DE19948903C2 - Getaktete Stromversorgung - Google Patents
Getaktete StromversorgungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine monolithisch integrierbare Schal
tungsanordnung zum Ansteuern eines Halbleiterschalters in ei
nem Schaltnetzteil mit folgenden Merkmalen:
- - Die Schaltungsanordnung weist einen ersten und einen zwei ten Versorgungspotentialanschluß auf;
- - Eine Ansteuerung zur Erzeugung von Ansteuerimpulsen für den Halbleiterschalter nach Maßgabe eines frequenzvariablen Oszil latorsignals, wobei die Dauer der einzelnen Ansteuerimpul se von einem ersten Regelsignal und einem zweiten Regelsi gnal abhängt;
- - Eine Meßanordnung zum Erzeugen des vom Laststrom des Halb leiterschalters abhängigen zweiten Regelsignals.
Derartige Schaltungsanordnungen dienen der Regelung der Aus
gangsspannung bzw. der Ausgangsleistung eines Schaltnetz
teils.
Die von einem Schaltnetzteil aufgenommene bzw. abgegebene
Leistung bestimmt sich unter anderem aus der Dauer der peri
odisch erzeugten Ansteuerimpulse, welche ein Schließen des
Halbleiterschalters für die Dauer der Ansteuerimpulse und da
mit ein Fließen des Laststrom bewirken. Die Regelung der Dau
er der üblicherweise im Takt des Oszillatorsignals erzeugten
Ansteuerimpulse erfolgt in der Schaltungsanordnung abhängig
von einem ersten und einem zweiten Regelsignal, wobei das er
ste Regelsignal unter anderem von der Ausgangsspannung bzw.
der Ausgangsleistung des Schaltnetzteils abhängt.
Bei den bisher bekannten Schaltungsanordnungen erfolgt damit
ein Schließen des Halbleiterschalters im Takt des Oszillatorsignals,
wobei der Halbleiterschalter abhängig vom Verlauf
des ersten und des zweiten Regelsignals wieder geöffnet wird.
Üblicherweise sind die Ansteuerimpulse so gewählt, daß sie
bei Überschreiten des ersten Regelsignals durch das zweite
Regelsignal enden, wodurch der Halbleiterschalter geöffnet
wird.
Schaltnetzteile werden unter anderem zur Stromversorgung von
Monitoren oder Fernsehgeräten verwendet. Damit dort elektri
sche und magnetische Streufelder des Schaltnetzteiles nicht
zu Störungen des Bilds führen können, wird das Schaltnetzteil
üblicherweise mit der Zeilenfrequenz des Monitors synchroni
siert. Es existiert eine Vielzahl an unterschiedlichen Stan
dards und unterschiedlichen Bildschirmauflösungen. Deshalb
muß sich ein Monitor über einen weiten Frequenzbereich auf
unterschiedliche Zeilenfrequenzen anpassen lassen können. Als
Untergrenze arbeiten nahezu alle Monitore mit einer Zeilen
frequenz von 31,5 kHz, um eine Kompatibilität zum VGA-
Standard im DOS-Modus sicher zu stellen.
Um eine höhere Bildschirmauflösung sowie eine höhere Verti
kalablenkfrequenz des Elektronenstrahls zu erzielen, müssen
höhere Zeilenablenkfrequenzen verwendet werden. Mit höheren
Zeilenablenkfrequenzen kann das Flimmern des Monitores redu
ziert werden. Derzeit liegt bei 17"-Monitoren die Obergrenze
der Zeilenfrequenz bei 85 kHz. Bei 21"-Monitoren liegt sie
bei 108 kHz. In der Zukunft ist eine weitere Erhöhung der
Zeilenablenkfrequenz geplant.
Um die Forderung der Synchronisation der Zeilenfrequenz des
Monitors mit der Oszillatorfrequenz des Netzteiles erfüllen
zu können, muß das Schaltnetzteil über einen weiten Frequenz
bereich von 31,5 kHz bis ca. 120 kHz arbeiten.
Der Leistungsbedarf eines Monitors variiert nach Größe der
Bildröhre zwischen ca. 70 W bis 140 W. Aus Kostengründen wird
in der Regel ein Sperrwandlernetzteil verwendet. Wegen der
geringeren Abstrahlung elektromagnetischer Störfelder wird
das Sperrwandlernetzteil bevorzugt im Dreieckstrombetrieb be
trieben. Hierbei wird die Primärwicklung des Transformators
periodisch so lange mit der gleichgerichteten Eingangsspan
nung zwischen dem ersten und dem zweiten Versorgungspoten
tialanschluß verbunden, bis der Stromfluß durch die Primär
wicklung vom Wert null ausgehend einen von einem Regelsignal
abhängigen Wert erreicht hat. Anschließend wird der Stromfluß
in der Primärwicklung unterbrochen und die gesamte magnetisch
gespeicherte Energie fließt auf der Sekundärseite über
Gleichrichterdioden an die Last ab. Die Leistungabgabe eines
synchronisierten Sperrwandlernetzteiles im Dreieckstrombe
trieb ist abhängig von dem Maximalstrom in der Primärwicklung
und der Frequenz des Netzteiles, d. h. der Zeilenablenkfre
quenz.
