CN100525045C - 初级端控制返驰电源转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种初级端返驰电源转换器，其可供应恒定电压和恒定电流输出。为了在各种负载下生成稳定的输出电压，电源转换器中包括脉宽调制控制器，其依据从变压器的第一初级绕组取样的返驰电压而生成用以控制切换晶体管的脉宽调制信号。本发明克服了现有返驰电源转换器的缺点。首先，将第一初级绕组的返驰能量用作脉宽调制控制器的直流电源以减少功率消耗。双取样放大器在变压器电流降到零前对返驰电压进行取样。此外，从双取样放大器的检测输入端引出偏置电流，以生成更精确的直流输出电压。偏置电流依据温度而变化，从而补偿输出整流器上由温度所诱发的电压波动。最后，为了保持恒定输出电流，脉宽调制控制器将依据输出电压而调整切换频率。

Description

初级端控制返驰电源转换器
技术领域
本发明涉及一种开关模式电源转换器，且更具体地说，本发明涉及一种返驰电源转换器。
背景技术
返驰电源转换器(flyback power converter)通常包括一PWM(PulseWidth Modulation，脉宽调制)控制器、一电源金属氧化物半导体场效晶体管(Power Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，PowerMOSFET)、一变压器以及一反馈控制电路。该反馈控制电路的目的为感测电源次级端(secondary-side)的输出电压及/或输出电流，并且藉由例如光学耦合器等孤立设备向脉宽调制控制器供应反馈信号。
图1展示一传统返驰电源转换器。尽管此电路能够调节输出电压和输出电流，但是其具有若干缺点。此电路的一个缺点是其较大的尺寸，此归因于对光学耦合器和次级反馈控制电路的需要。此返驰电源转换器的另一个缺点是较高的功率消耗。为了保持恒定次级端输出电流，此电路包括一电流感测电阻器。该电流感测电阻器显著增加了电源转换器的功率消耗。
近年来，已提出了用于返驰电源转换器的若干初级端控制方案。这些现有技术中的初级端控制方案已尝试以各种方式减少返驰电源转换器的尺寸和成本。一种现有技术中的初级端控制方案为Arthur J.Collmeyer、MarkD.Telefus、Dickson T.Wong以及David B.Manner“开关电源程序包”(美国专利第6,434,021号)。尽管此电路能够调节输出电压和输出电流，但是其具有若干缺点。此现有技术发明的一个缺点是从高电压源感测反馈控制电压。此方法导致精确度损失，且其增加了控制器的成本。另一缺点是未补偿输出整流器的电压降。通常，输出整流器的电压降响应于温度之增加而减少，比率通常为2mV/℃。因而，此现有技术发明的输出电压将显着偏离恒定DC(direct current，直流)电平。
另一现有技术中的控制方案为Balu Balakrishnan、Alex B.Djenguerian及Leif O.Lund的＂Method and Apparatus Providing aMulti-Function Terminal for a Power Supply Controller＂(美国专利第6,538,908号)。此现有技术的缺点是仍需要光学耦合器和次级反馈电路以用于回路控制。否则，输出电压和输出电流将会显著波动。
还提出反馈电压控制以作为用于初级端控制的手段。讲授此方法的两个现有技术专利包括：Balu Balakrishnan、David Michael以及HughMatthews的＂Switched Mode Power Supply Responsive to Voltage acrossEnergy Transfer Element＂(美国专利第6,233,161号)；以及BaluBalakrishnan、David Michael及Hugh Matthews的＂Switched Mode PowerSupply Responsive to Current Derived from Voltage across EnergyTransfer Element Input＂(美国专利第6,480,399号)。
这些两个现有技术的一个主要缺点是不精确的反馈控制。为了生成反馈控制信号，对变压器的反馈电压进行滤波并且经由一电阻器-电容器电路将其变为DC电压(或电流)。但是，由于由变压器的漏电感所生成的峰值电压，此反馈电压信号非与输出电压成正比。因而，此现有技术发明的输出电压将显著偏离恒定DC电平。此外，在反馈回路中，输出整流器的电压降没有被补偿。当发生负载变化时，此问题会将额外的失真引入输出电压。
这两个现有技术发明的另一缺点是高功率消耗。对反馈电压进行滤波以向PWM控制供应电源。但是，即使PWM控制所需的功率消耗较低，滤波器中的电阻器也消耗了大部分的反馈功率。因此，电源的功率消耗较高。
因而，仍需要一种具有调整良好的、恒定输出电压和输出电流的有效初级端返驰电源转换器。
发明内容
本发明的主要目的是提供一种处于初级端PWM控制下的返驰电源转换器。根据本发明的返驰电源转换器可供应调整良好的恒定电压和恒定电流输出。但是，不同于现有技术中的脉宽调制控制器，其不需要次级端反馈电路或光学耦合器。此使得电源的设备数量、尺寸以及成本得以减小。
本发明的另一目的是解决前述现有技术发明的缺点。
本发明的另一目的是减少功率消耗。为实现此目的，本发明提供一种脉宽调制控制器，其包括一具有一低压电源的电源。
本发明的另一目的是改进DC输出电压精确度并且减少脉宽调制控制器的成本。为实现此目的，本发明使用一种低电压输入来检测输出电压。
本发明的另一目的是进一步改进DC输出电压精确度。本发明包括一种双取样放大器，其以一方式自变压器的返驰电压精确获得一取样电压，使得该取样电压被补偿并且与输出电压紧密相关。
根据本发明的初级端脉宽调制控制器可提供调整良好的输出电压和输出电流。此使得电源转换器的设备计数、尺寸以及成本得以大大减小。
根据本发明的返驰电源转换器包括该脉宽调制控制器，其生成一脉宽调制信号以驱动一切换晶体管。该脉宽调制信号是响应于取样电压而生成。
使来自变压器初级绕组的返驰能再循环以减少功率消耗。在脉宽调制信号的下降沿之后，对初级绕组的返驰能进行校正并滤波以向脉宽调制控制器供应DC电源。此返驰能包括自次级绕组反馈的返驰电压以及由漏电感所导致的感应电压。
