DE2912171C2

DE2912171C2 - Als Schaltregler arbeitender Gleichspannungswandler

Info

Publication number: DE2912171C2
Application number: DE2912171A
Authority: DE
Inventors: Antonius Eindhoven Boekhorst
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1978-04-06
Filing date: 1979-03-28
Publication date: 1986-06-26
Also published as: GB2018530B; AU525319B2; GB2018530A; FR2422282B1; DE2912171A1; IT1192707B; FR2422282A1; IT7921553A0; ES479274A1; AU4562179A; JPS54134319A; US4276586A; JPS607909B2; NL7803661A

Description

dadurch gekennzeichnet, daß

f) dem Oszillator (1) ein von _"er Ausgangsgleichspannung abhängig geregelter Pulsbreitenmodulator (2) nachgeschaltet ist.

g) daß dem Pulsbreitenmodulator (2) die Ausgangsimpulse entnommen und daraus dem Halbleiterschalter (Tr)zugeführte Steuerschaltimpulse abgeleitet werden und daß der Pulsbreitenmodulator (2) eine Regelgröße liefert,

h) daß die Regelgröße über ein Verzögerungsnetzwerk (12, 13) dem Oszillator (1) zugeführt wird und auf diesem im Sinne einer Frequenzregelung derart einwirkt, daß der die Sperrung des Halbleiterschalters (Tr) bewirkende Teil (ίο bis f4) der Ausgangsimpulse des Pulsbreitenmodulators (2) zeitlich länger ist als die durch den Schwingkreis (L\, Q) vorgegebene Halbschwingung.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelgröße der Spannungsmittelwert (v) der Ausgangsimpulse (Fig.3b) der Steuerschaltung (3) ist und daß die Ausgangsimpulse eine nahezu konstante Amplitude (V.) haben.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarität der Ausgangsimpulse der Steuerschaltung (3) der Polarität der dem Halbleiterschalter (Tr) zugeführten Steuerschaltimpulse (F i g. 2a) umgekehrt ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (3) einen Sägezahngenerator und eine Vergleichsstufe (7) zum Vergleichen der Ausgangsgleichspannung (V₀) mit einer Bezugsspannung (8) und zum Liefern einer Gleichspannung zum Umwandeln der vom Sägezahngenerator erzeugten Sägezahnform (Fig. 3a) in eine Rechteck-Impulsform

enthält, wobei der Sägezahngenerator den Oszillator (1) enthält, dessen Frequenz dem Spannungsmittelwert (v) der Ausgangsimpulse (F i g. 3b) der Steuerschaltung proportional ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzögerungsnetzwerk aus der Reihenschaltung eines Widerstandes (13) und eines Kondensators (12) besteht, der an eine Ausgangsklemme (10) der Steuerschaltung (3) angeschlossen ist, v/obei die am genannten Kondensator (13) vorhandene Spannung die an den Oszillator (1) angelegte Spannung ist

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (1) ein Sägezahnoszillator ist, der einen Widerstand (4) zum Aufladen bzw. Entladen eines Kondensators enthält, welcher Widerstand mit dem Kondensator (12) der genannten Reihenschaltung (12,13) verbunden ist.

Die Erfindung bezieht sich auf einen als Schaltregler arbeitenden Gleichspannungswandler nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. In einer derartigen, z. B. in der älteren Patentanmeldung nach DE-OS 28 07 219 beschriebenen, abgestimmten geschalteten Speisespannungsschaltung entsteht an der Induktivität während des Zeitintervalls, in dem der Schalter gesperrt ist, eine nahezu sinusförmige Schwingung großer Amplitude, deren Frequenz durch den Wert der Induktivität und durch die Kapazität des Kondensators bestimmt wird. Nachdem eine halbe Periode dieser Schwingung vollendet ist, ist der Schalter abermals leitend, wodurch zur Eingangsspannungsquelle Energie zurückgeführt wird.

Dies ist das bekannte Sparprinzip. Durch die Abstimmung wird erhalten, daß die Spannung am Schalter während seiner Sperrzeit nicht zu hoch ansteigt, und es wird zugleich vermieden, daß mit Streukapazitäten Ausschwingungen entstehen, die eine unerwünschte Strahlung herbeiführen könnten.

