JPS607909B2 - スイツチモ−ド電源回路 - Google Patents

スイツチモ−ド電源回路

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JPS607909B2
JPS607909B2 JP54039419A JP3941979A JPS607909B2 JP S607909 B2 JPS607909 B2 JP S607909B2 JP 54039419 A JP54039419 A JP 54039419A JP 3941979 A JP3941979 A JP 3941979A JP S607909 B2 JPS607909 B2 JP S607909B2
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アントニウス・ボ−クホルスト
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Koninklijke Philips Electronics NV
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Publication date
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

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  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Television Receiver Circuits (AREA)
  • Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は直流入力電圧を直流出力電圧に変換し、この直
流出力電圧を入力電圧の変動に殆んど依存しないように
するとともに前記の直流出力電圧が生じる端子に負荷を
接続した場合に前記の直流出力電圧がこの負荷の変動に
も依存しないようにし、或いは前記の直流出力電圧が前
記のいずれか一方の変動に依存しないようにしたスイッ
チモード電源回路であって、前記の直流入力電圧が供給
される入力端子に接続された双方向可制御スイッチとィ
ンダクタとの直列回路と、前記のィンダクタに並列接続
した同調コンデンサと、作動中の前記の双方向可制御ス
イッチを交互に導適状態および遮断状態にするスイッチ
ングパルスを生じる出力端子を有し、前記の双方向可制
御スイッチが導適状態にある期間を前記の直流出力電圧
に応じて制御しうるようにする駆動回路と、前記の双方
向可制御スイッチが遮断状態にある期間中に生じた発振
を整流することにより前記の直流出力電圧を生じるよう
にする整流器とを具えるスイッチモード電源回路に関す
るものである。
このような同調スイッチモード電源回路の場合、スイッ
チが遮断状態にある期間中、前記のィンダク外こまたが
って振幅が大きくほぼ正弦波状の発振が生じ、その周波
数は前記のィンダクタの値および前記の同調コンデンサ
のキャパシタンスによって決まる。
この発振の半サイクルが終了した後、前記のスイッチは
再び導通し、エネルギーを入力電圧源に帰還させる。同
調は、前記のスイッチの遮断期間中にこのスイッチの両
端間に生じる電圧が極めて高い値まで増大しえないよう
に、また不所望な放射を生じる快れのある浮遊容量によ
るリンギング（ｒｉｎｇｎｇ）が生じないようにするも
のである。非同調スイッチモード電源回路の場合、出力
電圧はほぼ一定に維持される。
その理由は、スイッチが導適状態にある期間が出力電圧
に応じて制御されるためである。この制御は通常、一定
が或いは一定でない周波数を有しスイッチに供給される