本发明提供了一种返驰电源转换器，其包括：一变压器，其具有一次级绕组、一第一初级绕组以及一第二初级绕组，其中所述第一初级绕组具有一第一端和一第二端，所述第二初级绕组具有一第一端和一第二端，其中所述第一初级绕组的所述第二端连接到所述第二初级绕组的所述第一端，并且所述第二初级绕组的所述第二端连接到一接地参考；一输出整流器，其连接在所述次级绕组与所述电源转换器的一输出端之间；一切换晶体管，其用于控制所述变压器的所述第一初级绕组与所述第二初级绕组上的电压，其中所述切换晶体管的一漏极连接到所述电源转换器的一输入端；一电流感测电阻器，其用于产生一电流感测电压，其中所述电流感测电阻器连接在所述切换晶体管的一源极与所述第一初级绕组的所述第一端之间；一脉宽调制控制器，其用于调节切换频率并且用于提供一脉宽调制信号以驱动所述切换晶体管的一栅极，其中所述脉宽调制控制器具有一用于接收电源的供应电压输入端、一用于接收一返驰电压的检测输入端、一用于电流检测的电流感测输入端、一用于频率补偿的补偿输入端以及一连接到所述第一初级绕组的所述第一端的接地参考输入端，并且其中所述电流感测输入端连接到所述切换晶体管的所述源极；一电源引脚电容器，其用于启动所述脉宽调制控制器，其中所述电源引脚电容器连接在所述脉宽调制控制器的所述供应电压输入端与所述脉宽调制控制器的所述接地参考输入端之间；一启动电阻器，其耦接至所述电源引脚电容器，用于提供所述电源引脚电容器的充电路径，其中所述启动电阻器连接在该电源转换器的所述输入端与所述脉宽调制控制器的所述供应电压输入端之间；一电源引脚二极管，其连接在所述第一初级绕组的所述第二端与所述脉宽调制控制器的所述供应电压输入端之间；一检测电阻器，其用于接收一偏置电流以补偿所述输出整流器上的电压降，其中所述检测电阻器连接在所述第一初级绕组的所述第二端与所述脉宽调制控制器的所述检测输入端之间；一补偿电容器，其连接在所述脉宽调制控制器的所述补偿输入端与所述脉宽调制控制器的所述接地参考输入端之间；一瞬变电压衰减器，其与所述第二初级绕组并联；以及一缓冲二极管，其与所述瞬变电压衰减器串联。
根据本发明的返驰电源转换器的另一特征是一脉冲发生器。脉宽调制控制器的脉冲发生器在各个延迟时间间隔之后生成取样脉冲。取样脉冲用于精确检测变压器的返驰电压。插入延迟时间以避免来自由变压器的漏电感所产生的感应电压的干扰。双取样放大器刚好在变压器电流的振幅降为零之前对返驰电压进行取样。此取样方法补偿了输出整流器上与负载相关的电压变化。
根据本发明的返驰电源转换器的另一特征是一偏置电流源。该偏置电流源用于补偿输出整流器的温度依赖性。此使得能够向脉宽调制控制器供应更精确的反馈信号。脉宽调制控制器的偏置电流源响应于返驰电源转换器的运行温度而从双取样放大器的一个输入端引出偏置电流。该偏置电流将在检测电阻器上产生电压降以补偿输出整流器上的电压变化。
根据本发明的返驰电源转换器的另一特征是一消隐电路。该消隐电路产生一消隐时间以确保脉宽调制信号的导通时间将建立足够的延迟以便对返驰电压进行精确取样。
根据本发明的返驰电源转换器的另一特征是在脉宽调制控制器中使用振荡器以产生可编程切换频率。该可编程切换频率是响应于自返驰电压取样的电压而产生。返驰电源转换器使用该可编程切换频率切换频率来控制从变压器的初级端输送到电源转换器输出端的功率量。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。
附图说明
包括附图以提供对本发明的进一步的理解，且并入本说明书并构成本说明书的一部分。附图说明本发明的实施例，并且连同描述一起用于解释本发明的原理。
图1展示一传统的现有技术中的返驰电源转换器。
图2展示一根据本发明的初级端受控返驰电源转换器。
图3展示根据本发明的脉宽调制控制器的一个优选实施例。
图4展示根据本发明的脉宽调制控制器的双取样放大器的一个优选实施例。
图5展示根据本发明的双取样放大器的可编程电流发生器的一个优选实施例。
图6展示根据本发明的脉宽调制控制器的振荡器的一个优选实施例。
图7展示根据本发明的脉宽调制控制器的脉宽调制电路的一个优选实施例。
图8展示根据本发明的脉宽调制电路的消隐电路的一个优选实施例。
图9展示根据本发明的脉宽调制控制器的脉冲发生器的一个优选实施例。
图10是一时序图，其展示由根据本发明的脉宽调制电路和返驰电源转换器所产生的信号。
具体实施方式
图1展示一传统返驰电源转换器。电容器34连接到脉宽调制控制器90并且经由电阻器22而被充电。一旦脉宽调制控制器90的电源电压VCC高于启动阈值电压，则脉宽调制控制器90将启动。当脉宽调制控制器90开始运行时，其将输出脉宽调制信号以驱动切换晶体管80和变压器40。同时，变压器40的辅助绕组NA经由整流器14供应电源电压VCC。电流感测电阻器25将变压器40的开关电流转换成电压信号以用于PWM控制和过功率(over-power)保护。光学耦合器92的一个输出端供应反馈电压VFB。
齐纳(Zener)二极管96的输出电压V0和齐纳电压经由电阻器28驱动光学耦合器92的输入端以形成反馈回路。脉宽调制控制器90的反馈电压VFB的量值确定脉宽调制信号的导通时间(TON)并且调节输出功率。与电流限制电阻器86耦接的晶体管84控制输出电流I0的最大振幅。随着输出电流I0增加，电流限制电阻器86上的电压也增加。当此电压超出晶体管84的接合电压(例如0.7V)时，晶体管84将导通。此藉由降低反馈电压VFB而减小脉宽调制信号的导通时间。以此方式，电源的输出电流I0保持恒定。
图2展示根据本发明的返驰电源转换器。该返驰电源转换器在初级端PWM控制下供应恒定输出电压和恒定电流输出。电源转换器的一个输入端VIN连接到切换晶体管80的一个漏极。第一初级绕组NP1与第二初级绕组NP2串联以构造变压器50的初级绕组。初级绕组的第一端为第一初级绕组NP1的第一端，而初级绕组的第二端为第二初级绕组NP2的第二端。第一初级绕组NP1的第二端连接到第二初级绕组NP2的第一端。变压器50还包含一次级绕组NS。