Zu bemerken ist, daß, während bei einer festen Abstimmfrequenz die Dauer der sinusförmigen Schwingungen nahezu konstant ist, die Dauer der Ausschaltimpulse des Schalters im allgemeinen nicht konstant ist.

Eine veränderliche Frequenz dieser Impulse bedeutet, daß das Verhältnis zwischen der genannten Dauer und der Zeit, die zwischen zwei aufeinanderfolgenden sperrenden Impulsen liegt, etwas schwankt. Die Folge davon ist, daß der Schalter in den leitenden Zustand gebracht werden könnte, bevor die Schwingung beendet ist, d. h. zu einem Zeitpunkt, wo die Spannung am Schalter nicht Null ist, was eine große Verlustleistung darin und eine mögliche Beschädigung desselben verursacht. Dazu ist in der DE-OS 28 07 219 eine Sicherungsschaltung vorgeschlagen worden, wobei dafür gesorgt wird, daß ein derartiges frühzeitiges Leiten des Schalters nicht stattfinden kann. Dies führt jedoch dazu, daß beim Ansprechen einer derartigen Sicherungsschaltung die Regelung nicht einwandfrei funktioniert. Da die Dauer der Einsehaltzeit geregelt wird und die Dauer der Sperrzeit durch die Schwingung der Induktivität und des parallel wirksamen Abstimmkondensators festgelegt ist, ist in einer solchen Schaltung die Frequenz des Schallers nicht konstant.

b5 Auch in der DE-OS 22 09 900 werden für eine abgestimmte geschaltete Speisespannungsschallung besondere Maßnahmen getroffen, um den Schaller erst nach Beendigung der im Sperrintervall auftretenden Schwin-

gung der Induktivität wieder zu schließen.

Aus der Zeitschrift »ELEKTRONIK« von 1970, Heft 2, Seiten 43 bis 46, ist es grundsätzlich bekannt, bei einer Stromrückgewinnungsschaltung, bei der die 'Primärwicklung eines Transformators in Reihe mit der Parallelschaltung eines Transistors, einer Diode und eines Kondensators liegt, den Transistor erst dann wieder leitend zu schalten, wenn der Strom in der Parallelschaltung aus Transistor und Diode in Flußrichtung der Diode fließt und somit von ihr aufgenommen wird. Der Zeitpunkt des Wiedereinschaltens des Transistors in den leitenden Zustand wird jedoch offensichtlich nicht bei Veränderungen der abgegebenen Leistung nachgeregelt.

Aus den »Mullard Technical Communications«, Vol. 13, Nr. 127, Seiten 258 bis 279 vom Juli 1975 ist weiterhin ein als Schaltregler arbeitender Gleichspannungswandler mit dem Schaltkreis TDA 2640 bekannt mit einem Oszillator, dem ein von der Ausgangsgleichspannung über einen Differenzverstärker geregelter Pulsbreitenmodulator nachgeschaltet ist, dem die Ausgangsimpulse entnommen und einem Halbleiterschalter zugeleitet werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gleichspannungswandler nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs mit einer einfachen und zuverlässigen Frequenzregelung zu schaffen, durch die gewährleistet ist, daß der Schalter erst nach Beendigung der im Sperrintervall auftretenden Schwingung wieder geschlossen wird, ohne daß dadurch der Regelbereich unnötig eingeengt wird.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art nach der Erfindung durch die Merkmale im Kennzeichen des Hauptanspruchs gelöst.

Eine besonders einfache Ausgestaltung der Erfindung ergibt sich durch die Weiterbildung nach Anspruch 2. Durch die Ausgestaltung nach Anspruch 3 wird die richtige Änderungsrichtung bei der Regelung sichergestellt, damit die Sp'rrzeit des Schalters die erwünschte Dauer hat. Bei der bevorzugten Ausführungsform nach Anspruch 4 kann die Steuerschaltung sehr einfach ausgebildet sein, was insbesondere für den Oszillator gilt, der beispielsweise vom Miller-Integratortyp sein kann. Gemäß Anspruch 5 ergibt sich eine sehr einfache Realisierungsmöglichkeit für die Schaltung, die außer einem beispielsweise in integrierter Schaltungstechnik hergestellten Bauelement lediglich noch einen Widerstand und einen Kondensator erfordert. Nach Anspruch 6 kann der Oszillator in diei^rn Fall auch als Sägezahnoszillator ausgebildet sein.