駆動パルスをパルス幅変調することにより行なわれてい
る。しかし、同調スイッチモード電線回路に対しては、
ィンダクタの値或いは同調コンデンサのキャパシタンス
を制御しうるものでない場合、従って同調周波数、従っ
て前述した発振の期間を制御しうるものでない場合には
、スイッチングパルスの周波数を一定にすることができ
ない。このような同調周波数の制御は極めて困難であり
、比較的高価な素子、例えば磁気増幅器によって達成し
うるにすぎず、実際には通常一定の同調周波数が選択さ
れており、このことは、スイッチングパルス（駆動パル
ス）を、従ってこれらのパルスを生じる発振器を周波数
御することにより安０定化を行ないうるにすぎないとい
うことを意味する。しかし、正弦波状の発振の期間は同
調周波数を一定とした場合にほぼ一定となるが、スイッ
チのスイッチ・オフパルスの持続時間は一般に一定と夕
ならないこと明らかである。
これらのパルスの周波数が変化しうるということは、ス
イッチオフパルスの持続時間と、順次のスイッチ・オフ
パルス間の期間との比がわずかしか変化しないというこ
とを意味する。従って、発振が終了する前に、すなわち
スイッチの両端間の電圧が零でない瞬時にスイッチが導
通し、これによりスイッチの電力消費を高め、場合によ
ってはスイッチを損傷せしめるようにするおそれがある
。例えば前記の比がある値に達しないようにすることに
よりスイッチの不所望時の導通を防止するようにする保
護回路が提案されている。しかし、この場合、保護回路
が作動すると、制御を適正に行ないえないという欠点が
ある。本発明の目的は、周波数制御を満足に行なうこと
ができ、発振が終了しない限りスイッチを導通せしめえ
ないようにした上述した種類の電源回路を提供せんとす
るにある。
本発明は、直流入力電圧を受ける入力端子と、これら入
力端子間に接続されたィンダクタおよび双方向可制御ス
イッチの直列回路と、交流電圧に対して前記のィンダク
外こ並列接続されて共振回路を構成する同調コンデンサ
と、前記の双方向可制御スイッチを導通および遮断状態
に交互に駆動する為のスイッチングパルスを生じる出力
端子を有する駆動回路と、前記の共振回路に結合され、
前記の双方向可制御スイッチが遮断した際にじる発振を
整流することにより、負荷が接続される電源回路出力端
子に供給すべき電源回路出力電圧である直流電圧を発生
する整流器とを具え、直流出力電圧を発生するスイッチ
モード電源回路であって、前記の駆動回路は、のこぎり
波状信号を発生するのこぎり波発生器と、前記の電源回
路出力端子から取出した電圧を基準電圧に比較して直流
電圧を生じる比較段と、前記ののこぎり波発生器および
比較段に接続され、のこぎり波状信号を前記の直流電圧
に依存するパルス幅のスイッチングパルスに変換し、こ
れにより得たスイッチングパルスを駆動回路の出力端子
に供聯合するパルス幅変調器とを具えており、前記の電
源回路の出力電圧が入力電圧の変動および負荷の変動の
双方またはいずれか一方に殆んど依存しないスイッチモ
ード電源回路において、前記の駆動回路の出力端子を前
記ののこぎり波発生器に結合する遅延回路網であって、
前記の双方向可制御スイッチを遮断するスイッチ・オフ
パルスが前記の共振回路の共振周波数の半サイクルより
も長い予め決定した持続時間にほぼ等しい持続時間を有
するように前記のスイッチングパルスの周波数を変える
制御電圧を前記の駆動回路の出力端子から取出して前記
ののこぎり波発生器に供給する遅延回路網を設けたこと
を特徴とする。
本発明によれば、非同調スイッチモード電源回路に対し
てパルス幅変調制御を行なうための既存の回路、例えば
半導体本体内に集積化された回路が同調スイッチモード
電源回路に極めて簡単に且つ廉価に適用しうるようにな
るという利点が得られる。