变压器50的次级绕组NS经由输出整流器19连接到电源转换器的一个输出端。切换晶体管80的一个源极经由电流感测电阻器25连接到变压器50初级绕组的第一端。初级绕组的第二端连接到接地参考。当功率施加到电源转换器的输入端VIN时，经由启动电阻器20对电容器35进行充电。电容器35连接到脉宽调制控制器100的供应电压输入端VCC。电容器35存储脉宽调制控制器100所使用的能量。
一旦脉宽调制控制器100的供应电压输入端VCC处的电压超出启动阈值电压，脉宽调制控制器100则开始运行并生成脉宽调制信号VPWM。脉宽调制信号VPWM将驱动切换晶体管80的一个栅极以将能量输送到电源转换器的输出端。在脉宽调制信号截止的瞬间，将从次级绕组NS向第一初级绕组NP1和第二初级绕组NP2反馈一返驰电压。次级绕组NS上的电压等于输出整流器19上的电压降与电源转换器的输出电压V0的总和。
脉宽调制控制器100具有一个检测输入端VS，用于对来自第一初级绕组NP1的返驰电压VP1进行取样。此用于调节输出电压V0。响应于在检测输入端VS取样的电压，脉宽调制控制器100藉由调整信号VPWM而调节电源转换器的输出电压。当脉宽调制信号VPWM导通时，变压器50的初级电流将在电流感测电阻器25上产生一电流感测电压VIS。电容器37自脉宽调制控制器100的COM输入端连接到接地参考。电容器37用于频率补偿以稳定电源转换器的控制回路。
一感测接点将切换晶体管80的源极与电流感测电阻器25连接。该感测接点连接到脉宽调制控制器100的电流感测输入端IS。电流感测输入端IS检测电流感测电压VIS，从而脉宽调制控制器100能够成功地限制流经变压器50的初级电流的峰值。
二极管15的正极连接到第一初级绕组NP1的第二端。二极管15的负极连接到脉宽调制控制器100的供应电压输入端VCC。在脉宽调制信号VPWM截止之后，经由二极管15将第一初级绕组NP1的校正返驰电压供应到脉宽调制控制器100的供应电压输入端VCC。电容器35对此校正返驰电压进行滤波以向脉宽调制控制器100供应DC电源。
供应到脉宽调制控制器100的供应电压输入端VCC的电压的一个分量是来自从次级绕组NS反射反馈的返驰电压。但是，供应到脉宽调制控制器100的供应电压输入端VCC的电压还包括一来自变压器50的漏电感的感应电压。变压器50的第一初级绕组NP1的此返驰能再循环以向脉宽调制控制器100提供电力，因而减小了功率消耗。
变压器50的第二初级绕组NP2的返驰能没有被利用。因此，为了消除由变压器50的第二初级绕组NP2的漏电感所引起的感应电压，将一缓冲电路(snubber circuit)10并联到第二初级绕组NP2。该缓冲电路包含一与电压-箝位设备47串联的二极管17。该电压-箝位设备可为齐纳二极管或TVS(瞬变电压衰减器)。
图3展示脉宽调制控制器100的一个优选实施例，其包括一双取样放大器(double sample amplifier，DSA)200、一振荡器300、一脉宽调制电路500、一脉冲发生器700、一零电流检测(zero current detection，ZCD)比较器900以及一阈值电压910。当脉宽调制信号VPWM截止时，脉冲发生器700交替生成取样脉冲VSP1和取样脉冲VSP2。取样脉冲VSP1和取样脉冲VSP2在延迟时间Td之后生成。选择延迟时间Td使得变压器50的第一初级绕组NP1的返驰电压可被取样。需要延迟时间Td以避免从变压器50的漏电感对感应电压进行取样。
一旦ZCD比较器900从变压器50检测到零电流状态，则抑制脉冲发生器700生成取样脉冲VSP1和取样脉冲VSP2。同时，将在取样脉冲VSP1和VSP2期间取样的反馈信号存储在双取样放大器200的信号缓冲器中。
在起始下一个开关循环之前，脉冲发生器700将产生一取样脉冲VSP3以从信号缓冲器获得一取样电压VSH。响应于取样电压VSH，双取样放大器200将生成箝位取样电压VHSH以供应到振荡器300。为了排除取样下降沿信号的可能性，仅将信号缓冲器中的较高电压用作取样电压VSH。刚好在变压器电流降到零之前获得可利用的取样电压VSH。更具体地说，当变压器50的次级绕组NS的电流降到最小值时，获得可利用的取样电压VSH。在最小次级电流期间取样返驰电压VP1可减小输出整流器19的电压降的误差容限。一旦检测输入端VS处之电压降低到低于下限电压，ZCD比较器则900输出ZCD信号VZCD以指示零电流状态。该下限电压为阈值电压加上信号缓冲器的输出电压VH。返驰电压VP1是经由图2所示的检测电阻器23而取样。
取样电压VSH用于电压调节。问题是输出整流器19上的电压降关于温度变化。为了补偿此效应，脉宽调制控制器100的偏置电流源从检测输入端VS引出偏置电流IM。偏置电流IM随着温度的增加成比例降低。偏置电流IM在检测电阻器23上产生电压降，使得该电压降与输出整流器19上的电压降成比例。藉由适当选择检测电阻器23的电阻值，可精确偏置输出整流器19上电压降的变化。当检测电阻器23上电压降的变化与输出整流器19上电压降的变化相关时，检测电阻器23可充分地补偿输出整流器19的温度系数。以此方式，根据本发明的返驰电源转换器可在较广的运行温度范围内供应调整良好的输出电压。
如图3中所示，脉宽调制控制器100的振荡器300响应于箝位取样电压VHSH产生可编程切换频率，且因而控制从变压器初级端输送到电源转换器输出端的功率。箝位取样电压VHSH与输出电压V0相关。因而，切换频率将与输出电压V0成比例而变化。藉由可编程切换频率，根据本发明的返驰电源转换器可保持恒定输出电流I0。
脉宽调制控制器100从反馈电压VCOM、极限电压V极限以及电流感测电压VIS生成脉宽调制信号VPWM。脉宽调制信号VPWM用于PWM控制。生成脉宽调制信号使得输出电压和输出电流两者均得以良好调节。
图4展示根据本发明的脉宽调制控制器100的双取样放大器200的一个优选实施例。在此实施例中，检测输入端VS连接到开关220的一个输入端和开关221的一个输入端。开关220藉由取样脉冲VSP1来导通/截止。开关220的一个输出端连接到电容器230以产生保持电压VH1。电容器230还连接到运算放大器246的一个正端。开关221藉由取样脉冲VSP2来导通/截止。开关221的一个输出端连接到电容器231以产生保持电压VH2。电容器231与开关225并联。在各个开关循环期间，脉宽调制信号VPWM将控制开关225以对电容器231进行放电。电容器231还连接在运算放大器245的一个正端与接地参考之间。运算放大器245、运算放大器246、电容器230、电容器231、二极管266以及二极管265构成双取样放大器200的信号缓冲器。信号缓冲器输出电压VH。经由二极管266和265，将运算放大器246的一个输出端和运算放大器245的一个输出端连接到信号缓冲器的输出端。运算放大器246的负端和运算放大器245的负端也连接到信号缓冲器的输出端。因此，信号缓冲器输出电压VH的量值等于电压VH1和VH2中最大的一个。
