CN1378717A - 节拍电源 - Google Patents

节拍电源 Download PDF

Info

Publication number
CN1378717A
CN1378717A CN00814102.9A CN00814102A CN1378717A CN 1378717 A CN1378717 A CN 1378717A CN 00814102 A CN00814102 A CN 00814102A CN 1378717 A CN1378717 A CN 1378717A
Authority
CN
China
Prior art keywords
power supply
semiconductor switch
signal
control
power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN00814102.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1285166C (zh
Inventor
M·弗德特凯勒
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of CN1378717A publication Critical patent/CN1378717A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1285166C publication Critical patent/CN1285166C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/1563—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

将单晶锂的可集成电路装置用于控制在开关电源设备上的半导体开关。本发明涉及到用于控制在开关电源设备上的半导体开关具有按照变化的振荡器信号标准产生半导体开关控制脉冲的一个控制,其中单个控制脉冲的持续时间是与第一个调节信号和第二个调节信号有关的。此外安排了一个测量装置用于产生与半导体开关负载电流有关的第二个调节信号。接收振荡器信号的功率调节装置产生第三个调节信号和将这个输入给控制,其中第三个调节信号是与振荡器频率的平方根成反比的。用这种方法有可能将开关电源设备的功率输出与振荡器频率无关地保持恒定。