Die Erfindung bietet den Vorteil, daß eine bestehende, beispielsweise in einem Halbleiterkörper integrierte Schaltungsanordnung zum Durchführen einer Impulsdauermodulationsregelung für nicht abgestimmte geschaltete Speisespannungsschaltungen auf sehr einfache und preisgünstige Weise auch für eine abgestimmte geschaltete Speisespannungsschaltung geeignet wird.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.

F i g. 2 Wellenformen, die darin auftreten,

F i g. 3 Wellenfor.men, die in der Steuerschaltung auftreten.

In F i g. 1 ist Tr ein als f.pn-Schalttransistor ausgebildeter Halbleiterschalter, dessen Kollektor über die Primärwicklung Li eines Transformators 7", mit der pcsiti ven Klemme einer eine Gleichspannung V_B liefernden Quelle verbunden ist. Der Emitter des Transistors Tr sowie die negative Klemme der Quelle liegen an Masse. Die Spannung Vb wird beispielsweise mit Hilfe einer Gleichrichter- und Glättungsschaltung vom elektrischen Versorgungsnetz abgeleitet.

Parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Tr sind eine Diode D\ und ein Abstimmkondensator Q angeordnet. Eine Sekundärwicklung L₂ des Transformators 71 ist einerseits mit der Anode einer Diode Di und andererseits mit Masse verbunden. In F i g. 1 ist der Wickelsinn der Wicklungen L\ und I2 mit Polaritätspunkten angegeben. Die Kathode der Diode

rs Di bildet eine Ausgangsklemme der Schaltungsanordnung aus F i g. 1; daran sind ein Glättungskondensator Cz und eine Belastung Rl angeschlossen. Die Belastung Rl kann als Widerstand betrachtet werden, dessen zweiter Anschluß ebenso wie der zweite Anschluß des Kondensators Ci an Masse liegen. An der Belastung Rl liegt im Betrieb eine Gleichspannung K₀, die, wie noch zu beschreiben, geregelt wird, beispielsweue unabhängig von Schwankungen der Spannung Vb und/oder der Belastung. Auf dem Kern des Transformators T\ können andere nicht dargestellte Sekundärwicklungen angeordnet sein, mit deren Hilfe stabilisierte Gleichspannungen auf gleichartige Weise wie die Spannung VO erhalten werden können. Die an der Sekundärseite des Transformators T\ erzeugten Gleichspannungen können eine nicht dargestellte Anordnung, beispielsweise einen Fernsehempfänger, versorgen, wobei der Transformator 7"i eine galvanische Trennung zwischen dem an den elektrischen Versorgungsnetz angeschlossenen Teil und den übrigen Teilen der Anordnung herstellt.

3ü Im Betrieb bekommt der Transistor Tr an der Basis auf noch zu erläuternde Weise Steuerimpulse zugeführt, die diesen Transistor wechselweise in den leitenden und in den gesperrten Zustand bringen. In Fig.2a ist der (idealisierte) Verlauf dieser Impulse als Funktion der Zeit dargestellt, während in Fig.2b der Verlauf des Stromes i_s. der durch den aus dem Transistor Tr und der Diode D\ bestehenden bipolaren Schalter fließt, und in F i g. 2c der Verlauf der Spannung v_c am Kollektor des Transistors Trdargestellt ist.

45. Zu einem Zeitpunkt fo hat das der Bcsis des Transistors Tr angebotene Schaltsignal eine negative Flanke. Der Transistor Tr, der vor dem Zeitpunkt fo stark im Sättigungszustand war, wird danach zu einem späteren Zeitpunkt ii gesperrt. Der Kondensator Ci, der vor dem Zeitpunkt fo durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Tr kurzgeschlossen war, bildet mit der Wicklung L\ einen Schwingkreis. Die Spannung v_c, die nahezu Null war. steigt nun entsprechend einer annähernd sinusförmigen Änderung an und erreicht zu einem Zeitpunkt t₂ einen Maximalwert, wonach sie wieder abnimmt. Zu einem Zeitpunkt h ist die Spannung v_c abermals Null, wodurch die Diode D\ leiten wird. Zwischen den Zeitpunkten fi und t₂ fließt von der Wicklung L\ zum Kondensator C\ Strom, und zwischen den Zeitpunkten t₂ und i3 fließt Strom in der umgekehrten Richtung. Nach dem Zeitpunkt I₃ fließt durch die Diode D₁ über die Wicklung L\ Strom zu der Quel'e Vb zurück. Weil die Spannung an der Diode vernachlässigbar ist, liegt an der Wicklung L\ die Spannung Vb, so daß die