図面につき本発明を説明する。
本発明による電源回路の一例を示す第１図において、Ｔ
ｒはｎｐｎスイッチングトランジスタを示し、このトラ
ンジスタのコレクタは変圧器Ｔ，の一次巻線Ｌ，を経て
、直流電圧Ｖ８を生じる電源の正端子に接続する。
トランジスタＴｒのェミツタと上記の電源の負端子とは
接地する。電圧Ｖ８は例えば整流兼平滑回路により幹線
電源から得る。トランジスタＴｒのコレクターェミツタ
通路と並列にダイオードＤ，と同調用コンデンサＣ，と
を設ける。変圧器Ｔ，の二次巻線Ｌはその一端をダイオ
ードＤ２の陽極に接続し、池端を接地する。第１図にお
いては、巻線Ｌ，および−の巻回万向を極性を表わすド
ットで示す。ダイオードＤ２の陰極は第１図の回路の出
力端子を構成し、平滑コンデンサＣ２および負荷ＲＬの
一端をこの出力端子に接続する。負荷ＲＬは抵抗とみな
すことがき、この負荷ＲＬおよびコンデンサＣ２の他端
は接地する。後に説明する制御により、作動中直流電圧
Ｖｏを電圧ＶＢおよび負荷ＲＬの双方またはいずれかの
一方の変化に殆んど依存しないように、例えば一定とす
るようにすることができる。変圧器Ｔ，のコアには追加
の二次巻線（図示せず）を設け、この追加の二次巻線に
より電圧Ｖｏと同様に安定化された直流電圧を得るよう
にすることができる。変圧器Ｔ，の二次側に得られる直
流電圧は適当な装置（図示せず）例えばテレビジョン受
像機の種々の部分にエネルギーを供孫台することができ
、この場合圧器Ｔ，は幹線電源と装置の他の部分との間
を直流分離させることができる。作動に当っては、後に
説明するようにトランジスタＴｒのベースに駆動パルス
（スイッチング信号）が供給され、これらの駆動パルス
によりこのトランジスタを交互に導通および遮断状態と
する。
第２ａ図はこれら駆動パルスの時間に対する変化（理想
化したもの）を示し、第２ｂ図はトランジスタＴｒとダ
ィオ−ドＤ，とより成る双方向可制御スイッチを流れる
電流ｉｓの変化を示し、第２ｃ図はトランジスタＴｒの
コレクタにおける電圧Ｖｃの変化を示す。タ 瞬時ら１
こおいては、トランジスタＴｒのベースに供給されるス
イッチング信号に、負に向うパルス縁が生じる。
瞬時ｔｏの以前に極めて飽和した状態にあったトランジ
スタＴｒは瞬時ｔｏよりも遅い藤時ちまで遮断しない。
トランジスタＴｒのコレクター０ェミツタ通路により瞬
時ｔ，の以前に短絡されていたコンデンサＣ，はこの瞬
時Ｌ‘こ巻線Ｌ，と共振回路を構成する。従って、ほぼ
零であった電圧Ｖｃはほぼ正弦波状に化して増大し、瞬
時ｔ２で最大値に達し、その後に減少する。瞬時ら１こ
は電圧Ｖｃがタ再び零となり、これによりダイオードＤ
，が導適状態となるようにする。瞬時ｔ，およびら間で
は巻線ＬからコンデンサＣ，に電流が流れ、瞬時ｔ２お
よびｔ３間では逆方向に電流が流れる。瞬時ｔ３後には
、電流ｉｓがダイオードＤ，および巻線Ｌを通って０電
源電圧ＶＢの端子に戻る。ダイオードＤ．の両端間の電
圧は無視しうるため電圧ＶＢは巻線Ｌの両端間に加わり
、電流ｉｓの変化はほぼ直線的となる。瞬時Ｌ‘こおい
ては、トランジスタＴｒに対する賊動パルスに正に向う
パルス緑が生じ、これによりトランジスタＴｒを導通さ
せる。
飽和状態に駆動されたトランジスタＴｒのコレクタにお
ける電圧は導適状態にあるダイオードの端子間電圧より
も低いため、電流ｉｓはトランジスタＴｒのコレクター
ベースダイオードを流れ、ダイオードＤ，は遮断する。
瞬時ら‘こは、電流ｉｓの流れる方向が反転し、従って
電流ｉｓは、瞬時ｔｏ′にトランジスタＴｒのベースに
じる員に向うパルス縁に応答してコレクタ電流が零にな
る瞬時Ｌ′まで巻線Ｌ，およびトランジスタＴｒのコレ
クターェミツタ通路を経て流れる。瞬時ｔ３およびｔ５
間の期間は瞬時ｔ５およびｔ，′間の期間よりも短かし