Description

节拍电源
本发明涉及到用于控制开关电源设备的半导体开关的单晶锂可集成电路装置，具有以下特征：
-电路装置有第一个和第二个电势供应接头；
-按照变化的振荡器信号标准控制产生半导体电路的控制脉冲，其中单个控制脉冲是与第一个调节信号和第二个调节信号有关的；
-测量装置是用于产生与半导体开关负荷电流有关的第二个调节信号。
将这种电路装置用于调节开关电源设备的输出电压或者输出功率。
由开关电源设备接收或者输出的功率除了其他之外是由周期产生的控制脉冲周期决定的，控制脉冲造成控制脉冲周期的半导体开关关闭和因此使得负荷电流流过。调节通常按照振荡器信号节拍产生的控制脉冲在电路装置中是依赖第一个和第二个调节信号进行的，其中第一个调节信号是与开关电源设备的输出电压或者输出功率有关的。
因此在目前已知的电路装置中半导体开关的关闭是按照振荡器信号的节拍进行的，其中半导体开关依赖第一个和第二个调节信号的过程重新打开。通常这样选择控制脉冲，当它们超过第一个调节信号时通过第二个调节信号结束，从而打开半导体开关。
将开关电源设备除了其他之外用于监视器或电视机的供电。为了在那里开关电源设备的电和磁的散射场不会导致图像干扰，通常开关电源设备是与监视器的行频率同步的。存在有很多不同的标准和不同的图像屏幕分辨率。因此监视器必须在宽频率范围上面可以与不同的行频率匹配。作为下限几乎所有的监视器是工作在行频率为31.5KHz，以便确保与VGA-标准在DOS-模式的兼容性。
为了达到电子射线比较高的图像屏幕分辨率以及比较高的垂直扫描频率必须使用比较高的行扫描频率。用比较高的行扫描频率可以降低监视器的闪烁。目前17＂监视器的行频率上限为85KHz。在21＂监视器上为108KHz。未来计划将进一步提高行扫描频率。
为了可以满足监视器行频率与电源设备的振荡器频率同步性的要求，开关电源设备必须在宽频率范围从31.5KHz至大约120KHz上面工作。
监视器的功率需求按照显像管的大小大约在70w至140w之间变化。由于成本原因原则上使用截止变流器电源设备。由于电磁干扰场的散射比较小将截止变流器电源设备优异地按照三角形电流运行。此外将变压器的初级线圈周期地和第一个和第二个供电电势接头之间被整流的输入电压这样长时间地连接，直到从流过初级线圈的电流数值为零出发达到与调节信号有关的数值时。随后将初级线圈中的通过电流中断和将整个被存储的磁能量在次级边上经过整流二极管流到负载。在三角形电流运行时同步的阻塞变流器电源设备的功率输出是与初级线圈中的最大电流和电源设备的频率，也就是说行扫描频率有关的。
这个的后果是在最高行频率监视器中的开关电源设备如同最低的行扫描频率一样可以输出非常高的功率。然而监视器实际的功率需求实际上几乎与被选择的行扫描频率无关。
如果用高的行扫描频率运行出现有害的附加损耗功率的故障时没有降低开关电源设备的输出功率和因此没有可能检查故障，这样就有可能引起监视器燃烧。
因此在当代技术水平中已知，限制开关电源设备的输出功率，如果监控次级变压器线圈的次级电流和安排一个反馈用于控制半导体开关。此外已知依赖行频率控制初级电流。然而如果没有这种解决方法可以按照单晶锂的可集成形式实施。此外功率限制工作的相对不准确。
所以本发明的任务在于规定一种用单晶锂的可集成电路装置，这种装置在任何运行状态避免开关电源设备过多的功率输出，以避免损害供电以及损害由其供电的其他组件。此外可以高精度地进行功率调节。
这个目的对于开始叙述的装置是通过以下附加特征达到的：
-接收振荡器信号的功率调节装置产生第三个调节信号和输入给控制，其中第三个调节信号是与振荡器频率的二次方根成反比的。
本发明是从以下知识出发的，在截止变流器电源设备中按照三角形电流运行的功率输出是与初级线圈中的最大电流的二次方和与频率成比例的，也就是说是随着行扫描频率升高的。安排在开关电源设备的功率调节装置的作用是，将初级线圈中的峰值电流与频率的二次方根成反比地返回。因此功率调节装置提供给控制第三个调节信号，第三个调节信号依赖于刚巧被选择的频率这样控制半导体开关，对应于上述关系影响初级线圈中的最大峰值电流(负载电流)。
为了这个目的功率调节装置有以下特征：
-接收振荡器信号的脉冲发生器；
-将电源和电荷存储器构成串联电路，串联电路是安放在第三个和第四个供电电势接头之间的；
-将MOS-二极管和可控制的开关构成串联电路，串联电路是与电荷存储器并联的；
-按照脉冲发生器控制开关，其中节拍比例是与振荡器信号有关的。
此时将第三个调节信号在电源，电荷存储器和MOS-二极管之间的节点上截取。
经过具有恒定电流的电源将电荷存储器充电和周期地对于固定的时间间隔经过与二极管错接的MOS-晶体管放电。用于控制开关的周期持续时间此时相当于开关电源设备的周期持续时间。在装置中得出的电容器电压与MOS-二极管使用电压的差值得出一个数值，将这个数值可以使用于限制初级峰值电流。这个数值代表输入给控制的第三个调节信号。这种装置的优点在于MOS-二极管具有二次方曲线的电路电压特性曲线。所以加在MOS-二极管上面的电压是通过它流过的电流的平方根函数。因此将初级线圈中的最大峰值电流与频率的平方根成反比地返回。
本发明的其他优点在于在当代技术水平已知的截止变流器电源设备中已经存在电源和电荷存储器，因此可以实现所谓的“软启动”。依赖于加在电荷存储器上的电压将初级峰值电流进行限制。具有“软启动”的截止变流器开关电源设备例如在教科书W.Hirschmann和A.Hauenstein“开关电源设备”，Siemens公司出版，1990，179至190页中是已知的。