Dies hat zur Folge, daß das Schaltnetzteil in einem Monitor
bei der höchsten Zeilenfrequenz eine wesentlich höhere Lei
stung abgeben kann wie bei der niedrigsten Zeilenablenkfre
quenz. Der tatsächliche Leistungsbedarf eines Monitors hängt
jedoch tatsächlich kaum von der gewählten Zeilenablenkfre
quenz ab.
Tritt im Betrieb mit einer hohen Zeilenablenkfrequenz ein De
fekt auf, bei dem eine beträchtliche zusätzliche Verlustlei
stung entsteht, ohne daß die Ausgangsspannung des Schaltnetz
teils absinkt und der Fehler hierdurch detektiert werden
kann, so könnte der Monitor einen Brand verursachen.
Es ist deshalb aus dem Stand der Technik bekannt, die abgege
bene Leistung des Schaltnetzteiles zu begrenzen, indem der
Sekundärstrom in der sekundären Transformatorwicklung über
wacht wird und eine Rückkopplung zur Ansteuerung des Halblei
terschalters vorgesehen ist. Weiterhin ist es bekannt, den
Primärstrom abhängig von der Zeilenfrequenz zu steuern. Keine
dieser Lösungen läßt sich jedoch in monolithisch integrierter
Form ausführen. Zudem arbeitet die Leistungsbegrenzung rela
tiv ungenau.
Aus der WO 96/27232 A1 ist ein Schaltnetzteil mit einem in Reihe
zu einer Primärspule eines Übertragers geschalteten Schalter
bekannt, der nach Maßgabe eines Oszillatorsignals getaktet
geschlossen wird, wobei das Oszillatorsignal auf ein exter
nes Synchronisationssignal synchronisiert ist. Der Schalter
wird abgeschaltet, wenn der Strom durch die Primärspule einen
vorgegebenen Schwellenwert übersteigt, wobei dieser Schwel
lenwert durch eine Kompensationsvorrichtung abhängig von der
Frequenz des Synchronisierungssignals verändert wird.
Die US 5,757,625 beschreibt ein Schaltnetzteil, bei dem ein
in Reihe zu einer Primärspule eines Übertragers geschalteter
Schalter nach Maßgabe eines Oszillatorsignals getaktet ge
schlossen wird. Die Einschaltdauer des Schalters ist unter
anderem von einer Spannung über einem Kondensator abhängig,
der in regelmäßigen Zeitabständen geladen und permanent durch
eine Stromquelle entladen wird, wobei der Strom der entladen
den Stromquelle abhängig von einer Frequenz des Oszillator
signals sein kann.
Die JP 102 905 66 A beschreibt ein Schaltnetzteil, dessen
Schaltfrequenz auf die Zeilenablenkungsfrequenz eines Bild
schirms synchronisiert ist. Zur Vermeidung von Instabilitäten
werden bei diesem Schaltnetzteil Ansteuerimpulse für einen in
Reihe zu einer Primärspule eines Übertragers geschalteten
Schalter mittels einer Integriervorrichtung integriert und zu
einem rückgekoppelten von dem Primärstrom abhängigen Signal,
welches die Ansteuerung des Schalters beeinflusst, addiert.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin,
eine monolithisch integrierbare Schaltungsanordnung an
zugeben, die in jedem Betriebszustand eine übermäßige Leis
tungsabgabe des Schaltnetzteiles verhindert, um eine Schädi
gung der Stromversorgung sowie der von ihr versorgten weiteren
Bauelemente zu verhindern. Ferner soll die Leistungsrege
lung mit einer hohen Genauigkeit erfolgen.
Dieses Ziel wird für die Eingangs genannte Anordnung durch
folgendes zusätzliches Merkmal erreicht:
- - Eine das Oszillatorsignal empfangende Leistungsregelanord nung, die ein drittes Regelsignal erzeugt und der Ansteue rung zuführt, wobei das dritte Regelsignal umgekehrt pro portional zur Quadratwurzel der Oszillatorfrequenz ist.
Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß die Leistungs
abgabe im Dreieckstrombetrieb bei einem Sperrwandlernetzteil
quadratisch mit dem Maximalstrom in der Primärwicklung und
proportional mit der Frequenz, d. h. mit der Zeilenablenkfre
quenz ansteigt. Die in dem Schaltnetzteil vorgesehene Leis
tungsregelanordnung bewirkt, daß der maximale Spitzenstrom in
der Primärwicklung umgekehrt proportional zur Quadratwurzel
der Frequenz zurückgenommen wird. Die Leistungsregelanordnung
stellt der Ansteuerung deshalb ein drittes Regelsignal zur
Verfügung, welches abhängig von der gerade gewählten Frequenz
den Halbleiterschalter derart steuert, daß der maximale Spit
zenstrom (Laststrom) in der Primärwicklung dem oben genannten
Zusammenhang entsprechend beeinflußt wird.