、。
このことは、電流ｉｓが回路中の損失および種々の負荷
によって決まる直流成分を有するということを意味する
。二次巻線Ｌの両端間には電圧Ｖｃと同じ形状の電圧が
生じ、この電圧がダイオードＤ２によって整流されて電
圧Ｖｏとなる。ダイオードＤ２は瞬時ｔ２の直前から直
後まで導適する。すなわちダイオードＤ２は、負荷に依
存し瞬時らを含む期間に亘つて導通する。負荷が極めて
大きい（高オーム抵抗値を有する）場合には、これを流
れる電流が極めて小さく、ダイオードＤ２の陽極におけ
る電圧が最大値となる瞬時らを含む極めて短かし、期間
に亘つてダイオードＤ２に電流が流れるにすぎない。負
荷があまり大きくない場合、すなわち負荷のオーム抵抗
値が低い場合には、この負荷に大きな電流が流れる為、
ダイオードは瞬時ｔ２の前のある瞬時から瞬時ｔ２の後
のある瞬時までの長い期間に亘つて導適する。電圧Ｖｃ
の平均値は電圧Ｖ８に等しいため、電圧Ｖｃの最大振幅
は電圧ＶＢよりも著し大きくなる。すなわち最大振幅は
期間ｔ，〜ｔ３と期間ｔ，〜ｔ，′との比に依存する倍
率を電圧ＶＢに乗じた値となる。トランジスタＴが遮断
している期間ｔ，〜ｔ４は、トランジスタＴｒのコレク
タに正弦波状の発振が存在する期間Ｌ〜ｔ３を越えるよ
うにする必要があること明らかである。さもないと、ト
ランジスタＴｒがそのコレクタにかなり大きな電圧が存
在する瞬時に導通し、これにより電力消費を高め、場合
によってはトランジスタを損傷せしめてしまう。本発明
によれば、第１図の回路に、スイッチング信号の周波数
の変化にかかわらず瞬時ｔ′４が瞬時らの前に生じえな
いようにする制御回路をも設ける。のこぎり波発振器１
はのこぎり波電圧信号を発生し、この電圧信号はパルス
幅変調器２に供給する。
発振器１および変調器２は集積回路３、例えば１９７３
王９月２５印こ発行されたフィリップス社の技術情報で
ある“ＰｈｉｌｉｐｓＴｅｃｈｎｉｃａｌｌｎ的ｒｍａ
ｔｉｏｎ００２ ： ＴＤＡ２６４０ ｃｏｎ口ｏｌ
ｍｏｄ山ｅ ｆｏｒｓ肘ｔｃｈｅｄｍｏｄｅｐｏ
ｗｅｒｓｕｐｐｌｉｅｓ”に記載された型番ＴＤＡ２６
４０の回路の一部とする。この集積回路３は第１図に破
線で示す。発振器１は、集積回路３の外部に接続された
抵抗４の抵抗値と、同じく集積回路３の外部に接続され
たコンデンサ５のキャパシタンスとによって周波数が決
定されるいわゆるミラー積分回路とする。変圧器Ｔ，の
二次巻線らの両端間に生じる正弦波状電圧はダイオード
Ｄ３および平滑コンデンサＣ３により直流電圧に変換さ
れる。
この直流電圧は電圧Ｖｏに比例し、その一部分（ポテン
ショメータ６により調整しうる）は比較段７に供給する
。この比較段７も集積回路３の一部分とする。この比較
段７において、コンデソサＣ３から生じる測定電圧を、
例えば、ッェナーダィオード８‘こよって得られる基準
電圧に比較する。比較段７の出力信号は直流電圧であり
、その値はこの比較段７の２つの入力電圧間の差の関数
となる。第３ａ図は変調器２の２つの入力電圧の、時間
に対する変化を示す。変調器２の出力電圧はパルス状と
なり、そのパルス持続時間（パルス幅）は比較段７の出
力電圧に依存する。このパルス状出力電圧は出力増幅器
９に供給する。集積回路３の出力端子でもある出力増幅
器９の出力端子１０１こは、増幅され位相反転されたパ
ルス（このパルス形状を第３ｂ図に示す）が得られる。
集積回路３の力信号はベース抵抗１１を経てｎｐ丁１型
の駆動トランジスタＤｒのベースに供給する。
この駆動トランジスタＤｒは上記の出力信号を増幅し、
駆動変成器Ｔ２を介してスイッチングトランジスタＴｒ
のベースに供給する。集積回路３には特に電源の過大出
力電圧から保護するための他の回路を設けるも、これら
の回路は本発明の範囲外であるためにその説明を省略す