脉宽调制控制器100的双取样放大器200还包括一电流源285，其从信号缓冲器的输出端连接到接地参考。这是为了使信号缓冲器信号较低。为了从信号缓冲器的输出端获得取样电压VSH，藉由取样脉冲VSP3来导通/截止开关222。开关222的一个输入端连接到信号缓冲器的输出端。用于保持取样电压VSH的电容器232连接到开关222的一个输出端。电容器232还连接到运算放大器241的一个正端。运算放大器241的输出端连接到电阻器252的第一端。电阻器252的第二端输出箝位取样电压VHSH。运算放大器241的一个负端连接到电阻器252的第二端。只要箝位取样电压VHSH高于最小电压值VMIN，则运算放大器241保持箝位取样电压VHSH等于取样电压VSH电流源281连接到电阻器252的第二端。电流源281和电阻器252用于为箝位取样电压VHSH产生最小电压值VMIN。
脉宽调制控制器100的双取样放大器200还包括一运算放大器240，其具有一连接到参考电压端VRV的正端。运算放大器240的一个输出端驱动晶体管213的栅极。运算放大器240的一个负端连接到晶体管213的一个源极。晶体管213的源极还经由电阻器250连接到电阻器252的第二端。晶体管213的一个漏极连接到电流反射镜。该电流反射镜包含一晶体管215和一晶体管217。晶体管215为电流反射镜的输入端。晶体管217的漏极连接到电阻器251，以在脉宽调制控制器100的COM输入端处产生反馈电压VCOM。以上文所述的方式，为脉宽调制控制器100的电压反馈回路提供一误差放大器。电阻器250确定误差放大器的增益，而图2所示的电容器37确定误差放大器的带宽。
脉宽调制控制器100的双取样放大器200还包括一电流源280和一串联的可编程电流发生器290。电流源280和可编程电流发生器290的接点连接到偏置电流源的一个输入端。该偏置电流源包含一个二极管260、一晶体管210以及一晶体管211。晶体管210的一个漏极为偏置电流源的输入端。为了降低偏置电流IM，检测输入端VS连接到晶体管211的一个漏极。可编程电流发生器290生成一可编程电流IT，其与温度变化成反比。因此，偏置电流IM的振幅与温度变化成反比，从而偏置电流IM响应于温度增加而降低。
图5展示了可编程电流发生器290的一个优选实施例，其响应于温度变化而生成可编程电流IT。可编程电流发生器290包含双极晶体管291和292，p-反射镜晶体管294、295和296，n-反射镜晶体管297和298以及电阻器293。由以下方程序给出可编程电流IT：
I T = N M × k × T emp q × ln ( r ) R T - - - - - - - - - - - - - - - - - - ( 1 )
其中RT为电阻器293的电阻值；NM＝M1 x M2；M1为晶体管295与296的几何比；M2为晶体管297与298的几何比；k为波尔兹曼常数(Boltzmann′sconstant)；q为电子电荷；r为双极晶体管291与292的发射极面积比；且Temp为绝对温度。
图6展示根据本发明的脉宽调制控制器100的振荡器300的一个优选实施例。在此实施例中，将箝位取样电压VHSH供应到运算放大器340的一个正输入端。运算放大器340耦接到晶体管310和电阻器360，以生成可变充电电流I310。与晶体管312成对的晶体管311藉由反射可变充电电流I310而产生第一放电电流I312。该对晶体管311和314藉由反射可变充电电流I310而产生充电电流I314。与晶体管316成对的晶体管315藉由反射第一放电电流I312而产生第二放电电流I316。开关351用于启用和停用充电电流I314。开关352用于启用和停用第二放电电流I316。充电电流I314和第二放电电流I316供应到电容器365，以生成锯齿状信号。将比较器345、比较器346、参考电压V2、参考电压V1、”与非”门381以及”与非”门382耦接以生成时钟信号VCLK，从而控制开关352。该时钟信号还经由反相器(inverter)380控制开关351。
图7展示根据本发明的脉宽调制控制器100的脉宽调制电路500的一个优选实施例。脉宽调制电路500包含一比较器545、一比较器546、一“与非”门(NAND gate)510、一”与非”门511、一触发器515、一反相器512、一“与”门(AND gate)519以及一消隐电路520。比较器545的负输入端和比较器546的负输入端连接到脉宽调制控制器100的电流感测输入端IS。比较器545用于将反馈电压VCOM与电流感测电压VIS进行比较。比较器546用于将极限电压V极限与电流感测电压VIS进行比较。极限电压V极限用于限制变压器50的峰值初级电流。比较器545的一个输出端连接到”与非”门510的第一输入端。比较器546的一个输出端也连接到”与非”门510的第二输入端。”与非”门511的第一输入端连接到”与非”门510的一个输出端。”与非”门511的第二输入端连接到消隐电路520的一个输出端。时钟信号VCLK经由反相器512供应到触发器515的一个时钟输入端，其还连接到”与”门519的第一输入端。藉由”与非”门511的一个输出端使触发器515复位。将电源电压VCC供应到触发器515的一个输入端。触发器515的一个输出端连接到”与”门519的第二输入端。将电源电压VCC供应到触发器515的一个输入端。”与”门519的一个输出端将脉宽调制信号VPWM供应到消隐电路520的一个输入端。消隐电路520生成一消隐信号VBLK以确保脉宽调制信号VPWM的最小导通时间。