Die Leistungsregelanordnung weist zu diesem Zweck folgende
Merkmale auf:
einen das Oszillatorsignal empfangenden Impulserzeuger;
einen das Oszillatorsignal empfangenden Impulserzeuger;
- - eine Serienschaltung aus einer Stromquelle und einem La dungsspeicher, die zwischen einem dritten und einem vier ten Versorgungspotentialanschluß gelegen ist;
- - eine Serienschaltung aus einer MOS-Diode und einem steuer baren Schalter, die dem Ladungsspeicher parallel geschal ten ist;
- - Der Schalter wird nach Maßgabe des Impulserzeugers gesteu ert, wobei das Tastverhältnis von dem Oszillatorsignal ab hängig ist.
Das dritte Regelsignal wird dabei an dem Knotenpunkt zwischen
der Stromquelle, dem Ladungsspeicher und der MOS-Diode abge
griffen.
Der Ladungsspeicher wird über die Stromquelle mit einem kon
stanten Strom aufgeladen und periodisch für ein festes Zei
tintervall über den zu einer Diode verschalteten MOS-Tran
sistor entladen. Die Periodendauer, mit der der Schalter an
gesteuert wird, entspricht dabei der Periodendauer des
Schaltnetzteiles. Die Differenz der sich im Mittel ergebenden
Kondensatorspannung zur Einsatzspannung der MOS-Diode ergibt
einen Wert, der zur Begrenzung des Primärspitzenstromes ver
wendet werden kann. Dieser Wert stellt das dritte Regelsignal
dar, das der Ansteuerung zugeführt wird. Der Vorteil dieser
Anordnung besteht darin, daß die MOS-Diode eine Strom-
Spannungskennlinie mit einen quadratischen Verlauf besitzt.
Die über der MOS-Diode anliegende Spannung ist folglich eine
Quadratwurzelfunktion des durch sie fließenden Stromes. Somit
kann der maximale Spitzenstrom in der Primärwicklung umge
kehrt proportional zur Quadratwurzel der Frequenz zurückge
nommen werden.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die
Stromquelle und der Ladungsspeicher bei aus dem Stand der
Technik bekannten Sperrwandlerschaltnetzteilen bereits vor
handen sind, da hierdurch ein sogenannter "Soft-Start" reali
siert wird. Abhängig von der an dem Ladungsspeicher anliegen
den Spannung wird der Primärspitzenstrom begrenzt. Ein Sperr
wandlerschaltnetzteil mit einem "Soft-Start" ist beispiels
weise aus dem Lehrbuch "Schaltnetzteile" von W. Hirschmann
und A. Hauenstein, Herausgeber: Siemens AG, 1990, Seiten 179
bis 190 bekannt.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung weist die Ansteuerung
einen Komparator auf, dem an einem ersten invertierenden Ein
gang das erste Regelsignal, an einem zweiten invertierenden
Eingang das zweite Regelsignal und an einem nicht-inver
tierenden Eingang das von dem Laststrom des Halbleiterschal
ters abhängige dritte Regelsignal zugeführt wird.
Hierdurch ist es möglich, eine frequenzabhängige Leistungsbe
grenzung vorzunehmen. Im Falle des Normalbetriebs wird der
Halbleiterschalter jedoch über das erste Regelsignal gesteu
ert, welches ein von der Sekundärseite abgegriffenes Span
nungssignal darstellt.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung weist die Lei
stungsregelanordnung eine Temperaturkompensationseinrichtung
auf, die von der Spannung an dem Knotenpunkt einen vorgegebe
nen Wert subtrahiert und dem Komparator als drittes Regelsi
gnal zuführt. Abhängig von der Umgebungstemperatur variiert
die Spannung, bei der gemäß der quadratischen Strom-Span
nungskennlinie der MOS-Diode ein Strom zu fließen beginnt.
Dadurch, daß die Leistungsregelanordnung eine Temperaturkom
pensationseinrichtung aufweist, kann dieser "Offset" nahezu
vermieden werden.
Die Temperaturkompensationseinrichtung weist zu diesem Zweck
einen Halbleiterschalter und eine auf das vierte Versorgungs
spannungspotential bezogene Stromquelle auf, wobei der Knoten
punkt zwischen dem Halbleiterschalter und der Stromquelle mit
dem ersten invertierenden Eingang des Komparators verbunden
ist.
Der Halbleiterschalter der Temperaturkompensationseinrichtung
weist ein stark temperaturabhängiges Verhalten auf, so daß
von der Spannung an dem Knotenpunkt ein von der Temperatur
abhängiger Wert subtrahiert wird und der "Offset" vermieden
ist.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung sind in dem Im
pulserzeuger Mittel vorgesehen, die die temperaturabhängige
Kennlinie MOS-Diode der Leistungsregelanordnung kompensiert.
Ebenso, wie die Einsatzspannung der MOS-Diode mit der Tempe
ratur variiert, so ändert sich auch abhängig davon die Steil
heit des Strom-Spannungsverlaufs. Die Temperaturkompensation
des Impulserzeugers ändert abhängig von der Temperatur das
Tastverhältnis des Schalters der Leistungsregelanordnung.