る。集積回路３の種々の部分に対する供給電圧は変圧器
Ｔ，の図示していない二次巻線から取出し、従ってこれ
らの供給電圧は一定であり、出力端子１０１こ得られる
パルス状電圧の振幅も一定である。また既知のよに、ス
イッチ・オン時に、或いはスイッチモードの電源回路が
まだ適正に作動していない際に保護回路を作動させた後
に第１図の回路の種々の部分を作動せしめうるようにす
る回路を設ける必要がある。抵抗４は例えば集積回路３
内で発生せしめうる直流電圧が得られる回路点に接続す
る。
第１図においては、この直流電圧は集積回路３の外部に
設けたコンデンサ１２の両端間に得られる電圧である。
まず最初、コンデンサ１２の両端間に得られる電圧が一
定であるものとすると、発振器１から生じるのこぎり波
電圧信号の周波数、従って第２図の信号の周波数も一定
である。電圧ＶＢがある値にある場合には、駆動変成器
Ｔ２の二次巻線に生じトランジスタＴｒに供給されるス
イッチング信号の１周期の期間Ｔ＝ｔｏ′ら‘こ対する
このスイッチング信号のパルス持続時間ｔｏ′ｔ４の比
６はある値を有する。例えば、電圧ＶＢが減少する場合
には、電圧Ｖｏも制御のィナーシャ（応答遅れ）のため
に最初は減少する。これにより比較段７の出力電圧を増
大せしめる。この増大を第３ａ図に破線で示す。トラン
ジスタＴｒに供給されるスイッチング信号（第２ａ図）
の極性は駆動変成器Ｔ２の巻線に対して選択した巻回方
向のために第３ｂ図の信号の極性に対して反転されるた
め、この図から明らかなように比６は増大する。しかし
、この変化により電圧ｙｏに影響を及ぼさない。その理
由は、トランジスタＴｒが遮断している場合（ただし瞬
時ｔ３後）電流ｊｓがダイオードＤ，に流れ、変圧器Ｔ
，の二次側に変化が生ぜず、電圧Ｖｏが変化しないため
である。しかし、トランジスタＴｒは瞬時ｔ５よりもの
短期間よりも遅くない瞬時でターン・オンする。従って
、既知の回路と相違して、上述したパルス幅変調の機能
は出力電圧を安定化することではない。
すなわち、このパルス幅変調により第３ｂ図におけるパ
ルスの一方の端縁の位置を時間軸に沿って変え、他方の
機縁を周基的に生ぜしめる。電圧Ｖｏを制御しうるよう
にするためには、発振器１によって発生させるのこぎり
波信号の周波数、従ってコンデンサ１２の両端間の電圧
を一定にしてはならず、制御しうるようにする必要があ
り、この場合トランジスタＴｒのターン・オン瞬時ｔ４
を瞬時ｔ３およびｔ５間に位置させる必要がある。本発
明による回路においては、素子Ｌ，およびＣ，より成る
共振回路の発振の半サイクルｔ，〜ｔ３よりも確実に長
いほぼ一定の期間ｔｏ〜ｔ４を選択し、この場合トラン
ジスタＴｒのタン・オフ遅延時間も〜ｔ，を考慮する。
この目的のために、第１図の端子１０とコンデンサ１２
の非接地接続点との間に抵抗１３を設ける。
回路１２，１３の時定数を適当に定めることにより、端
子１０‘こ存在する電圧の平均値ｖがコンデンサ１２の
両端間に得られる。第３ｂ図から明らかなように、ｖ＝
（１一６）Ｖ，となる。ここにＶ，は端子１０における
電圧の振幅である。前述したパルス幅変調作動によれば
、比６は例夕えば大きな値６′となるも、周波数は変化
しないため、ターン・オフパルスは第３ｂ図におけるそ
の持続時間↑よりも短かし、持続時間７′を有するよう
になる。従って、端子１０１こおける電圧の平均値は低
くなり、すなわちｖ＝（１−６′）Ｖ，と０なる。ここ
にＶ，は一定値に維持されている。第３ｃ図はこの新た
な状態を示す。コンデンサ１２の両端間の電圧が低くな
ると、発振器１から生じる波形の周波数は減少するが、
これにより比６は影響を受けず、従って比６は値夕６′
に維持される。
電圧ｖは６にのみ依存するため、この電圧ｖはいずれに
しても変化せず、値Ｖ′‘こ維持される。新たな周波数