图8展示根据本发明的脉宽调制电路500的消隐电路520的一个优选实施例。消隐电路520包含一反相器521、一反相器522、一”与非”门523、一晶体管526、一电容器527以及一电流源525。消隐电路520的目的为生成消隐信号VBLK。将脉宽调制信号VPWM供应到反相器521的一个输入端和”与非”门523的第一输入端。将晶体管526与电流源525、电容器527以及反相器522耦接以产生消隐时间TBLK。一旦脉宽调制信号VPWM导通，则反相器521的一个输出端驱动晶体管526的栅极以启动消隐时间TBLK。反相器522的一个输出端连接到”与非”门523的第二输入端。”与非”门523的一个输出端为消隐电路520的一个输出端，其生成消隐信号VBLK。图10展示其波形。
图9展示了根据本发明的脉宽调制控制器100的脉冲发生器700的一个优选实施例。为了产生取样时钟信号，脉冲发生器700包括一电容器751、一反相器736、一开关737、一电流源710、一电流源711以及一迟滞缓冲器735。经由开关737，藉由电流源710对电容器751进行充电，且藉由电流源711对其进行放电。电容器751连接到迟滞缓冲器735的一个输入端。迟滞缓冲器735输出取样时钟信号以经由反相器736控制开关737。电流源710和电流源711分别确定取样时钟信号的导通时间和断开时间。取样时钟信号的导通时间还确定取样脉冲信号VSP1和VSP2两者的取样时间TSI。为了在脉宽调制信号VPWM截止后产生延迟时间Td，脉冲发生器700包括一晶体管741、一电流源712、一电容器752、一反相器721以及一反相器722。还将脉宽调制信号VPWM供应到反相器721的一个输入端。反相器721的输出端驱动反相器722。反相器722还驱动晶体管741的栅极。当脉宽调制信号VPWM截止时，晶体管741也截止。电流源712随后将对电容器752进行充电以产生延迟时间Td。
脉宽调制控制器100的脉冲发生器700还包含一具有三个输入端的”与”门726。将取样时钟信号供应到第一输入端，将第二输入端连接到电容器752，且将第三输入端连接到反相器721的输出端。”与”门726的一个输出端分别经由”与”门733和”与”门732而产生取样脉冲VSP1和VSP2。藉由触发器731交替启用”与”门732和733。将取样时钟信号供应到触发器731的时钟输入端。将触发器731的一个输出端和一个反向输出端分别连接到”与”门732和733，从而可交替产生取样脉冲VSP1和VSP2。此外，为了刚好在变压器电流降到零之前取样返驰电压，ZCD信号VZCD经由”或”门(0R-gate)729控制”与”门732和733。
但是，为了确保双取样放大器200在开关循环期间产生取样电压VSH，ZCD信号VZCD在产生取样脉冲VSP1和VSP2之后将其停用。
触发器730的反向输出端连接到“或”门729的第一输入端。经ZCD信号VZCD供应到“或”门729的第二输入端。藉由反相器721的输出端使触发器730复位。经由反相器725将触发器730的时钟输入端连接到”与”门726的输出端。因而，ZCD信号VZCD将在取样脉冲VSP1或VSP2之后停用“与”门732和733。
为了产生具有一等于取样时间TS2的取样脉冲VSP3的脉冲宽度，脉冲发生器700包括一晶体管742、一电流源714、一电容器753、一反相器723、一反相器724以及一“与”门727。将时钟信号VCLK供应到反相器723的一个输入端和”与”门727的第一输入端。反相器723的一个输出端连接到晶体管742的栅极以控制取样时间TS2的启动。将电流源714与电容器753耦接以产生取样时间TS2。电容器753经由反相器724驱动”与”门727的第二输入端。”与”门727输出具有一等于取样时间TS2的取样脉冲VSP3的脉冲宽度。
图10展示脉宽调制电路500和脉冲发生器700的时序图。在脉宽调制信号降低之后，在延迟时间Td后，交替生成取样脉冲VSP1和VSP2。延迟时间Td的目的是尽可能地消除变压器50的漏电感的影响。为了实现此目的，在各个循环期间将延迟时间Td插入脉宽调制信号VPWM的下降沿与返驰电压取样过程的开始之间。图7所示的消隐电路520产生消隐时间TBLK。一旦脉宽调制信号导通，则此确定脉宽调制信号的最小导通时间。藉由脉宽调制信号的最小导通时间确定延迟时间Td。消隐时间TBLK确保延迟时间Td以及取样时间TS1和TS2足以精确地取样返驰电压。当在检测输入端VS检测到零电流状态时，取样脉冲VSP1和VSP2两者都将被停用。将藉由电容器230和231来取样并保持返驰电压，如图4中所描绘。随后，响应于时钟信号VCLK生成取样脉冲VSP3。当生成取样脉冲VSP3时，电容器232将进一步取样并保持由电容器230或231所存储的较高电压。现参照图2，电源转换器的输出电压V0可表达为：
V O = V NS - V D = Ns N P 1 × V P 1 - V D = Ns N P 1 × ( V SH + I M × R 23 ) - V D - - - - - - - - - - - - - - - ( 2 )
其中VNS为次级绕组Ns上的电压，VP1为第一初级绕组的电压，VD为输出整流器19上的电压降，VSH为在检测输入端VS处取样的电压，且R23为检测电阻器23的电阻值。
关于PWM反馈控制电路，输出电压V0也可表达为：
VO＝GM×(VRV-VSH)-------------------------------------------------------------(3)
其中，GM为PWM反馈控制电路的回路增益，且VRV为双取样放大器200的参考电压。根据方程式(2)和(3)，输出电压可改写为：
V O = { Ns N P 1 × V RV + [ ( Ns N P 1 × I M × R 23 ) - V D ] } ÷ { 1 + ( Ns N P 1 × 1 G M ) }
因为GM>>1，所以V0可以简化形式表达为：
V O = Ns N P 1 × V RV + [ ( Ns N P 1 × I M × R 23 ) - V D ] - - - - - - - - - - - - - - - ( 4 )
刚好在变压器电流降到零之前对返驰电压进行取样。问题是输出整流器19上的电压降随着温度而变化。
为补偿此效应，本发明引入偏置电流IM。与温度变化成反比而调整偏置电流IM。藉由适当选择检测电阻器23的电阻值，可偏置输出整流器19上电压降的不良温度影响。因而，根据本发明的返驰电源转换器能够供应调整良好的输出电压V0。