在有益的实施结构中控制有一个比较器，将第一个调节信号输入给比较器的第一个反相的输入端，将第二个调节信号输入给第二个反相的输入端，将与半导体开关负载电流有关的第三个调节信号输入给比较器的非反相的输入端。
因此有可能进行与频率有关的功率限制。然而在正常运行情况时将半导体开关经过第一个调节信号进行控制，这个调节信号代表了由次级边截取的电压信号。
在其他有益的实施结构中功率调节装置有一个温度补偿装置，温度补偿装置从节点上的电压减去一个预先规定的数值和输入给比较器作为第三个调节信号。电压依赖于环境温度变化，在其中电流按照MOS-二极管二次方的电路电压特性曲线开始流动。因此功率调节装置有一个温度补偿装置几乎可以避免这个“偏移量”。
为了这个目的温度补偿装置有一个半导体开关和在第四个供电电压电势基础上的电源，此时半导体开关和电源之间的节点是与比较器的第一个反相输入端相连接的。
温度补偿装置的半导体开关有一个非常大的温度依赖的性能，则从节点上的电压减去与温度有关的数值和避免了“偏移量”。
在其他有益的实施结构中在脉冲发生器上安排了装置，这个装置补偿功率调节装置的MOS-二极管与温度有关的特性曲线。
与MOS二极管使用电压随着温度变化一样，电路电压曲线的斜率也与之有关地变化。脉冲发生器的温度补偿依赖于温度改变功率调节装置的开关的节拍比例。因此可以显著地改善整个开关电源设备的功率调节精度，如果环境温度数值＞40℃时温度补偿可以明显地表现出来。
在有益的实施结构中脉冲发生器有一个电荷存储器，由振荡器信号控制的半导体开关是与电荷存储器并联的和依赖于温度的半导体开关是连接在其后面的，在其中产生的脉冲持续时间是与持续时间有关的，以便将电荷存储器由第三个供电电势充电到第一个，预先规定的参考电势。
借助后面的附图详细叙述本发明的特征和其他优点。附图表示：
附图1当代技术水平已知的截止变流器的原理性错接，
附图2按照本发明电路装置的第一个基本的实施例，
附图3按照本发明电路装置的第二个实施例，
附图4脉冲发生器使MOS-二极管特性温度补偿成为可能的一个实施例。
附图1表示了截止变流器电源设备的原理性装置。在正常情况时加上高供电电势Vbb的第一个供电电势接头1和有比较低参考电势例如接地电势的第二个供电电势接头2之间安排了由电感变换器3和开关4的串联电路。变换器3有一个初级线圈3a和一个次级线圈3b。初级线圈3a是与第一个供电电势接头1相连的。例如构成半导体开关(MOSFET，双极性晶体管)的开关4是经过控制5传导地和阻挡地连接在一起的。一般情况下控制5有一个脉冲宽度调制器，此时打开和关闭开关4是按照振荡器信号进行的。次级线圈3d与其接头是经过二极管6与第一个输出接头8和及其第二个接头是与第二个输出接头9相连的。此外在第一个和第二个输出接头8，9之间安排了电容器形式的电荷存储器7。
附图2表示了按照本发明电路装置的第一个实施例。在本实施例中比较详细地叙述了控制5。其中涉及到当代技术水平中已知的装置。将振荡器12经过输入端21用节拍信号控制。输出端方面是将振荡器12与触发器14的设置-输入端相连的。触发器14的复位-输入端R是与比较器15的输出端相连的。此外安排了构成与-门的逻辑元件13。逻辑元件13的第一个输入端是与触发器14的输出端相连的。逻辑元件13的其他的输入端是与振荡器12的输出端相连的，其中这个信号是反相的。在输出端方面逻辑元件13是与半导体开关4的控制电极相连的。半导体开关4在本发明例子中是构成为MOSFET的。
在MOSFET4和第二个参考电势接头2之间例如安排了按照电阻10形式的测量装置用于测量负载电流。在半导体开关4和电阻10之间的节点上可以截取与负载电流成比例的电压，将这个输入给控制5的比较器15的非反相输入端15c。在比较器15的反相输入端15b上加上相当于次级边电荷存储器7电压的信号。比较器15其他的反相输入端15a是与功率调节装置11相连的。
功率调节装置11的输入端是与振荡器12的输出端相连接的。功率调节装置11有脉冲发生器16，脉冲发生器与其输入端16a构成功率调节装置11的输入端。脉冲发生器16的输出端16d控制一个开关18。开关18例如有可能构成为MOSFET或双极性晶体管。原则上各种开关形式都是可以想象的。
此外功率调节装置有电源19和电荷存储器20构成的串联电路，将串联电路错接在第三个供电电势接头24和加上接地电势的第四个参考电势接头25之间。在第三个供电电势接头24上有一个内部供电电压Vcc，这个供电电压显著地小于在第一个供电电势接头1上的第一个供电电势Vbb。将电荷存储器20构成为电容器和与参考电势接头25连接。电源19是与第三个供电电势接头24连接的。电源19和电荷存储器20之间的节点一方面是与比较器15的其他的反相输入端15a连接和因此构成功率调节装置的输入端。另外一方面它是经过与MOS-二极管错接的晶体管17与开关18的接头相连接的。开关18另外的接头是与第四个参考电势接头25相连的。与MOS-二极管错接的晶体管17是用其漏极接头和门接头与电源19和电荷存储器20的节点连接的。在源极边晶体管17是与开关18连接的。
电源19是这样构成的，它与第三个供电电势接头24上的电压无关地流过恒定电流。在截止变流器开关电源设备的控制上包括很多电源19和电荷存储器20。在那里将它们使用在所谓的“软启动”上。在接通电源设备之后将“软启动”可以用帧(rampen)的形式提高脉冲宽度调制器产生的脉冲宽度或者初级峰值电流。在接通开关电源设备时电荷存储器20放电。将这个经过恒定电源19用帧形状充电。比较器15有两个反相输入端，其中具有各自比较小电压的比较器占统治地位。在接通开关电源设备之后用帧形状提高由控制5产生的脉冲宽度或者初级峰值电流，直到电容器电压超过比较器15输入端15b调节信号的电压值。从这个时间点开始调节信号15b决定初级峰值电流，于是通过在次级边第一个输出接头8的电压决定这个初级峰值电流。