Änderung des Ströme i_s nahezu linear ist.

Zu einem Zeitpunkt u hat das Steuersignal des Transistors Tr eine positive Flanke, wodurch der Transistor in den leitenden Zustand gebracht wird. Weil die Span-

nung am Kollektor eines bis in den gesättigten Zustand ausgesteuerten Transistors niedriger ist als die Spannung an einer leitenden Diode, fließt nun negativer Kollektor-Strom /', durch die Kollektor-Basis-Diode des Transistors Tr, während die Diode D\ gesperrt wird. Zu einem Zeitpunkt t% kehrt der Strom i, seine Richtung um, so daß er nun aus Vr durch die Wicklung L₁ und die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 7r fließt, und zwar bis zu einem Zeitpunkt W. wo der Kollektorstrom Null wird unter dem Einfluß einer zu einem früheren Zeitpunkt fo' an der Basis auftretenden negativen Flanke des Steuersignals.

Das zwischen den Zeitpunkten ti und r, liegende Zeitintervall ist kürzer als das zwischen den Zeitpunkten fs und f|'. was bedeutet, daß der Strom /,eine Gleichstromkomponente hat, die durch die Verluste der Schaltungsanordnung und durch die jeweiligen Belastungen bestimmt wird. An der Sekundärwicklung Li ist eine Spannung vorhanden, die der Spannung v_c proportional ist und die durch die Diode Di gleichgerichtet wird zum Erhalten der Spannung Vq. wobei die Diode Di gerade vor und nach dem Zeitpunkt f2 leitend ist.

Der Mittelwert der Spannung v_c entspricht der Spannung Vb, so daß die maximale Amplitude viel höher ist als die Spannung Vb. und zwar um einen Faktor, der vom Verhältnis des Intervalls fi, h zu dem Intervall ti, t\' abhängt. Es dürfte einleuchten, daß das Intervall fi bis i< indem der Transistor Tr gesperrt ist. länger sein muß als das Intervall f| bis f), in dem die sinusförmige Schwingung am Kollektor des Transistors vorhanden ist. Sonst würde der Transistor in den leitenden Zustand gebracht werden zu einem Zeitpunkt, da eine beträchtliche Spannung an dem Kollektor vorhanden wäre, was eine große Verlustleistung und eine etwaige Beschädigung herbeiführen würde.

Nach der Erfindung enthält die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 eine Regelschaltung, d;c dafür sorgt, daß der Zeitpunkt u nicht vor dem Zeitpunkt tj auftreten kann trotz Änderungen der Frequenz 1/Tdes Schaltsignals.

Ein Sägezahnoszillator 1 erzeugt eine sägezahnförmige Spannung, die einem Pulsbreitenmodulator 2 zugeführt wird. Der Oszillator 1 und der Modulator 2 bilden einen Teil einer Steuerschaltung 3. beispielsweise der integrierten Schaltung vom Philipstyp TDA 2640. die in der Veröffentlichung »Philips Technical Information 002: TDA 2640 control module for switched-mode power supplies« vom 25. September 1975 beschrieben worden ist. Die Steuerschaltung 3 ist in Fig. 1 gestrichelt dargestellt. Der Oszillator 1 ist ein sogenannter Miller-Integrator, dessen Frequenz auch durch den Wert eines Widerstandes 4 und die Kapazität eines Kondensators 5 bestimmt wird, die beide außerhalb der Steuerschaltung 3 angeschlossen sind.