振荡器300产生具有可编程切换频率的时钟信号VCLK。响应于箝位取样电压VHSH来确定切换频率。此控制了从变压器初级端输送到电源转换器输出端的功率。因为箝位取样电压VHSH与输出电压V0相关，所以切换频率将与输出电压V0成比例。使用可编程切换频率，根据本发明的返驰电源转换器可保持恒定输出电流I0。
由于输出功率为输出电压V0的函数，因此当电源转换器的输出电流总是小于最大值时，可获得恒定电流输出。藉由下式给出输出功率P0：
P O = V O × I O = η × P IN = η × 1 2 × T × L P × I P 2 - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - ( 5 )
其中PIN为输入初级端的功率，η为功率转换效率，T为开关周期，LP为变压器50的初级电感，且IP为变压器50的初级电流。
初级电流IP在电流感测电阻器25上产生电流感测电压VIS。电流感测电阻器25连接到脉宽调制控制器100的电流感测输入端IS。一旦电流感测电压VIS超出极限电压VLIMIT，脉宽调制控制器100的逻辑电路则截止脉宽调制信号以保持初级电流IP恒定。参照方程式(5)，电源转换器的输出电流I0可表示为：
I O = 1 V O × η 2 × T × L P × ( I P ) 2 - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - ( 6 )
为了产生恒定输出电流I0，当V02＝0.5 x V01(P02＝0.5 x P01)时，T应如下增加：
T2＝2 x T1
其中第一开关周期T1表示第一输出电压V01，而切换频率T2的第二周期表示第二输出电压V02。
振荡器300生成具有可编程切换频率的时钟信号VCLK。响应于箝位取样电压VHSH确定切换频率。当箝位取样电压VHSH超出最小电压VMIN时，箝位取样电压VHSH等于取样电压VSH。若箝位取样电压VHSH低于最小电压值VMIN，则振荡器300的切换频率将不足以运行脉宽调制控制器100。为了防止发生此状况，只要箝位取样电压VHSH开始下降低于VMIN，则将其设定为最小电压值VMIN。
参照方程式(2)，取样电压VSH本身为输出电压V0的函数。因此，只要输出电压降低到(0.5 x V0)，则可藉由将开关周期减小为(2 x T)而易于获得恒定输出电流。
如前述，返驰电源转换器包括该脉宽调制控制器，以生成偏置电流IM和取样电压VSH。在各个PWM循环期间，响应于在第一初级绕组上取样的返驰电压而生成所取样的电压VSH。以此方式，根据本发明的返驰电源转换器可保持输出电压恒定。为了限制经由初级绕组而传输的功率，响应于输出电压V0生成切换频率。以此方式，根据本发明的返驰电源转换器可保持输出电流恒定。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许的更动或修饰为等同变化的等效实施例，但是凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (16)

1.一种返驰电源转换器，其包括：
一变压器，其具有一次级绕组、一第一初级绕组以及一第二初级绕组，其中所述第一初级绕组具有一第一端和一第二端，所述第二初级绕组具有一第一端和一第二端，其中所述第一初级绕组的所述第二端连接到所述第二初级绕组的所述第一端，并且所述第二初级绕组的所述第二端连接到一接地参考；
一输出整流器，其连接在所述次级绕组与所述电源转换器的一输出端之间；
一切换晶体管，其用于控制所述变压器的所述第一初级绕组与所述第二初级绕组上的电压，其中所述切换晶体管的一漏极连接到所述电源转换器的一输入端；
一电流感测电阻器，其用于产生一电流感测电压，其中所述电流感测电阻器连接在所述切换晶体管的一源极与所述第一初级绕组的所述第一端之间；
一脉宽调制控制器，其用于调节切换频率并且用于提供一脉宽调制信号以驱动所述切换晶体管的一栅极，其中所述脉宽调制控制器具有一用于接收电源的供应电压输入端、一用于接收一返驰电压的检测输入端、一用于电流检测的电流感测输入端、一用于频率补偿的补偿输入端以及一连接到所述第一初级绕组的所述第一端的接地参考输入端，并且其中所述电流感测输入端连接到所述切换晶体管的所述源极；
一电源引脚电容器，其用于启动所述脉宽调制控制器，其中所述电源引脚电容器连接在所述脉宽调制控制器的所述供应电压输入端与所述脉宽调制控制器的所述接地参考输入端之间；
一启动电阻器，其耦接至所述电源引脚电容器，用于提供所述电源引脚电容器的充电路径，其中所述启动电阻器连接在该电源转换器的所述输入端与所述脉宽调制控制器的所述供应电压输入端之间；
一电源引脚二极管，其连接在所述第一初级绕组的所述第二端与所述脉宽调制控制器的所述供应电压输入端之间；
一检测电阻器，其用于接收一偏置电流以补偿所述输出整流器上的电压降，其中所述检测电阻器连接在所述第一初级绕组的所述第二端与所述脉宽调制控制器的所述检测输入端之间；
一补偿电容器，其连接在所述脉宽调制控制器的所述补偿输入端与所述脉宽调制控制器的所述接地参考输入端之间；
一瞬变电压衰减器，其与所述第二初级绕组并联；以及
一缓冲二极管，其与所述瞬变电压衰减器串联。
2.如权利要求1所述的返驰电源转换器，其中电源转换器的输出电流和输出电压以恒定的方式进行调节。
3.如权利要求1所述的返驰电源转换器，其中所述返驰电压是从所述次级绕组反馈到所述变压器的所述第一初级绕组以及第二初级绕组，其中所述返驰电压于所述脉宽调制信号的下降沿而反馈得出。
4.如权利要求1所述的返驰电源转换器，其中经由所述脉宽调制控制器的所述检测输入端从所述返驰电压取样一取样电压，且所述返驰电压是在所述脉宽调制信号的下降沿之后与在变压器电流降到零之前取样。
5.如权利要求1所述的返驰电源转换器，其中所述变压器的一初级电流是在所述脉宽调制信号的导通时间期间产生，且所述变压器的所述初级电流在所述电流感测电阻器上产生一电流感测电压。
6.如权利要求1所述的返驰电源转换器，其中所述偏置电流是从所述脉宽调制控制器的所述检测输入端引出，且所述偏置电流经调整使得其振幅与该返驰电源转换器的操作温度成反比。
7.如权利要求4所述的返驰电源转换器，其中所述脉宽调制信号依据所述取样电压而调整，从而使所述返驰电源转换器的直流输出电压保持恒定。