因此按照本发明开关装置的优点在于功率调节装置11只有很少的附加组件就够了，以便对输出功率可以进行非常精确的调节。
在上述代表按照本发明开关装置基本变型的第一个实施例中，脉冲发生器16可以用固定脉冲持续时间运行。其中脉冲持续时间原则上可以任意调节。然而必须确保，也就是说在开关18关闭时间内最大脉冲持续时间小于在振荡器12最高频率时的周期持续时间。如果开关电源设备运行在环境温度为0和40℃之间时，于是固定脉冲持续时间特别是可能的。如果将开关电源设备使用在这个温度范围之外时，则由于温度对MOS-二极管的影响功率调节可以变得不准确。
构成为外部电容器的电荷存储器20例外，将功率调节装置11的所有组件可以构成为集成的形式。
按照本发明开关装置的功能方式如下。与二极管错接的MOS-晶体管17具有二次方曲线的电路电压特性曲线。加在MOS-二极管上的电压于是是流过它的电流的平方根函数。在电荷存储器20中的电荷电流只在经过MOS-二极管又流出的时间间隔期间是与电荷存储器20并联的。如果流出的电荷量太少，电荷存储器20的电压经过很多周期慢慢升高。在每个周期期间流出的电荷量对应于MOS-晶体管的二次方特性曲线升高，直到总电荷平衡时。从这个时间点在电源19和电荷存储器20之间节点上的电压不继续升高。通过MOS-二极管的电流脉冲的高度与在电荷存储器20中流过的恒定电流之比在起振的电荷存储器电压时等于周期持续时间和脉冲宽度之比。如果将振荡器的周期持续时间在振荡器12的输出端放大，通过MOS-二极管的电流脉冲的高度以同样大小升高。同时在电荷存储器20上的电压与振荡器频率的平方根成反比地升高。
用这种方法确保，在最高行频率时不是如同在开关电源设备最小可能的行频率时将很多倍的功率通过开关电源设备输出。因此按照本发明的开关装置避免了在次级边的损耗功率。
附图3表示了按照本发明开关装置的第二个实施例。相对于附图2表示的原理性开关装置第二个实施例有MOS-二极管使用电压温度补偿的附加组件。为了这个目的在第三个供电电势接头24和第四个供电电势接头25之间安排了由MOS晶体管22和电源23构成的串联电路。电源19与电荷存储器20的节点是与MOS-晶体管22的控制接头相连的。MOS-晶体管22作为源极-跟踪器是连接在第三个供电电势接头24和比较器15反相输入端15a之间的。例如可以构成为电阻的电源23同样是与比较器15的输入端15a相连接的。它用其另外的接头与参考电势接头25相连接。
依赖环境温度电压变化，此时MOS-二极管17开始传导电流。借助于MOS-晶体管22和电源23通过温度补偿将一个电压信号输入给比较器15的输入端15a，在其中从MOS-晶体管22的MOS-使用电压中将电荷存储器20的电压减去。因此将MOS-二极管17的二次方电路电压特性曲线几乎移动到座标交叉点的“原点”上，也就是说如果电压与零只有很小差别时，MOS-二极管已经传导电流。
因为随着环境温度的变化不只MOS-二极管的输入电压变化，而且还有其斜率，必须将这个也用理想方法进行温度补偿。这个温度补偿发生在脉冲发生器中，于是脉冲发生器对应于环境温度将开关18的节拍比例改变。
附图3表示了补偿MOS-二极管电流电压特性曲线的温度依赖性的脉冲发生器的实施例。在脉冲发生器16的输入端16a加上由振荡器产生的振荡器信号。输入端16a一方面是与半导体开关30的控制输入端和另外一方面是与逻辑元件26的第一个输入端26a相连接的。将逻辑元件26构成为与-栅。将半导体开关30有益地构成为p-通道-MOS-晶体管。半导体开关30的漏极源极路段是与电荷存储器29并联的。电荷存储器29有益的是单晶锂可集成的电容器。半导体开关30的源极接头是与加上参考电压Vcc的第三个供电电势接头24连接的。一方面比较器27的非反相输入端以及另外的半导体开关28的漏极接头是与半导体开关30的漏极接头相连接的。另外的半导体开关28的源极接头是与第四个供电电势接头25相连接的。在比较器27的反相输入端在端子33上加上第一个参考电压VREF1。第一个参考电压比供电电势接头24有一个比较低的数值。在第三个供电电势接头24和第二个参考电压之间在端子34上安排了由电源31和与MOS-二极管错接的半导体开关32。可以构成为电阻的电源31是与第三个供电电势接头24错接的。MOS-二极管32的控制接头是与其他的半导体开关28的控制接头相连接的。第二个参考电压VREF2比第一个参考电压VREF1有一个比较小的数值。比较器27在输出边是与逻辑元件26的第二个输入端26b相连的。逻辑元件26的输出端构成为脉冲发生器16的输出端16b，这个脉冲发生器控制功率调节装置11的开关18。
功能方式如下：随着温度升高由MOS-二极管17门电压分开的漏极电流的平方根的比例系数减小。因此这有可能当温度升高时在同样的振荡器频率时导致比较高的初级峰值电流。按照附图4的脉冲发生器产生依赖于比例系数的脉冲宽度，在其中脉冲发生器将依赖温度的半导体开关28用预先规定的第二个参考电压VREF2加上MOS-二极管32的MOS-使用电压运行。由这个电压得出的漏极电流将电荷存储器29充电到第一个参考电压VREF1。如果漏极电流依赖于温度减小，由脉冲发生器16输出的脉冲延长，则在功率调节装置的电荷存储器20中的总电荷当环境温度变化时也不改变。