Die an einer Sekundärwicklung Z.3 des Transformators T< vorhandene sinusförmige Spannung wird mit Hilfe einer Diode D3 und eines Glättungskondensators Cz in eine Gleichspannung umgewandelt, welche der Spannung V₀ proportional ist und von der ein mittels eines Potentiometers 6 einstellbarer Teil einer Vergleichsstufe 7 zugeführt wird. Die Stufe 7 bildet auch einen Teil der Steuerschaltung 3. Darin wird die vom Kondensator Cj herrührende Meßspannung mit einer Bezugsspannung verglichen, die beispielsweise mit Hilfe einer Zener-Diode 8 erhalten wird. Das Ausgangssigna! der Stufe 7 ist eine Gleichspannung, deren Wert eine Funktion des Unterschiedes zwischen den beiden Eingangsspannungen derselben ist. Fig. 3a zeigt den Verlauf der beiden Eingangsspannungen des Modulators 2 als Funktion der Zeit. Die Ausgangsspannung ist impulsförmig, wobei die Impulsdauer von der Ausgangsspannung der Stufe 7 abhängig ist. Diese Impulsform wird einem Ausgangsverstärker 9 zugeführt. An der Ausgangsklemme 10 desselben, die zugleich die Ausgangsklemme der Steuerschaltung 3 ist, ist eine verstärkte und in der Phase umgekehrte Impulsform verfügbar, die in Fig. 3bdargestellt ist.

Über einen Basiswiderstand 11 wird das Ausgangssignal der Steuerschaltung 3 der Basis eines Treibertransistors Dr vom npn-Typ zugeführt, der das Signal verstärkt und es über einen Treibertransformator T₂ der Basis des Schalttransistors Tr zuführt. Die Steuerschaltung 3 kann andere Schaltungsanordnungcn enthalten, u. a. zur Sicherung gegen zu hohe Ausgangsspannungen der Speiseschaltung, die hier nicht beschrieben werden, da sie nicht im Rahmen der Erfindung liegen. Die .Speisespannung für die jeweiligen Teile der Steuerschaltung 3 wird von einer nicht dargestellten Sekundärwicklung des Transformators Tj abgeleitet und ist daher konstant, so daß die Amplitude der an der Klemme 10 vorhandenen impulsförmigen Spannung auch konstant ist. Auch sollte es eine Schaltungsanordnung geben, mit der auf bekannte Weise dafür gesorgt wird, daß die jeweiligen Teile der Schaltungsanordnung nach Fig. I beim Einschalten oder nach der Inbetriebsetzung einer Sicherungsschi.i;ung funktionieren können, während die Speisespannungsschaltung noch nicht einwandfrei funktioniert.

Der Widerstand 4 wird an eine Gleichspannung angeschlossen, die beispielsweise innerhalb der Steuerschaltung 3 erzeugt werden kann. In Fig. 1 ist diese Spannung die an einem Kondensator 12 vorhandene Spannung, welcher Kondensator sich außerhalb der Steuerschaltung 3 befindet. Wird die Spannung am Kondensator 12 zunächst als konstant vorausgesetzt, so ist die Frequenz der durch den Oszillator 1 erzeugten Sagczahnform und daher auch die der Signale aus F i g. 2 konstant. Bei einem bestimmten Wert der Spannung V» hat das Verhältnis öder Dauer u — foder der Sekundärwicklung des Transformators Ti und dem Transistor Tr zugeführten Schaltimpulse zu der Dauer

T= to'-tA

einer Periode desselben eine bestimmte Dauer. Nimmt die Spannung Vb beispielsweise ab, so nimmt zunächst wegen der Trägheit der Regelung die Spannung V₀ ebenfalls ab. Dadurch nimmt die Ausgangsspannung der Vergleichsstufe 7 zu. Dies ist in F i g. 3a gestrichelt dargestellt. Weil die Polarität des dem Transistor Tr zugeführten Schaltsignals (Fig. 2a) wegen des gewählten Wickelsinnes der Wicklungen des Treibertransformators Ti umgekehrt ist gegenüber der Polarität des Signals aus F i g. 3b- stellt es sich aus dieser Figur heraus, daß das Verhältnis ό zunimmt. Diese Änderung hat jedoch keinen Einfluß auf die Spannung K₀. da der Strom U durch die Diode D\ fließen kann, wenn der Transistor Tr gesperrt ist. Allerdings muß der Transistor Tr spätestens eine kurze Zeit vor dem Zeitpunkt /5 eingeschaltet werden.

