の実施例を示すものである。すなわち、前記入力
電圧を２個の抵抗（２７）（２８）で分圧し入力電圧に
同期して基準電圧を変化させ、コンパレータ（２９）の
一方の端子に入力し、また、主トランジスタ（３）のエ
ミッタに接続した抵抗（３０）にて主トランジスタ（３
）の電流を検出して前記コンパレータ（２９）の他の端
子に入力して前記基準電圧と比較する。そして入力電圧
によって規定された設定レベルに達してコンパレータ（
２９）から出力すると、前記主トランジスタ（３）のベ
ース・エミッタ間の補助トランジスタ（３１）をオンに
する。これにより主トランジスタ（３）が強制的にオフ
し、これらの動作をくり返すことにより、マグネトロン
（５）に供給する電力を特定の値に設定する。またこの
例では入力電流の直接制御ではなく、微小信号で出力電
力を制御するため、マイコン等の信号でそのまま制御可
能である。なお、入力電流を少なくする目的で平滑コン
デンサ（１６）の容量を小さくして力率改善を行なって
いるため、商用半サイクル毎に起動回路を動作させる必
要がある。このため起動抵抗（２１）を用いた回路では
商用サイクル内での起動時間が主トランジスタ（３）の
Ｈｆｅにより大きく変化する。

これを防止するため第４図のように双方向性トリガーダ
イオード（３２）を利用して、第５図のように商用サイ
クル毎の一定時間で起動させることができ、起動開始時
間を短縮し安定な動作が可能となる。

さらに応用例として主トランジスタ（３）のターンオフ
を早めるため第６図のように、巻線（３３）、コンデン
サ（３４）、ダイオード（３５）を追加した回路（３６
）を用いて負バイアスをかけることにより変換効率の向
上が可能となる。

「発明の効果」本発明は以上のように、従来の電子レンジ用スイッチン
グ電源を他励方式電圧共振型スイッチング電源から、自
励方式電圧共振型スイッチング電源としたので、これま
で複雑であった電子レンジ用インバータ回路が簡単な回
路で構成でき、さらに安定動作が得られるため、低価格
で信頼性の高い電子レンジ用インバータ回路が提供でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による電子レンジ用スイッチング電源の
第１実施例の電気回路図、第２図は本発明の他の実施例
の電気回路図、第３図はＲＣＣ回路の電圧共振型への移
行するときの波形図、第４図は起動改善の回路図、第５
図は起動時の波形図、第６図は効率改善の゛回路図、第
７図は従来の電子レンジ用スイッチング電源のブロック
図である。（１）・・・共振コンデンサ、（２）・・・インバータ
トランス、（３）・・・スイッチング素子、（４）・・
・整流ろ波回路、（５）・・・マグネトロン、（６）・
・・電圧検出回路、（７）・・オン時間設定回路、（８
）・・・Ｖ／Ｆコンバータ、（９）・・・パワー検出回
路、（１０）・・・制御回路、（１１）・・・パルスト
ランス、（１２）　（１３）・・・入力端子、（１４）
・・・余波整流器、（１５）・・・インダクタ、（１６
）・・・コンデンサ、（１７）・・・１次巻線、　（１
８）・・・抵抗、（１９）・・・補助巻線、（２０）・
・・ダイオード、（２１）・・・抵抗、（２２）　（２
３）・・・２次巻線、（２４）　（２５）・・・ダイオ
ード、（２６）・・・コンデンサ、（２７）　（２８）
・・・抵抗、（２９）・・・コンパレータ、（３０）・
・・抵抗、（３１）・・・補助トランジスタ、（３２）
・・・双方向性トリガーダイオード、（３３）・・・巻
線、　（３４）・・・コンデンサ、（３５）・・・ダイ
オード。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流電源をインバータトランスの１次巻線に結合
されたスイッチング素子にてパルス化し、２次巻線に結
合された高周波発振管に供給するようにした電子レンジ
用電源において、前記インバータトランスに補助巻線を
設け、この補助巻線を前記スイッチング素子の制御側に
結合して自励方式の電圧共振型としたことを特徴とする
電子レンジ用スイッチング電源。
（２）スイッチング素子はトランジスタからなり、この
トランジスタのコレクタをインバータトランスに直列に
結合し、補助巻線をダイオードを介してトランジスタの
ベース・エミッタ間に結合してなる請求項（１）記載の
電子レンジ用スイッチング電源。
（３）入力電圧を分圧した基準電圧をコンパレータの一
方の端子に入力し、主トランジスタのエミッタに結合し
た抵抗にて検出した電圧を前記コンパレータの他方の端
子に入力し、この電圧が前記基準電圧を越えたときのコ
ンパレータ出力で主トランジスタのベース・エミッタ間
の補助トランジスタをオンして主トランジスタを強制的
にオフするようにした請求項（２）記載の電子レンジ用
スイッチング電源。