Hierdurch kann die Genauigkeit der Leistungsregelung des ge
samten Schaltnetzteiles erheblich verbessert werden. Die Tem
peraturkompensation macht sich vor allem dann bemerkbar, wenn
die Umgebungstemperatur einen Wert von < 40°C aufweist.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung weist der Impulserzeuger
einen Ladungsspeicher auf, dem ein von dem Oszillatorsignal
gesteuerter Halbleiterschalter parallel geschaltet ist und
dem ein temperaturabhängiger Halbleiterschalter nachgeschal
tet ist, wobei die erzeugte Impulsdauer abhängig von der Dau
er ist, um den Ladungsspeicher von dem dritten Versorgungspo
tential auf ein erstes, vorgegebenes Referenzpotential aufzu
laden.
Die Merkmale und weitere Vorteile der Erfindung werden anhand
der nachfolgenden Figuren näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 Die prinzipielle Verschaltung eines aus dem Stand
der Technik bekannten Sperrwandlerschaltnetzteiles,
Fig. 2 ein erstes, grundsätzliches Ausführungsbeispiel in
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemä
ßen Schaltungsanordnung und
Fig. 4 ein Ausgestaltungsbeispiel des Impulserzeugers, der
eine Temperaturkompensation der Kennlinie der MOS-
Diode ermöglicht.
Fig. 1 zeigt die prinzipielle Anordnung eines Sperrwandler
schaltnetzteiles. Zwischen einem ersten Versorgungspoten
tialanschluß 1, an dem normalerweise ein hohes Versorgungspo
tential Vbb anliegt, und einem zweiten Versorgungspoten
tialanschluß 2, der ein niedrigeres Bezugspotential, z. B.
das Massepotential aufweist, ist die Serienschaltung aus ei
nem induktiven Übertrager 3 und einem Schalter 4 vorgesehen.
Der Übertrager 3 weist eine Primärspule 3a und eine Sekundär
spule 3b auf. Die Primärspule 3a ist mit dem ersten Versor
gungspotentialanschluß 1 verbunden. Der Schalter 4, der bei
spielsweise als Halbleiterschalter (MOSFET, Bipolartransistor
usw.) ausgeführt ist, wird über eine Ansteuerung 5 leitend
und sperrend geschaltet. Die Ansteuerung 5 weist üblicherwei
se einen Pulsweitenmodulator auf, wobei das Öffnen und
Schließen des Schalters 4 im Takt eines Oszillatorsignales
stattfindet. Die Sekundärspule 3d ist mit ihrem ersten An
schluß über eine Diode 6 mit einem ersten Ausgangsanschluß 8
und mit ihrem zweiten Anschluß mit einem zweiten Ausgangsan
schluß 9 verbunden. Zwischen dem ersten und dem zweiten Aus
gangsanschluß 8, 9 ist ferner ein Ladungsspeicher 7 in Form
eines Kondensators vorgesehen.
Fig. 2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungs
gemäßen Schaltungsanordnung. In dem vorliegenden Ausführungs
beispiel ist die Ansteuerung 5 genauer ausgeführt. Es handelt
sich dabei um eine aus dem Stand der Technik bekannte Anordnung.
Ein Oszillator 12 wird über einen Eingang 21 mit einem
Taktsignal angesteuert. Ausgangsseitig ist der Oszillator 12
mit dem Set-Eingang eines Flip Flops 14 verbunden. Der Reset-
Eingang R des Flip Flops 14 ist mit dem Ausgang eines Kompa
rators 15 verbunden. Es ist ferner ein Logikelement 13 vorge
sehen, das als UND-Gatter ausgeführt ist. Ein erster Eingang
des Logikelementes 13 ist mit dem Ausgang des Flip Flops 14
verbunden. Ein weiterer Eingang des Logikelementes 13 ist mit
dem Ausgang des Oszillators 12 verbunden, wobei dieses Signal
invertiert ist. Ausgangsseitig ist das Logikelement 13 mit
der Steuerelektrode des Halbleiterschalters 4 verbunden. Der
Halbleiterschalter 4 ist im vorliegenden Beispiel als MOSFET
ausgeführt.
Zwischen dem MOSFET 4 und dem zweiten Bezugspotentialanschluß
2 ist eine Meßanordnung zur Erfassung des Laststromes, z. B.
in Form eines Widerstandes 10 vorgesehen. Am Knotenpunkt zwi
schen dem Halbleiterschalter 4 und dem Widerstand 10 kann ei
ne dem Laststrom proportionale Spannung abgegriffen werden,
die dem nicht-invertierenden Eingang 15c des Komparators 15
der Ansteuerung 5 zugeführt wird. An einem ersten invertie
renden Eingang 15b des Komparators 15 liegt ein der Spannung
am Ladungsspeicher 7 der Sekundärseite entsprechendes Signal
an. Der weitere invertierende Eingang 15a des Komparators 15
ist mit einer Leistungsregelanordnung 11 verbunden.