8.如权利要求1所述的返驰电源转换器，其中所述切换频率依据该脉宽调制控制器的一箝位取样电压而被控制，从而保持该返驰电源转换器的输出电流恒定。
9.如权利要求1所述的返驰电源转换器，其中所述脉宽调制控制器包括：
一双取样放大器，其用于从所述脉宽调制控制器的所述检测输入端取样所述返驰电压以生成一取样电压，其中所述双取样放大器产生一箝位取样电压，所述取样电压是从所述脉宽调制控制器的所述检测输入端获得，并且藉由放大所述取样电压获得一反馈电压；
一振荡器，其用于调节所述切换频率并且依据所述箝位取样电压而产生一时钟信号，其中所述箝位取样电压是藉由箝位所述取样电压而获得；
一脉宽调制电路，其用于产生所述脉宽调制信号，其中所述脉宽调制信号为所述反馈电压、所述电流感测电压以及一极限电压的函数；
一脉冲发生器，其用于依据所述脉宽调制信号和所述时钟信号而产生多个取样脉冲，其中所述返驰电压是依据所述多个取样脉冲而被取样；
一迟滞比较器，其用于测量流经所述变压器的电流；以及
一阈值电压源，其连接到所述迟滞比较器。
10.如权利要求9所述的返驰电源转换器，其中所述双取样放大器包括：
一第一开关以及一第二开关，其输入端连接到所述脉宽调制控制器的所述检测输入端，其中所述第一开关和所述第二开关分别由一第一取样脉冲和一第二取样脉冲而被导通/截止；
一第一电容器以及一第二电容器，其中所述第一电容器和所述第二电容器的第一端分别连接到所述第一开关的一输出端和所述第二开关的一输出端，且所述所述第一电容器和所述第二电容器的第二端都连接至所述接地参考，其中所述第一电容器产生一第一保持电压而所述第二电容器产生一第二保持电压；
一放电开关，其与所述第二电容器并联，其中所述放电开关藉由所述脉宽调制信号而被导通/截止；
一信号缓冲器，其由一第一运算放大器、一第二运算放大器、所述第一电容器、所述第二电容器、一第一二极管以及一第二二极管构成，其中所述第一运算放大器和所述第二运算放大器的正输入端分别连接到所述第二电容器和所述第一电容器的所述第一端，其中所述信号缓冲器的一输出端还连接到所述第一运算放大器的负输入端以及所述第二运算放大器的负输入端，并且其中所述第一二极管和所述第二二极管分别连接在所述第一运算放大器和所述第二运算放大器的输出端与所述信号缓冲器的所述输出端之间；
一第三开关，其具有一输入端连接到所述信号缓冲器的所述输出端，其中所述第三开关是由一第三取样脉冲而被导通/截止；
一第三电容器，其用于产生所述取样电压，其中所述第三电容器的第一端连接到所述第三开关的一输出端，且所述第三电容器的第二端连接到所述接地参考；
一第三运算放大器，其具有一正输入端连接到所述第三电容器的所述第一端；
一箝位电阻器，其中所述钳位电阻器的第一端连接到所述第三运算放大器的一输出端，其中所述第三运算放大器经由所述箝位电阻器，以在所述钳位电阻器的第二端输出所述箝位取样电压，其中所述第三运算放大器的一负输入端耦接到所述箝位电阻器的所述第二端；
一箝位电流源，其用于确保所述箝位取样电压大于一最小电压电平，其中所述箝位电流源连接到所述箝位电阻器的所述第二端；
一第一晶体管；
一第四运算放大器，其具有一输出端用于驱动所述第一晶体管的一栅极，其中所述第四运算放大器的一负输入端连接到所述第一晶体管的一源极；
一增益电阻器，所述增益电阻器的第一端耦接到所述第四运算放大器的所述负输入端和所述第一晶体管的所述源极，且所述增益电阻器的第二端耦接至所述钳位电阻器的所述第二端；
一参考电压源，其用于提供一参考电压给所述双取样放大器，其中所述参考电压源连接到所述第四运算放大器的一正输入端；
一第一电流反射镜，其由一第一输入晶体管和一第一输出晶体管构成，其中所述第一输入晶体管的一漏极连接到所述第一晶体管的一漏极；
一输出电阻器，其用于产生所述反馈电压，其中所述输出电阻器连接到所述第一输出晶体管的一漏极；
一参考电流源；
一可编程电流发生器，其连接到所述参考电流源，其中所述可编程电流发生器产生一可编程电流，且所述可编程电流的振幅经调整以与该返驰电源转换器的操作温度成反比；
一偏置电流反射镜，其具有一输入端连接到所述可编程电流发生器与所述参考电流源的接点，其中所述偏置电流反射镜的一输出端连接到所述脉宽调制控制器的所述检测输入端，且从所述偏置电流反射镜的所述输出端引出所述偏置电流；以及
一输入二极管，其连接在所述脉宽调制控制器的所述检测输入端与该接地参考之间。
11.如权利要求10所述的返驰电源转换器，其中所述双取样放大器的输出电压的量值等于所述第一保持电压与所述第二保持电压中最大一个的量值。
12.如权利要求10所述的返驰电源转换器，其中所述可编程电流发生器包括：
一第二电流反射镜，其由一第二输入晶体管、一第二左输出晶体管以及一第二右输出晶体管构成，其中一电源电压被供应到所述第二电流反射镜；
一双极电流反射镜，其由一输入双极晶体管和一输出双极晶体管构成，其中所述输入双极晶体管的一集电极连接到所述第二左输出晶体管的一漏极，且所述输出双极晶体管的一集电极连接到所述第二输入晶体管的一漏极；
一第一电阻器，其连接在所述输出双极晶体管的一发射极与该接地参考之间；以及
一第三电流反射镜，其由一第三输入晶体管和一第三输出晶体管构成，其中所述第三输入晶体管的漏极连接到所述第二电流反射镜的所述第二右输出晶体管的漏极，且所述第三输入晶体管和所述第三输出晶体管的源极都连接到所述接地参考，其中从所述第三输出晶体管的一漏极引出所述可编程电流。
13.如权利要求9所述的返驰电源转换器，其中所述振荡器包括：
一可变电流发生器，其用于接收所述箝位取样电压，其中所述可变电流发生器包括一误差放大器、一电压转电流晶体管以及一第二电阻器，其中所述误差放大器的正输入端接收所述钳位取样电压，所述误差放大器的负输入端连接到所述第二电阻器的第一端，所述误差放大器的输出端连接到所述电压转电流晶体管的栅极，所述电压转电流晶体管的源极连接至所述第二电阻器的所述第一端，以及所述第二电阻器的第二端连接到所述接地参考；
一第四电流反射镜，其用于生成一第四反射镜电流和一振荡充电电流，其中所述第四电流反射镜包括一第四输入晶体管、一第四左输出晶体管以及一第四右输出晶体管，其中所述第四输入晶体管的漏极连接到所述电压转电流晶体管的漏极；