Claims (8)

1.在具有第一个和第二个供电电势接头的开关电源设备上用于控制半导体开关(4)的单晶锂的可集成电路装置，具有以下特征：
-用于按照变化的振荡器信号标准产生半导体开关(4)控制脉冲的控制(5)，其中单个控制脉冲是依赖于第一个调节信号(15b)和第二个调节信号(15c)的持续时间的；
-用于产生与半导体开关(4)负载电流有关的第二个调节信号的测量装置(10)
其特征为，
-接收振荡器信号的功率调节装置(11)，这个功率调节装置产生第三个调节信号(15a)和输入给控制(5)，其中第三个调节信号(15a)是与振荡器频率的平方根成反比的。
2.按照权利要求1的电路装置，
其特征为，
功率调节装置(11)有以下特征：
-接收振荡器信号的脉冲发生器(16)；
-电源(19)和电荷存储器(20)构成的位于第三个和第四个供电电势接头(24，25)之间的串联电路，
-MOS-二极管(17)和可控制的开关(18)构成的与电荷存储器(20)并联的串联电路；
-将开关(18)按照脉冲发生器(16)的标准进行控制，其中单个脉冲的持续时间是与振荡器信号有关的。
3.按照权利要求2的电路装置，
其特征为，
在电源(15)、电荷存储器(20)和MOS-二极管(17)之间的节点上截取第三个调节信号，其中第三个调节信号是由在装置中产生的电荷存储器电压与MOS-二极管使用电压的差值构成的。
4.按照权利要求1至3之一的电路装置，
其特征为，
控制(5)有一个比较器(15)，将第三个调节信号输入给比较器的第一个反相输入端(15a)，将第一个调节信号输入给第二个反相输入端(15b)，将与半导体开关(4)负载电流有关的第二个调节信号输入给非反相输入端。
5.按照权利要求1至4之一的电路装置，
其特征为，
功率调节装置(11)有一个温度补偿装置(22，23)，这个温度补偿装置从节点上的电压减去一个预先规定的数值和作为第三个调节信号输入给比较器(15)。
6.按照权利要求5的电路装置，
其特征为，
温度补偿装置有一个半导体开关(22)和在第四个供电电势基础上的一个电源(23)，其中半导体开关(22)和电源(23)之间的节点是与比较器(15)相连接的。
7.按照权利要求1至6之一的电路装置，
其特征为，
脉冲发生器(16)有一个装置(24至34)，这个装置补偿功率调节装置的MOS-二极管与温度有关的特性曲线。
8.按照权利要求7的电路装置，
其特征为，
脉冲发生器(16)有一个电荷存储器(29)，控制振荡器信号的半导体开关(30)是与电荷存储器并联的，和与温度有关的半导体开关是连接在电荷存储器后面的，其中产生的脉冲持续时间依赖持续时间以便将电荷存储器从第三个供电电势充电到第一个参考电势。
CN00814102.9A 1999-10-11 2000-10-10 时钟控制电源 Expired - Fee Related CN1285166C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19948903.3 1999-10-11
DE19948903A DE19948903C2 (de) 1999-10-11 1999-10-11 Getaktete Stromversorgung