ｆ′＝壬で‘ま、夕−ン・オフパルスは７″の持続時間
を有する。第３０ｂ図は、ターン・オフバルスの持続時
間である値７と、その周波数であるｆ＝手との間にケ＝
（１−６）Ｔよヂ タなる関係撚り、この関係力）ら７＝影織れる。
また、上述したところから′１−６′・ｆ苧・；７″＝
１−ｒ６′ Ｖ７ ＝−７− 一ｆ
′Ｖ，０が得られる。
従って上述した周波数制御により比÷に比例するパルス
持続時間が得られる。発振器１はミラー積分回路型であ
るため、これから生じる信号の周波数はコンデンサ５に
対する充電或し、は放電用の抵抗４が接続された点の電
圧に比例する。従って、発振器１は前述した比が一定と
なる発振器である。従って、ヶ＝丁（第３ｄ図参照）と
なる。従って、ターン・オフバルスのパルス持続時間は
周波数制御のためにほぼ予め決定した値？となる。第１
図の回路おいて、電圧Ｖｏが変化した場合には、パルス
幅変調制御がまず最初に行なわれる。
この制御はコンデンサＣ２およびＣ３によって生ずるィ
ナーシャをともなって行なわれる。コンデンサー２によ
って生じるイナーシヤのために、周波数制御はパルス幅
制御の後まで有効とならない。第１のパルス幅制御によ
って得られる比６の新たな値は第２の周波数制御によっ
て得るべき新たな周波数を表わすため、制御は実際にこ
の順序で行なう必要がある。周波数の変化中は期間ｔ。
〜し‘まほぼ一定に維持される。第３ｄ図から明らかな
ように、電圧Ｖｏが減少する上述した場合には、トラン
ジスタＴｒの導適時間は増大し、値６′Ｔ′となる。こ
れにより、インダクタＬにおけるエネルギー蓄積量を増
大させ、この変化により電圧ｙｏの変化を相殺し、所望
状態が得られるようにする。電圧Ｖｏが増大すると、ト
ランジスタＴｒの導適時間が減少し、スイッチング信号
の周波数が増大する。周波数制御はパルス幅変調制御に
比べあまりゆっくり行なってはならないこと明らかであ
る。
その理由は、周波数制御をあまりゆっくり行なうと、第
３ｃ図のパルスの立下り緑が期間ら〜ｔ３内に位置した
場合に、平衡状態が達成できなくなるおそれがあるため
である。従って、素子１２および１３より成る回路網の
時定数の値や、抵抗４および１３の値が重要となる。実
際には、抵抗４および１３の抵抗値としてそれぞれ約４
７ＫＯおよび２７ＫＱを選択し、コンデンサー２のキャ
パシタンスとして約２かＦを選択し、コンデンサ５のキ
ャパシタンスとして約１．別Ｆを選択し、周波数を約１
雛ＨＺから約３歌ＨＺまで変化させ、振幅Ｖ，を約１２
Ｖとした場合に満足な結果が得られた。上述した同調ス
イッチモード電源回路によれば、スイッチング周波数を
ほぼ一定にするようにした、例えば同期しうるようにし
た非同調スイッチモード電源回路のためのパルス幅変調
制御のために設計した積分回路３によって制御信号を生
じるようにする。本発明によれば、電源回路が同調のた
めに必要とする周波数制御に通したものとなり、この周
波数制御は抵抗１３およびコンデンサ１２のみの価格が
増大されるだけで達成しうる。この場合、発振器１を必
ずしもミラー積分回路型の発振器、すなわち電圧に正比
例するほぼ一定の電流によってコンデンサが放電および
充電され、発生するのこぎり波の振幅がほぼ一定となる
発振器とする必要はない。発生する信号の周波数が供給
される電圧に比例する他の電圧制御発振器も本発明に適
している。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明による電源回路の一例を示す回路図、第
２図は第１図の電源回路中に生じる波形を示す線図、第
３図は駆動回路にじる波形を示す線図である。 １・・…・のこぎり波発振器、２・・・・・・パルス幅
変調器、３・・・・・・集積回路、４，１３・・・・・
・抵抗、５，１２”””コンデンサ、”””ポテンシヨ
メータ、７…・・・比較器、８・・・・・・ッェナーダ
ィオード、９・・・・・・出力増幅器、１０・・・・・
・出力端子、１１・・・・・・ベース抵抗、Ｔｒ・・…
・スイッチングトランジスタ、Ｄｒ・…”駆動トランジ
スタ、Ｔ，……変圧器、ＲＬ……負荷、Ｌ．・・・・・
・一次巻線（ィンダクタ）、Ｌ，Ｌ・・・・・・二次巻
線、Ｌ・・・・・・駆動変成器。 Ｆｉｇ．Ｉ Ｆｉｇ．２ Ｆｉｇ．３

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 直流入力電圧を受ける入力端子と、これら入力端子
    間に接続されたインダクタおよび双方向可制御スイツチ
    の直列回路と、交流電圧に対して前記のインダクタに並
    列接続されて共振回路を構成する同調コンデンサと、前
    記の双方向可制御スイツチを導通および遮断状態に交互
    に駆動する為のスイツチングパルスを生じる出力端子を
    有する駆動回路と、前記の共振回路に結合され、前記の
    双方向可制御スイツチが遮断した際に生じる発振を整流
    することにより、負荷が接続される電源回路出力端子に
    供給すべき電源回路出力電圧である直流電圧を発生する
    整流器とを具え、直流出力電圧を発生するスイツチモー
    ド電源回路であって、前記の駆動回路は、のこぎり波状
    信号を発生するのこぎり波発生器と、前記の電源回路出
    力端子から取出した電圧を基準電圧と比較して直流電圧
    を生じる比較段と、前記ののこぎり波発生器および比較
    段に接続され、のこぎり波状信号を前記の直流電圧に依
    存するパルス幅のスイツチングパルスに変換し、これに
    より得たスイツチングパルスを駆動回路の出力端子に供
    給するパルス幅変調器とを具えており、前記の電源回路
    の出力電圧が入力電圧の変動および負荷の変動の双方ま
    たはいずれか一方に殆んど依存しないスイツチモード電
    源回路において、前記の駆動回路の出力端子を前記のの
    こぎり波発生器に結合する遅延回路網であって、前記の
    双方向可制御スイツチを遮断するスイツチ・オフパルス
    が前記の共振回路の共振周波数の半サイクルよりも長い
    予め決定した持続時間にほぼ等しい持続時間を有するよ
    うに前記のスイツチングパルスの周波数を変える制御電
    圧を前記の駆動回路の出力端子から取出して前記ののこ
    ぎり波発生器に供給する遅延回路網を設けたことを特徴
    とするスイツチモード電源回路。 ２ 特許請求の範囲１記載のスイツチモード電源回路に
    おいて、前記ののこぎり波発生器の周波数をこれに供給
    される制御電圧に比例させ、この制御電圧は駆動回路の
    出力電圧の平均値とし、この出力電圧の振幅をほぼ一定
    とし、前記の駆動回路のパルス状出力電圧の極性を前記
    の双方向可制御スイツチに供給される駆動スイツチング
    パルスの極性とは逆にしたことを特徴とするスイツチモ
    ード電源回路。 ３ 特許請求の範囲２記載のスイツチモード電源回路に
    おいて、前記の駆動回路の出力端子の第１抵抗とコンデ
    ンサとの直列回路が接続されており、このコンデンサの
    端子間に存在する電圧を、第２抵抗を経て前記ののこぎ
    り波発生器に供給される電圧としたことを特徴とするス
    イツチモード電源回路。
JP54039419A 1978-04-06 1979-04-03 スイツチモ−ド電源回路 Expired JPS607909B2 (ja)

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