Ein Eingang der Leistungsregelanordnung 11 ist mit dem Aus
gang des Oszillators 12 verbunden. Die Leistungsregelanord
nung 11 weist einen Impulserzeuger 16 auf, der mit seinem
Eingang 16a den Eingang der Leistungsregelanordnung 11 bil
det. Der Ausgang 16d des Impulserzeugers 16 steuert einen
Schalter 18 an. Der Schalter 18 könnte beispielsweise als
MOSFET oder Bipolartransistor ausgeführt werden. Prinzipiell
ist jede Art von Schalter denkbar.
Die Leistungsregelanordnung weist ferner die Serienschaltung
aus einer Stromquelle 19 und einem Ladungsspeicher 20 auf.
Die Serienschaltung ist zwischen einem dritten Versorgungspo
tentialanschluß 24 und einem vierten Bezugspotentialanschluß
25, an dem das Massepotential anliegt, verschalten. An dem
dritten Versorgungspotentialanschluß 24 liegt eine interne
Versorgungsspannung Vcc an, die wesentlich kleiner als das
erste Versorgungspotential Vbb im ersten Versorgungspoten
tialanschluß 1 ist. Der Ladungsspeicher 20 ist als Kondensa
tor ausgeführt und steht mit dem Bezugspotentialanschluß 25
in Verbindung. Die Stromquelle 19 ist mit dem dritten Versor
gungspotentialanschluß 24 verbunden. Der Knotenpunkt zwischen
der Stromquelle 19 und dem Ladungsspeicher 20 ist einerseits
mit dem weiteren invertierenden Eingang 15a des Komparators
15 verbunden und bildet somit den Ausgang der Leistungsrege
lanordnung. Andererseits ist er über einen zu einer MOS-Diode
verschaltenen Transistor 17 mit einem Anschuß eines Schalters
18 verbunden. Der andere Anschluß des Schalters 18 ist mit
dem vierten Bezugspotentialanschluß 25 verbunden. Der zu ei
ner MOS-Diode verschaltene Transistor 17 ist mit seinem
Drain- und Gateanschluß mit dem Knotenpunkt der Stromquelle
19 und des Ladungsspeichers 20 verbunden. Sourceseitig ist
der Transistor 17 mit dem Schalter 18 verbunden.
Die Stromquelle 19 ist derart ausgeführt, daß sie einen kon
stanten Strom unabhängig von der Spannung am dritten Versor
gungspotentialanschluß 24 liefert. Die Stromquelle 19 und der
Ladungsspeicher 20 sind vielfach in der Ansteuerung eines
Sperrwandlerschaltnetzteiles enthalten. Dort werden sie für
einen sogenannten "Soft-Start" verwendet. Der "Soft-Start"
dient dazu, die vom Pulsweitenmodulator erzeugte Impulsbreite
bzw. den Primärspitzenstrom nach dem Einschalten des Netztei
les rampenförmig ansteigen zu lassen. Beim Einschalten des
Schaltnetzteiles ist der Ladungsspeicher 20 entladen. Dieser
wird über die Konstantstromquelle 19 rampenförmig aufgeladen.
Der Komparator 15 hat zwei invertierende Eingänge, von denen
der mit der jeweils kleineren Spannung dominiert. Die von der
Ansteuerung 5 erzeugte Impulsbreite bzw. der Primärspit
zenstrom steigt nach dem Einschalten des Schaltnetzteils rampenförmig
an, bis die Kondensatorspannung den Spannungswert
des Regelsignales am Eingang 15b des Komparators 15 über
steigt. Von diesem Zeitpunkt an bestimmt das Regelsignal 15b
den Primärspitzenstrom, welcher dann durch die Spannung am
ersten Ausgangsanschluß 8 der Sekundärseite bestimmt ist.
Der Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung besteht
deshalb darin, daß die Leistungsregelanordnung 11 mit nur we
nigen zusätzlichen Bauelementen auskommt, um eine äußert prä
zise Regelung der Ausgangsleistung vornehmen zu können.
In dem vorliegenden ersten Ausführungsbeispiel, welches die
Grundvariante der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dar
stellt, kann der Impulserzeuger 16 mit einer festen Impuls
dauer betrieben werden. Die Impulsdauer ist dabei prinzipiell
beliebig einstellbar. Es muß jedoch sichergestellt sein, daß
die maximale Impulsdauer, d. h. die Zeit, in der der Schalter
18 geschlossen ist, kleiner als die Periodendauer bei der
höchsten Frequenz des Oszillators 12 ist. Eine feste Impuls
dauer ist insbesondere dann möglich, wenn das Schaltnetzteil
bei Umgebungstemperaturen zwischen 0 und 40°C betrieben
wird. Wird das Schaltnetzteil außerhalb dieses Temperaturbe
reiches eingesetzt, so kann aufgrund der Temperaturbeeinflus
sungen auf die MOS-Diode die Leistungsregelung unpräziser
werden.
Mit Ausnahme des Ladungsspeichers 20, der als externe Kapazi
tät ausgeführt ist, können alle Bauelemente der Leistungsre
gelanordnung 11 in integrierter Form ausgeführt werden.