一第五电流反射镜，其由一第五输入晶体管和一第五输出晶体管构成，其中所述第五输入晶体管的一漏极接收所述第四反射镜电流并且引出一振荡放电电流，其中所述第五输入晶体管和所述第五输出晶体管的源极都连接到所述接地参考；
一第一反相器；
一振荡电容器；
一第一比较器以及一第二比较器，其中第二参考电压供应到所述第一比较器的一正输入端，而第一参考电压供应到所述第二比较器的一负输入端，其中所述第一比较器的负输入端和所述第二比较器的正输入端连接到所述振荡电容器的第一端，所述振荡电容器的第二端连接到所述接地参考；
一振荡电流源，所述振荡电流源连接到所述第四输入晶体管、所述第四左输出晶体管以及所述第四右输出晶体管的源极；
一第四开关，其用于传导该振荡充电电流，其中所述第四开关藉由所述第一反相器的一输出端而被控制，所述第四开关的第一端连接到所述第四右输出晶体管的漏极；
一第五开关，其用于传导所述振荡放电电流，其中所述第五开关的第一端连接到所述第四开关的第二端，所述第五开关的第二端连接至所述第五输出晶体管的漏极，以及所述第四开关的所述第二端和所述第五开关的所述第一端都连接到所述振荡电容器的所述第一端；以及
一第一与非门以及一第二与非门，其中所述第一与非门产生用以控制所述第五开关的所述时钟信号，并且驱动所述第一反相器的一输入端，其中所述第一与非门的第一输入端连接到所述第一比较器的输出端，所述第二与非门的第二输入端连接到所述第二比较器的输出端，所述第一与非门的第二输入端连接到所述第二与非门的输出端，以及所述第二与非门的第一输入端连接到所述第一与非门的输出端。
14.如权利要求9所述的返驰电源转换器，其中所述脉宽调制电路包括：
一第二反相器；
一第三比较器，其用于将所述反馈电压与该电流感测电压进行比较；
一第四比较器，其用于将所述极限电压与所述电流感测电压进行比较；
一第三与非门，其具有一连接到所述第三比较器的一输出端的第一输入端，其中所述第三与非门具有一连接到所述第四比较器的一输出端的第二输入端；
一第四与非门，其具有一第一输入端，其中所述第四与非门的第一输入端是由所述第三与非门的一输出端而驱动；
一第一与门，其用于供应所述脉宽调制信号；
一第一触发器，其具有一时钟输入端，该时钟输入端是由所述第二反相器的一输出端而驱动，其中所述第一触发器的所述时钟输入端连接到所述第一与门的第一输入端，所述第一触发器的输出端连接到所述第一与门的第二输入端，所述第一触发器的复位输入端连接到所述第四与非门的输出端；以及
一消隐电路，其具有一输入端由所述脉宽调制信号驱动，其中所述消隐电路具有一输出端连接到所述第四与非门的一第二输入端。
15.如权利要求14所述的返驰电源转换器，其中所述消隐电路包括：
一用于产生一消隐时间的构件，其包括一消隐晶体管、一消隐电流源、一消隐电容器以及一消隐反相器；
一消隐输入反相器，其用于将所述脉宽调制信号供应到所述消隐晶体管的栅极，其中所述脉宽调制信号被供应到所述消隐输入反相器的一输入端，所述消隐输入反相器的所述输入端为所述消隐电路的一输入端，且所述消隐时间在脉宽调制信号的每个上升沿之后即开始；以及
一消隐与非门，其用于供应一消隐信号，其中所述脉宽调制信号被供应到所述消隐与非门的第一输入端，且所述消隐与非门具有一连接到所述消隐反相器的一输出端的第二输入端，
其中，所述消隐电流源、所述消隐反相器的输入端以及所述消隐电容器的第一端都连接到所述消隐晶体管的漏极，所述消隐电容器的第二端连接到所述接地参考，以及所述消隐晶体管的源极连接到所述接地参考。
16.如权利要求9所述的返驰电源转换器，其中所述脉冲发生器包括：
一用于产生一取样时钟信号的构件，其包括一第一电流源、一第六开关、一第二电流源、一第四电容器、一迟滞缓冲器以及一第三反相器，其中所述第一电流源和所述第二电流源分别确定所述取样时钟信号的一导通时间和一截止时间，其中所述第一电流源连接至所述第六开关的第一端，所述第二电流源连接至所述第六开关的第二端，所述第四电容器的第一端和所述迟滞缓冲器的输入端都连接至所述第六开关的第二端，所述迟滞缓冲器的输出端连接至所述第三反相器的输入端，以及所述第六开关藉由所述第三反相器的输出端而被控制；
一用于产生一延迟时间的构件，其包括一第四反相器、一第五反相器、一第二晶体管、一第三电流源以及一第五电容器，其中所述第四反相器的输入端接收所述脉宽调制信号，所述第四反相器的输出端连接至第五反相器的输入端，第五反相器的输出端连接至所述第二晶体管的栅极，所述第三电流源连接至所述第二晶体管的漏极，所述第二晶体管的源极连接至所述接地参考，所述第五电容器的第一端连接至所述第二晶体管的漏极，以及所述第五电容器的第二端连接至所述接地参考；
一第二与门，其用于生成一第一取样脉冲；
一第三与门，其用于生成一第二取样脉冲；
一第二触发器，其用于启用/停用所述第二与门和所述第三与门，所述第二触发器的输出端连接到所述第三与门的第一输入端，所述第二触发器的反向输出端连接到所述第二与门的第三输入端；
一第三触发器；
一第六反相器，所述第六反相器的输出端连接到所述第三触发器的时钟输入端，所述第六反相器的输入端连接到所述第三与门的第三输入端以及所述第二与门的第一输入端；
一或门，其具有一第一输入端连接至所述第三触发器的反向输出端以及一第二输入端连接至所述迟滞比较器的一输出端，其中所述或门的输出端连接到所述第二与门和所述第三与门的第二输入端；
一第四与门，其具有一用于接收所述取样时钟信号的第一输入端、一耦接到所述第五电容器的第二输入端、以及一连接到所述第四反相器的输出端的第三输入端，其中所述第四与门的输出端连接到所述第六反相器的输入端；以及
一用于产生所述第三取样脉冲的构件，其包括一第七反相器、一第三晶体管、一第四电流源、一第六电容器、一第八反相器以及一第五与门，其中所述第七反相器的输入端接收所述时钟信号并连接到所述第五与门的第二输入端，所述第七反相器的输出端连接至所述第三晶体管的栅极，所述第四电流源连接到所述第三晶体管的漏极，所述第三晶体管的源极连接到所述接地参考，所述第三晶体管的漏极和所述第八反相器的输入端都连接到所述第六电容器的第一输入端，所述第六电容器的第二输入端连接到所述接地参考，所述第八反相器的输出端连接到所述第五与门的第一输入端，以及所述第五与门的输出端输出所述第三取样脉冲。
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