Die bisher beschriebene Impulsdauermodulation hat also nicht, wie in anderen bekannten Schaltungsanordnungen der Fall ist, die Funktion, die Ausgangsspannung zu stabilisieren. Durch diese Modulation wird die Lage einer der Flanken des Impulses in Fig. 3b längs der Zeitachse geändert, während die andere Flanke periodisch auftritt Damit die Spannung Vq geregelt werden

kann, darf die Frequenz der vom Oszillator 1 erzeugten Sägezahnform und daher die Spannung am Kondensator 12 nicht konstant sein, sondern muß geregelt werden, wobei die Anforderung gestellt wird, daß der Einschaltzeitpunkt U des Transistors Tr zwischen den Zeitpunkten h und t% liegt. Dafür wird in der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ein nahezu konstantes Interval¹ .Ό. U gewählt, das mit Gewißheit länger ist als eine halbe Periode t\, ti der Schwingung des durch die Elemente L\ und Q gebildeten Resonanzkreises und wobei die Ausschaltverzögerung fo, it des Transistors Tr berücksichtigt werden muß.

Dazu wird in Fig. I ein Widerstand 13 zwischen der Klemme 10 und dem nicht mit Masse verbundenen Anschluß des Kondensators 12 angeordnet. Bei einer geeigneten Bemessung der Zeitkonstante des Netzwerkes 12, 13, liegt am Kondensator 12 der mittlere Wert ν der an der Klemme 10 vorhandenen Spannung. Aus F i g. 3b gehl hervor, daß

v = (I -(J) Vi,

besteht, woraus folgt, daß

r =

Aus dem Obenstehenden folgt, daß

1 —i

τ" =

rv.

10

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wobei V] die Amplitude der genannten Spannung ist.

Durch die Wirkung der bereits beschriebenen Impulsdauermodulation nimmt das Verhältnis δ beispielsweise einen höheren Wert t)' an, während die Frequenz sich nicht ändert, so daß der Ausschaltimpuls eine kürzere Dauer τ" hat als die Dauer τ desselben in Fig. 3b. Der mittlere Wert der Spannung an der Klemme 10 wird dadurch niedriger, und zwar

wobei Vi konstant geblieben ist. Die neue Situation ist in Fig. 3cdargestellt.

Weil die Spannung am Kondensator 12 niedriger ist, sinkt die Frequenz der vom Oszillator 1 erzeugten Wellenform, während das Verhältnis δ dadurch nicht beeinflußt wird und daher den Wert ff beibehält. Die Spannung v, die ja nur von δ abhängig ist, ändert sich auch nicht und hat nach wie vor den Wert v'. Der Ausschaltimpuls hat bei der neuen Frequenz /' = 1/T'eine Dauer entsprechend τ". Aus F i g. 3b geht hervor, daß zwischen den Größen r, d. h. der Dauer des Ausschaltimpulses, und f— 1/T d. h. der Frequenz, die Beziehung

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ist. Durch die beschriebene Frequenzregelung wird also eine Impulsdauer erhalten, die dem Verhältnis v//proportional ist. Weil der Oszillator 1 vom Miller-Integratortyp ist, ist die Frequenz des dadurch erzeugten Signals der Spannung, an die der Lade- oder Entladewiderstand 4 des Kondensators 5 angeschlossen ist, proportional. Es ist also ein Oszillator, für den das obengenannte Verhältnis konstant ist. Daraus folgt, daß r" = τ (siehe F i g. 3d). Es kann daher gesagt werden, daß durch die Frequenzregelung die Impulsdauer des Ausschaltimpulses nahezu den vorbestimmten Wert rerhält.