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1378717A true CN1378717A (zh) 2002-11-06
CN1285166C CN1285166C (zh) 2006-11-15

Family

ID=7925215

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN00814102.9A Expired - Fee Related CN1285166C (zh) 1999-10-11 2000-10-10 时钟控制电源

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6515874B2 (zh)
CN (1) CN1285166C (zh)
DE (1) DE19948903C2 (zh)
TW (1) TW511327B (zh)
WO (1) WO2001028080A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103329416A (zh) * 2010-12-03 2013-09-25 密克罗奇普技术公司 在开关模式电源中的无损电感器电流感测
TWI481177B (zh) * 2012-07-18 2015-04-11 Linear Techn Inc 隔離型返馳式轉換器輸出二極體之溫度補償
CN113711063A (zh) * 2019-04-10 2021-11-26 Ls电气株式会社 功率器件监测系统和监测方法

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10328746A1 (de) * 2003-06-25 2005-01-13 Behr Gmbh & Co. Kg Vorrichtung zum mehrstufigen Wärmeaustausch und Verfahren zur Herstellung einer derartigen Vorrichtung
DE10330051B3 (de) * 2003-07-03 2005-06-23 Infineon Technologies Ag Ansteuerschaltung und Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einem freischwingenden Schaltwandler unter Begrenzung der Leistungsaufnahme
CN100582989C (zh) * 2004-09-07 2010-01-20 弗莱克斯电子有限责任公司 主从临界导通模式功率转换器
US7675239B2 (en) * 2006-08-11 2010-03-09 Kent Displays Incorporated Power management method and device for low-power displays
DE102011104441A1 (de) * 2011-06-16 2012-12-20 Fujitsu Technology Solutions Intellectual Property Gmbh Schaltnetzteil, Betriebsverfahren und Verwendung eines Schaltnetzteils in einem Computer
CN103078489B (zh) * 2011-10-25 2015-12-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于利用开关频率抖动减少电磁干扰的系统和方法
TWI475788B (zh) * 2012-06-07 2015-03-01 Elite Semiconductor Esmt 具有緩啟動電路的電壓轉換器
US9025346B2 (en) * 2012-09-12 2015-05-05 Excelliance Mos Corporation Fly-back power converting apparatus
US9720477B2 (en) 2012-11-21 2017-08-01 Nano-Retina, Inc. Weak power supply operation and control
US10121533B2 (en) 2012-11-21 2018-11-06 Nano-Retina, Inc. Techniques for data retention in memory cells during power interruption
CN103035112B (zh) * 2012-12-19 2015-01-07 南京农业大学 一种作物-大气-土壤信息无线采集终端及采集方法
ITUB20160238A1 (it) * 2016-01-22 2017-07-22 St Microelectronics Srl Convertitore tensione-corrente, dispositivo e procedimento corrispondenti
US10611246B2 (en) * 2017-03-29 2020-04-07 Ford Global Technologies, Llc Gate driver with temperature compensated turn-off
US10008942B1 (en) * 2017-04-12 2018-06-26 Power Integrations, Inc. High side signal interface in a power converter