Die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
ist wie folgt. Der zu einer Diode verschaltete MOS-Transistor
17 hat eine Strom-Spannungs-Kennlinie mit einem quadratischen
Verlauf. Die an der MOS-Diode anliegende Spannung ist folg
lich eine Quadratwurzelfunktion des durch sie fließenden
Stromes. Der Ladestrom in dem Ladungsspeicher 20 kann nur
während der Zeitintervalle über die MOS-Diode wieder abfließen,
während der diese dem Ladungsspeicher 20 parallel ge
schaltet ist. Ist die abfließende Ladungsmenge zu gering, er
höht sich die Spannung des Ladungsspeichers 20 langsam über
viele Perioden. Die während jeder Periode abfließende La
dungsmenge steigt entsprechend der quadratischen Kennlinie
des MOS-Tranistors an, bis die Ladungsbilanz ausgeglichen
ist. Ab diesem Zeitpunkt steigt die Spannung an dem Knoten
punkt zwischen der Stromquelle 19 und dem Ladungsspeicher 20
nicht weiter an. Das Verhältnis der Höhe der Stromimpulse
durch die MOS-Diode zu dem in dem Ladungsspeicher 20 fließen
den Konstantstrom ist bei eingeschwungener Ladungsspeicher
spannung gleich dem Verhältnis aus der Periodendauer und der
Impulsbreite. Wenn sich also die Periodendauer des Oszilla
torsignals am Ausgang des Oszillators 12 vergrößert, erhöht
sich im gleichen Maße die Höhe der Stromimpulse durch die
MOS-Diode. Gleichzeitig erhöht sich die Spannung an dem La
dungsspeicher 20 umgekehrt proportional der Quadratwurzel aus
der Oszillatorfrequenz.
Auf diese Weise ist sichergestellt, daß bei der höchsten Zei
lenfrequenz nicht ein Vielfaches an Leistung durch das
Schaltnetzteil abgegeben wird wie bei der kleinsten möglichen
Zeilenfrequenz des Schaltnetzteiles. Die erfindungsgemäße
Schaltungsanordnung verhindert somit eine unnötige Verlust
leistung auf der Sekundärseite.
Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungs
gemäßen Schaltungsanordnung. Gegenüber der in Fig. 2 gezeig
ten prinzipiellen Schaltungsanordnung weist das zweite Aus
führungsbeispiel zusätzlich Bauelemente zur Temperaturkompen
sation der Einsatzspannung der MOS-Diode 17 auf. Zu diesem
Zweck ist eine Serienschaltung aus einem MOS-Transistor 22
und einer Stromquelle 23 zwischen dem dritten Versorgungspo
tentialanschluß 24 und dem vierten Versorgungspotentialan
schluß 25 vorgesehen. Der Knotenpunkt der Stromquelle 19 mit
dem Ladungsspeicher 20 ist mit dem Steueranschluß des MOS-
Transistors 22 verbunden. Der MOS-Transistor 22 ist als Source-Folger
zwischen dem dritten Versorgungspotentialanschluß
24 und dem invertierenden Eingang 15a des Komparators 15 ge
schalten. Die Stromquelle 23, die beispielsweise als Wider
stand ausgeführt sein kann, ist ebenfalls mit dem Eingang 15a
des Komparators 15 verbunden. Mit ihrem anderen Anschluß
steht sie mit dem Bezugspotentialanschluß 25 in Verbindung.
Abhängig von der Umgebungstemperatur variiert die Spannung,
bei der die MOS-Diode 17 einen Strom zu leiten beginnt. Durch
die Temperaturkompensation mittels des MOS-Transistors 22 und
der Stromquelle 23 wird dem Eingang 15a des Komparators 15
ein Spannungssignal zugeführt, bei dem von der Spannung am
Ladungsspeicher 20 die MOS-Einsatzspannung des MOS-Tran
sistors 22 subtrahiert wurde. Die quadratische Strom-
Spannungs-Kennlinie der MOS-Diode 17 wird somit quasi "in den
Ursprung" des Koordinatenkreuzes geschoben, d. h. die MOS-
Diode leitet bereits dann einen Strom, wenn die Spannung nur
wenig von null verschieden ist.
Da mit einer variierenden Umgebungstemperatur nicht nur die
Eingangsspanung der MOS-Diode variiert, sondern auch deren
Steigung, muß auch diese idealerweise temperaturkompensiert
werden. Diese Temperaturkompensation findet in dem Impulser
zeuger statt, der dann entsprechend der Umgebungstemperatur
das Tastverhältnis für den Schalter 18 variiert.
Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel für einen Impulserzeu
ger, die die Temperaturabhängigkeit der Strom-Spannungs-
Kennlinie der MOS-Diode kompensiert. An dem Eingang 16a des
Impulserzeugers 16 liegt das von dem Oszillator erzeugte Os
zillatorsignal an. Der Eingang 16a ist einerseits mit dem
Steuereingang eines Halbleiterschalters 30 und andererseits
mit dem ersten Eingang 26a eines Logikelementes 26 verbunden.
Das Logikelement 26 ist als UND-Gatter ausgeführt. Der Halb
leiterschalter 30 ist vorteilhafterweise als p-Kanal-MOS-
Transistor ausgeführt. Die Drain-Source-Strecke des Halblei
terschalters 30 ist an dem Ladungsspeicher 29 parallel geschaltet.
Der Ladungsspeicher 29 ist vorzugsweise ein mono
lithisch integrierbarer Kondensator. Der Sourceanschluß des
Halbleiterschalters 30 ist mit dem dritten Versorgungspoten
tialanschluß 24, an welchem eine Referenzspannung Vcc an
liegt, verbunden. Mit dem Drainanschluß des Halbleiterschal
ters 30 ist einerseits der nicht-invertierende Eingang eines
Komparators 27 sowie der Drainanschluß eines weiteren Halb
leiterschalters 28 verbunden. Der Sourceanschluß des weiteren
Halbleiterschalters 28 steht mit dem vierten Versorgungspo
tentialanschluß 25 in Verbindung. Am invertierenden Eingang
des Komparators 27 liegt an einer Klemme 33 eine erste Refe
renzspannung VREF1 an. Die erste Referenzspannung weist einen
niedrigeren Wert als der Versorgungspotentialanschluß 24 auf.
Zwischen dem dritten Versorgungspotentialanschluß 24 und ei
ner zweiten Referenzspannung an einer Klemme 34 ist die Seri
enschaltung aus einer Stromquelle 31 und einem zu einer MOS-
Diode verschaltenen Halbleiterschalter 32 vorgesehen. Die
Stromquelle 31, die als Widerstand ausgeführt sein kann, ist
dabei mit dem dritten Versorgungspotentialanschluß 24 ver
schalten. Der Steueranschluß der MOS-Diode 32 ist mit dem
Steueranschluß des weiteren Halbleiterschalters 28 verbunden.
Die zweite Referenzspannung VREF2 weist einen geringeren Wert
als die erste Referenzspannung VREF1 auf. Der Komparator 27
ist ausgangsseitig mit dem zweiten Eingang 26b des Logikelem
tens 26 verbunden. Der Ausgang des Logikelementes 26 bildet
den Ausgang 16b des Impulserzeugers 16, welcher den Schalter
18 der Leistungsregelanordnung 11 ansteuert.
Die Funktionsweise ist wie folgt. Mit steigender Temperatur
nimmt der Proporionalitätsfaktor der Quadratwurzel aus dem
Drainstrom geteilt durch die Gatespannung der MOS-Diode 17
ab. Dies würde deshalb bei steigenden Temperaturen bei glei
cher Oszillatorfrequenz zu einem höheren Primärspitzenstrom
führen. Der Impulserzeuger nach Fig. 4 erzeugt eine von dem
Proportionalitätsfaktor abhängige Impulsbreite, in dem er den
temperaturabhängigen Halbleiterschalter 28 mit der vorgegebe
nen zweiten Referenzspannung VREF2 plus der MOS-Einsatzspannung
der MOS-Diode 32 betreibt. Der sich aus dieser Span
nung ergebende Drainstrom lädt den Ladungsspeicher 29 bis zur
ersten Referenzspannung VREF1 auf. Wenn sich der Drainstrom
temperaturabhängig verringert, verlängern sich die von dem
Impulserzeuger 16 abgegebenen Impulse, so daß sich die La
dungsbilanz im Ladungsspeicher 20 der Leistungsregelanordnung
auch bei variierenden Umgebungstemperaturen nicht verändert.
1
erster Versorgungspotentialanschluß
2
zweiter Versorgungspotentialanschluß
3
Überträger
3
a Primärspule
3
b Sekundärspule
4
HL Schalter
5
Ansteuerung (PWM)
6
Diode
7
Ladungsspeicher
8
erster Ausgangsanschluß
9
zweiter Ausgangsanschluß
10
Widerstand
11
Leistungsregelansordnung
12
Oszillator
13
Logikelement (UND)
14
Flip Flop
15
Komparator
15
a invertierender Eingang
15
b Regelsignaleingang
15
c nicht-invertierender Eingang
16
Impulserzeuger
16
a Eingang
16
b Ausgang
17
MOS-Diode
18
Schalter
19
Stromquelle
20
Ladungsspeicher
21
Eingang
22
Halbleiterschalter
23
Stromquelle (Widerstand)
24
dritter Versorgungspotentialanschluß
25
vierter Versorgungspotentialanschluß
26
Logikelement (UND)
27
Komparator
28
HL Schalter (MOSFET, n-Kanal)
29
Ladungsspeicher
30
HL-Schalter (MOSFET, p-Kanal)
31
Stromquelle (Widerstand)
32
MOS-Diode
33
erster Referenzspannungseingang
34
zweiter Referenzspannungseingang
Claims (8)
1. Monolithisch integrierbare Schaltungsanordnung zum Ansteu
ern eines Halbleiterschalters (4) in einem Schaltnetzteil mit
einem ersten und einem zweiten Versorgungspotentialanschluß
und folgenden Merkmalen:
- - eine Ansteuerung (5) zur Erzeugung von Ansteuerimpulsen für den Halbleiterschalter (4) nach Maßgabe eines Oszilla torsignales mit variabler Frequenz, wobei die Dauer der einzelnen Ansteuerimpulse von einem ersten der Ausgangs spannung des Schaltnetzteils entsprechenden Regelsignal (15b) und einem zweiten Regelsignal (15c) abhängt;
- - einer Meßanordnung (10) zum Erzeugen des vom Laststrom des Halbleiterschalters (4) abhängigen zweiten Regelsignals
- - eine das Oszillatorsignal empfangende Leistungsregelanord nung (11), die ein drittes Regelsignal (15a) erzeugt und der Ansteuerung (5) zuführt, wobei das dritte Regelsignal (15a) umgekehrt proportional zur Quadratwurzel der Oszil latorfrequenz ist und in der Ansteuerung (5) mit dem ersten und zweiten Regelsignal (15b, 15c) verglichen wird.
2. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Leistungsregelanordnung (11) folgende Merkmale aufweist:
- - einen das Oszillatorsignal empfangenden Impulserzeuger (16);
- - eine Serienschaltung aus einer Stromquelle (19) und einem Ladungsspeicher (20), die zwischen einem dritten und einem vierten Versorgungspotentialanschluß (24, 25) gelegen ist,
- - eine Serienschaltung aus einer MOS-Diode (17) und einem steuerbaren Schalter (18), die dem Ladungsspeicher (20) parallel geschalten ist;
- - der Schalter (18) wird nach Maßgabe des Impulserzeugers (16) gesteuert, wobei die Dauer der einzelnen Impulse von dem Oszillatorsignal unabhängig ist.
3. Schaltunganordnung nach Patentanspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
am Knotenpunkt zwischen der Stromquelle (19), dem Ladungs
speicher (20) und der MOS-Diode (17) das dritte Regelsignal
abgegriffen wird, wobei dieses aus der Differenz der sich im
Mittel ergebenden Ladungsspeicherspannung zur Einsatzspannung
der MOS-Diode gebildet ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Patentansprüche 1 bis
3,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Ansteuerung (5) einen Komparator (15) aufweist, dem an
einem ersten invertierenden Eingang (15a) das dritte Regel
signal, an einem zweiten invertierenden Eingang (15b) das er
ste Regelsignal und einem nicht-invertierenden Eingang das von
dem Laststrom des Halbleiterschalters (4) abhängige zweite
Regelsignal zugeführt wird.
5. Schaltunganordnung nach einem der Patentansprüche 1 bis 4,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Leistungsregelanordnung (11) eine Temperaturkompensati
onseinrichtung (22, 23) aufweist, die von der Spannung an dem
Knotenpunkt einen vorgegebenen Wert subtrahiert und dem Kom
parator (15) als drittes Regelsignal zuführt.
6. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Temperaturkompensationeinrichtung einen Halbleiterschal
ter (22) und eine auf das vierte Versorgungspotential bezoge
ne Stromquelle (23) aufweist, wobei der Knotenpunkt zwischen
dem Halbleiterschalter (22) und der Stromquelle (23) mit dem
Komparator (15) verbunden ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Patentansprüche 1 bis
6,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Impulserzeuger (16) Mittel (24 bis 34) aufweist, die die
temperaturabhängige Kennlinie der MOS-Diode der Leistungsre
gelanordnung kompensiert.
8. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch 7,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Impulserzeuger (16) einen Ladungsspeicher (29) aufweist,
dem ein Oszillatorsignal gesteuerter Halbleiterschalter (30)
parallel geschaltet ist, und dem ein temperaturabhängiger
Halbleiterschalter nachgeschaltet ist, wobei die erzeugte Im
pulsdauer abhängig von der Dauer ist, um den Ladungsspeicher
von dem dritten Versorgungspotential auf ein erstes Referenz
potential aufzuladen.
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE19948903A DE19948903C2 (de) | 1999-10-11 | 1999-10-11 | Getaktete Stromversorgung |
PCT/EP2000/009961 WO2001028080A1 (de) | 1999-10-11 | 2000-10-10 | Getaktete stromversorgung |
CN00814102.9A CN1285166C (zh) | 1999-10-11 | 2000-10-10 | 时钟控制电源 |
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19948903A DE19948903C2 (de) | 1999-10-11 | 1999-10-11 | Getaktete Stromversorgung |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19948903A1 DE19948903A1 (de) | 2001-05-23 |
DE19948903C2 true DE19948903C2 (de) | 2002-07-18 |
Family
ID=7925215
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19948903A Expired - Fee Related DE19948903C2 (de) | 1999-10-11 | 1999-10-11 | Getaktete Stromversorgung |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6515874B2 (de) |
CN (1) | CN1285166C (de) |
DE (1) | DE19948903C2 (de) |
TW (1) | TW511327B (de) |
WO (1) | WO2001028080A1 (de) |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
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D2 | Grant after examination | ||
R119 | Application deemed withdrawn, or ip right lapsed, due to non-payment of renewal fee |