Tritt in der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 eine Änderung der Spannung Vo auf, so wird zunächst die Impulsdauermodulationsregelung wirksam, was mit einer durch die Kondensatoren Ci und Ci verursachten Trägheit erfolgt. Wegen der durch den Kondensator 12 verursachten Trägheit tritt die Frequenzregelung erst danach in Wirkung. Weil der durch die erste Regelung erhaltene neue Wert des Verhältnisses δ eine Anzeige für die durch die zweite Regelung zu erhaltende neue Frequenz ist, müssen die Regelungen tatsächlich in dieser Reihenfolge stattfinden. Während der Frequenzänderung ist das Intervall to, tt nahezu konstant. Aus Fig. 3d geht hervor, daß in dem obenstehend erwähnten Fall, wo die Spannung V₀ abnimmt, die Leitungszeit des Transistors Tr zunimmt und einen Wert ό'Τ' annimmt. Da diese eine erhöhte Energiespeicherung in der Induktivität L\ herbeiführt, wirkt diese Änderung, wie erwünscht, der Änderung der Spannung V₀ entgegen. Bei einer Zunahme der Spannung V₀ nimmt die Leitungszeit des Transistors Tr ab, während die Frequenz des Schaltsignals zunimmt.

Es dürfte einleuchten, daß die Frequenzregelung nicht zu träge sein darf gegenüber der Impulsdauermodulationsregelung, weil sonst die Gefahr bestünde, daß die abfallende Flanke des Impulses nach Fig. 3c dennoch innerhalb des Intervalls fi. ti liegen würde, während unter bestimmten Umständen ein Gleichgewichtszustand nicht erreicht werden könnte. Dazu sind die Werte der Zeitkonstanten des durch die Elemente 12 und 13 gebildeten Netzwerkes und andererseits die Werte der Widerstände 4 und 13 von Bedeutung. Es hat sich in der Praxis erwiesen, daß ein befriedigendes Resultat erhalten werden kann mit Werten von etwa 47 kOhm bzw. 27 kOhm für die Widerstände 4 bzw. 13 und eine Kapazität von etwa 22 nF für den Kondensator 12, während der Kondensator 5 eine Kapazität hat von etwa 1,5 nF, während die Frequenz von etwa 18 bis etwa 35 kHz schwankt und die Amplitude V, etwa 12 V beträgt.

Es sei bemerkt, daß die beschriebene abgestimmte geschaltete Speisespannungsschaltung eine Regelung liefert mittels einer integrierten Steuerschaltung 3, die für eine Impulsdauermodulationsregelung für nicht abgestimmte geschaltete Speisespannungsschaltungen entworfen ist, wobei die Schaltfrequenz nahezu konstant, beispielsweise synchronisierbar ist. Durch die Erfindung wird diese Schaltungsanordnung für die wegen der Abstimmung erforderlichen Frequenzregelung geeignet gemacht und dies auf Kosten nur des Widerstandes 13 und des Kondensators 12. Dabei ist es nicht notwendig, daß der Oszillator 1 vom Miller-Integratortyp ist, d. h. ein Sägezahnoszillator, wobei ein Kondensator durch einen nahezu konstanten Strom aufgeladen bzw. entladen wird, der einer Spannung direkt proportional ist und wobei die Amplitude der erzeugten Sägezahnform nahezu konstant ist. Andere spannungsgesteuerte Oszillatoren, bei denen die Frequenz des erzeugten Signals einer angelegten Spannung proportional ist. sind ebenfalls für die Erfindung benutzbar.

Hierzu 2 Biatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Als Schaltregler arbeitender Gleichspannungswandler, dessen Ausgangsgleichspannung von Schwankungen der Eingangsgleichspannung und/ oder der Belastung nahezu unabhängig ist,

a) mit einer an die Eingangsgleichspannung angeschlossenen Reihenschaltung eines steuerbaren Halbleiterschalters und der Primärwicklung eines Transformators,

b) mit einem Abstimmkondensator, der bei gesperrtem Halbleiterschalter mit der Primärwicklung einen eine Halbschwingung ausführenden Schwingkreis bildet,

c) mit einem mit der Sekundärwicklung des Transformators verbundenen Gleichrichter, der während dieser Halbschwingung die Ausgangsgleichspaanung an die Belastung legt,

d) mit einer Steuerschaltung für den Halbleiterschalter, deren Ausgangsimpulse eine von einem abhängig von der Ausgangsgleichspannung geregelten Oszillator vorgegebene Frequenz aufweisen,

e) wobei der Halbleiterschalter immer erst nach Beendigung der Halbschwingung leitend gesteuert wird,