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL7803661A (nl) * 1978-04-06 1979-10-09 Philips Nv Afgestemde geschakelde voedingsspanningsschakeling.
US5355301A (en) * 1992-02-28 1994-10-11 Fuji Electric Co., Ltd. One-chip type switching power supply device
US5347168A (en) * 1992-08-21 1994-09-13 American Superconductor Corporation Cryogenic electronics power supply and power sink
DE4324331A1 (de) * 1993-07-20 1995-01-26 Sokolov Vladimir Dipl El Ing Vorrichtung zum Speisen einer elektrischen Last
GB2298532A (en) * 1995-02-28 1996-09-04 Ibm Switch mode power supply
WO1997013314A1 (en) * 1995-10-02 1997-04-10 Philips Electronics N.V. Switched-mode power supply with transformer and feedback via primary winding
US5619402A (en) * 1996-04-16 1997-04-08 O2 Micro, Inc. Higher-efficiency cold-cathode fluorescent lamp power supply
JPH10290566A (ja) * 1997-04-15 1998-10-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング電源装置
US6344980B1 (en) * 1999-01-14 2002-02-05 Fairchild Semiconductor Corporation Universal pulse width modulating power converter
KR100342590B1 (ko) * 1999-10-06 2002-07-04 김덕중 펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이
EP1124315B1 (en) * 2000-02-11 2007-01-03 Semiconductor Components Industries, LLC Switched mode power supply with programmable pulse skipping mode

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103329416A (zh) * 2010-12-03 2013-09-25 密克罗奇普技术公司 在开关模式电源中的无损电感器电流感测
TWI481177B (zh) * 2012-07-18 2015-04-11 Linear Techn Inc 隔離型返馳式轉換器輸出二極體之溫度補償
CN113711063A (zh) * 2019-04-10 2021-11-26 Ls电气株式会社 功率器件监测系统和监测方法
US11977103B2 (en) 2019-04-10 2024-05-07 Ls Electric Co., Ltd. Power device monitoring system and monitoring method

Also Published As

Publication number Publication date
WO2001028080A1 (de) 2001-04-19
US20020136034A1 (en) 2002-09-26
TW511327B (en) 2002-11-21
DE19948903C2 (de) 2002-07-18
DE19948903A1 (de) 2001-05-23
US6515874B2 (en) 2003-02-04
CN1285166C (zh) 2006-11-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1285166C (zh) 时钟控制电源
CN106357110B (zh) 一种buck恒压驱动电路以及buck恒压驱动器
KR101471133B1 (ko) 공진형 컨버터
KR0138306B1 (ko) 영전압 스위칭 제어회로
CN103095135A (zh) 开关变换器及其斜坡补偿电路
US8036001B2 (en) Resonant converter with variable frequency controlled by phase comparison
CN106208692B (zh) 开关电路的控制方法、控制电路及开关电路装置
US20100002474A1 (en) Switch control device and converter including the same
CN1166241A (zh) 具有变压器和借助于初级绕组反馈的开关型电源
TW201521309A (zh) 開關電源輸出過壓保護方法及電路及具有該電路的開關電源ｌｅｄ驅動電路
CN1337084A (zh) 多模式开关模式电源
CN101090239B (zh) 电源转换器的补偿电路与方法
CN105006973B (zh) 一种原边反馈反激式电源变换器输出电流的恒流控制系统
KR20090011715A (ko) 컨버터 및 그 구동 방법
CN106921303B (zh) 一种开关电源变压器
CN114977818A (zh) 隔离电源转换器的控制电路和控制方法
CN115940944A (zh) 电流信号采样方法、采样电路和开关电源
CN111725996A (zh) 恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路及方法
KR20100109574A (ko) 스텝-다운 전압 컨버터
CN203135724U (zh) 开关变换器及其斜坡补偿电路
CN106953508A (zh) 总谐波失真优化电路、方法、驱动控制器及开关电源系统
CN103269059B (zh) 一种提高过压保护精度的开关电路
KR20080014703A (ko) 인버터 장치 및 인버터 장치의 듀티 사이클 설정부의 설계방법
KR20120089208A (ko) 스위칭 레귤레이터 제어 회로 및 스위칭 레귤레이터
CN114189132B (zh) 用于功率因数校正的控制方法和电路

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20061115

Termination date: 20181010

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee