CN100433520C - 电源供应器一次侧控制输出电流的切换式控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种切换式控制装置，应用于电源供应器的一次侧，用以控制输出电流。该切换式控制装置包含产生电流波形信号的波形检测器；用以检测二次侧切换电流放电时间的放电时间检测器；可产生振荡信号来控制切换信号的切换频率的振荡器；通过积分一平均电流信号与放电时间用以产生一积分信号的积分器，并依据一电流波形信号产生该平均电流信号，并且该积分器的时间常数与该切换信号的切换周期成正比例的关系，因此该积分信号正比于电源供应器的输出电流；可放大积分信号并且提供一个输出电流控制回路的误差放大器；以及依据该误差放大器的输出可控制该切换信号的脉冲宽度的比较器。由此，电源供应器的输出电流将可在一次侧得到稳定调整。

Description

电源供应器一次侧控制输出电流的切换式控制装置

技术领域

本发明为一种切换式控制装置，特别是指一种应用于电源供应器的切换式控制装置。

背景技术

目前可以提供稳定的电压与电流的电源供应器已经广泛地应用于各种电子装置。基于符合安规(safety，)的需求，一离线式的电源供应器(off-linepower converter)必须在它的一次侧与二次侧之间提供电气隔离(galvanicisolation)。在许多充电器相关的应用领域中，对于恒定电流曲线与低成本的要求很高。以目前揭示的技术来说，在电源供应器的一次侧所设置切换式控制器无法很精确地控制电源供应器的输出电流，因而无法达到具有直线特性的恒定电流曲线。再者，为了达成前述的恒定电流曲线，在电源供应器的二次侧必须增加电流回路才能达成恒定电流控制，如此一来，又必须付出提高成本的代价。因此，如何精确地控制电源供应器的输出电流与降低成本是相当重要的课题。

发明内容

为了达成上述目的，本发明提出一种切换式控制装置，应用于电源供应器的变压器一次侧，用以控制电源供应器的输出电流。该切换式控制装置包含切换式控制器，切换式控制器可产生切换信号，该切换信号可以切换变压器与稳定调整电源供应器的输出。该切换式控制器包含运算放大器与参考电压所组成的误差放大器，用以输出电流控制；比较器结合脉冲宽度调制电路，依据该误差放大器的输出来控制该切换信号的脉冲宽度。

该切换式控制装置又包含振荡器，该振荡器产生振荡信号用以决定该切换信号的切换频率；波形检测器通过采样一次侧切换电流信号，用以产生电流波形信号；放电时间检测器连接至该变压器，用以检测二次侧切换电流的放电时间；积分器通过积分平均电流信号与该放电时间，用以产生积分信号。该平均电流信号为该电流波形信号的平均值，并且该积分器的时间常数与该切换信号的切换周期成正比例的关系，因此该积分信号正比于电源供应器的输出电流。该积分信号连接至该误差放大器的输入端，切换式控制器将可依据该积分信号调整输出电流。

本发明的技术方案是这样实现的。

一种切换式控制装置，应用于电源供应器的变压器一次侧，用以控制电源供应器的输出电流，其特征在于包括有：波形检测器，通过电流检知元件，采样该变压器一次侧切换电流，用以产生电流波形信号；放电时间检测器，连接至该变压器一次侧，用以检测该变压器二次侧切换电流的放电时间；积分器，连接于该波形检测器与该放电时间检测器，取得该放电时间与该电流波形信号，用以产生积分信号；及脉冲宽度控制器，连接该积分器，接收该积分信号，用以产生切换信号，该切换信号的切换周期正比于该积分器的时间常数，且该切换信号用以切换该变压器，并且依据第一参考电压来稳定调整该电源供应器的输出电流；及振荡器，其输出端连接该波形检测器、该积分器及该脉冲宽度控制器的输入端，振荡器提供振荡信号给该波形检测器、该积分器及该脉冲宽度控制器，并且该振荡信号决定该切换信号的切换频率。

其中，该脉冲宽度控制器包括有：运算放大器，其负端连接该积分器以接收该积分信号，其正端连接于该第一参考电压，该运算放大器用以放大该积分信号；及比较器，其正端连接于该运算放大器的输出端，其负端连接所述振荡器的输出端，及脉冲宽度调制电路，连接于所述比较器的输出端，依据该放大的积分信号，用以控制该切换信号的脉冲宽度，并依据该第一参考电压来稳定调整该电源供应器的该输出电流。其中，该波形检测器包括：第一比较器，由其正端取得该变压器一次侧切换电流信号，并且其负端连接至第一电容，用以维持该变压器一次侧切换电流信号的峰值，并于第一比较器的输出端输出用以控制该波形检测器中的第一开关导通或截止的信号，该变压器一次侧切换电流信号的数值正比于该一次侧切换电流的数值；第一恒定电流源，通过该第一开关对该第一电容进行充电；第一晶体管，并联连接该第一电容，用以对该第一电容进行放电；第二电容，通过第二开关取得该变压器一次侧切换电流信号，并维持该变压器一次侧切换电流信号的初始值；该第二开关根据储存信号来进行导通或截止，该储存信号为切换信号延迟后所产生的信号；第二晶体管，并联连接该第二电容，用以对该第二电容进行放电；第三电容，通过第三开关连接于第一电容，所述第三开关周期性地采样自第一电容到第三电容的峰值电压信号，用以产生斜率电流波形信号；及第四电容，通过第四开关连接于第二电容，所述第四开关周期性地采样自第二电容到第四电容的初值电压信号，用以产生偏移电流波形信号。

其中，该积分器包括：第一电压转电流转换器，依据该波形检测器输出的偏移电流波形信号，用以产生第一可规划充电电流；第二电压转电流转换器，依据该波形检测器输出的斜率电流波形信号，用以产生第二可规划充电电流；计时电容，通过第五开关取得该第一可规划充电电流与该第二可规划充电电流相加所产生的平均电流信号，以进行充电；第三晶体管，并联连接该计时电容，用来对该计时电容进行放电；输出电容，通过第六开关连接于计时电容，第六开关周期性地采样自计时电容到输出电容的电压，用以产生该积分信号。

其中，该振荡器包括有：第三电压转电流转换器，具有振荡运算放大器、振荡电阻与第六振荡晶体管，该振荡运算放大器的正端连接第二参考电压，该振荡运算放大器的负端同时连接于该振荡电阻的一端与该第六振荡晶体管的源极，该振荡运算放大器的输出端连接于该第六振荡晶体管的栅极，该第六振荡晶体管的漏极依据该第二参考电压产生参考电流；第一振荡镜像电流电路，具有第一振荡晶体管、第二振荡晶体管与第三振荡晶体管，其中该第一振荡晶体管的漏极连接于所述第六振荡晶体管的漏极，该第三振荡晶体管依据该参考电流产生振荡充电电流；第二振荡镜像电流电路，具有串联于所述第二振荡晶体管的第四振荡晶体管与串联于所述第三振荡晶体管的第五振荡晶体管，其中该第五振荡晶体管产生振荡放电电流；振荡电容，其一端通过第一振荡开关连接至该第三振荡晶体管的漏极，同时通过第二振荡开关连接至该第五振荡晶体管的漏极；振荡比较器，其正端连接至该振荡电容，产生所述振荡信号用以导通或截止该第二振荡开关，以及提供所述振荡信号给所述波形检测器、积分器和脉冲宽度控制器；第三振荡开关，其第一端连接到高临界电压，第二端连接至该振荡比较器的负端；第四振荡开关，其第一端连接到低临界电压，第二端连接至该振荡比较器的负端，受控于该振荡信号；振荡反相器，其输入端连接至该振荡比较器的输出端，产生一个反相振荡信号，用以导通或截止该第一振荡开关与该第三振荡开关；第一反相器、第二反相器、第三反相器与第四反相器串联连接，其中该第一反相器的输入端由该振荡信号所提供；及与门，用以产生清除信号，其中该与门的第一输入端连接至该第四反相器的输出端，其中该与门的第二输入端连接至该第一反相器的输出端，其中该清除信号用以导通或截止该波形检测器内部的第一晶体管、第二晶体管与该积分器内部的第三晶体管。

其中，该放电时间检测器包括有：延迟电路，对于该切换信号的下降边缘提供传输延迟，其中该传输延迟的时间由所述延迟电路内部的第一零点检测恒定电流源的电流与第一零点检测电容的电容值所共同决定，其中该第一零点检测恒定电流源串联连接该第一零点检测电容；单次触发信号产生器，连接于该延迟电路，根据该传输延迟用以产生电压采样信号，该电压采样信号的脉冲宽度由单次触发信号产生器内部的第二零点检测恒定电流源的电流与第二零点检测电容的电容值所共同决定，其中该第二零点检测恒定电流源串联连接该第二零点检测电容；零点检测运算放大器，其正端连接至该变压器一次侧的一个辅助绕组，用以检测反射电压；采样电容，其第一端通过采样开关连接至该零点检测运算放大器的输出端，根据该采样开关的导通或截止用以采样该反射电压；零点检测比较器，其正端连接该采样电容的第一端，负端连接至临界电压元件的一端以接收临界电压，该临界电压元件的另一端还连接至该零点检测运算放大器的负端与该零点检测运算放大器的输出端；第四零点检测反相器，具有用以接收该切换信号的输入端；第五零点检测反相器，具有用以接收该电压采样信号的输入端；第三零点检测与门，具有连接至该零点检测比较器的输出端的第一输入端；第四零点检测与门，用以产生放电时间信号，其中该第四零点检测与门的第一输入端连接至该第四零点检测反相器的输出端；第一SR型触发器，其输出端连接至该第四零点检测与门的第二输入端，设定端连接至该第四零点检测反相器的输出端，重置端连接至该第三零点检测与门的输出端；及第二SR型触发器，其设定端连接至该第五零点检测反相器的输出端，重置端接收该切换信号，输出端连接至该第三零点检测与门的第二输入端。

利用本发明，可精确地控制电源供应器的输出电流与降低成本。

以上的概述与接下来的详细说明皆为示范性质，是为了进一步说明本发明的权利要求书。而有关本发明的其它目的与优点，将在后续的说明与附图加以阐述。

附图说明

图1为本发明切换式控制装置设置于电源供应器示意图；

图2为图1的电源供应器操作在不连续导通模式下的各点信号波形图；

图3为图1的电源供应器操作在连续导通模式下的各点信号波形图；

图4为本发明较佳实施例的切换式控制装置示意图；

图5为输出电压V_O与输出电流I_O的对应关的曲线示意图；

图6为本发明较佳实施例的波形检测器示意图；

图7为本发明较佳实施例的积分器示意图；

图8为本发明较佳实施例的振荡器示意图；及

图9为本发明较佳实施例的放电时间检测器示意图。

其中，附图标记说明如下：

10  变压器

20、122、125、250、251、252、253、254、255、308、309、353、363、512、519、532、534、535、536、537、538、539、560  晶体管

30  电流检测电阻

40  整流器

50、210、511、531  电阻

60  整流器

65、112、121、124、215、354、570、571  电容

70  切换式控制装置

71  运算放大器

75、105、205、310  比较器

91、92、114、119、155、156、270、355、365  与门

93、115、116、150、151、152、260、261、262、263、264、351、361、366  反相器

95  D型触发器

100  放电时间检测器：

106  参考电压

117、118  SR型触发器

200  振荡器

101、201  运算放大器

300  波形检测器

120、123、124、305、352、362  恒定电流源

109、230、231、232、233、311、312、314、315、550、551  开关

321、322、324、325、364  电容

400  脉冲宽度调制电路

500  积分器：

510  第一计时放大器

具体实施方式

参考图1，其为本发明切换式控制装置设置于电源供应器示意图。电源供应器包含一变压器10，变压器10具有辅助绕组N_A、一次侧绕组N_P、与二次侧绕组N_S。为了稳定调整电源供应器的输出电压V_O与输出电流I_O，一切换式控制器70产生切换信号V_PWM通过切换晶体管20用来对该变压器10进行切换动作。

其中该切换式控制器70包含供应端VCC、电压检测端VDET、接地端GND、电流检知端VS与输出端VPWM。该输出端VPWM输出该切换信号V_PWM。该电压检测端VDET通过电阻50连接至辅助绕组N_A，用以检测反射电压V_AUX，该反射电压V_AUX则通过整流器60进一步对电容65进行充电，用以提供能量给该切换式控制器70。该电流检知端VS连接至电流检测电阻30，该电流检测电阻30连接自该晶体管20的源极到接地，用以将一次侧切换电流I_P转换成为一次侧切换电流信号V_IP。

配合图1，请参考图2，为图1的电源供应器操作在不连续导通模式下的各点信号波形图。上述的不连续导通模式是指在下一个切换周期开始之前，变压器的储能完全释放出来。当切换信号V_PWM转变为高电位时，随即产生一次侧切换电流I_P。该一次侧切换电流I_P的峰值I_PA可以表示为：

$I_{\mathrm{PA}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_{\mathrm{ON}}-----------\left(1\right)$

其中V_IN为变压器10的输入电压；L_P为变压器10的一次侧绕组N_P的电感值；T_ON则为切换信号V_PWM的导通时间。

当切换信号V_PWM下降到低电位时，储存在变压器10的能量将释放到变压器10的二次侧，并通过一整流器40传输能量到电源供应器的输出端。二次侧切换电流I_S的峰值I_SA可以表示为：

$I_{\mathrm{SA}}=\frac{(V_O+V_F)}{L_S}{\×T}_{\mathrm{DSD}}-------------\left(2\right)$

其中V_O为电源供应器的输出电压；V_F为跨于整流器40的顺向压降；L_S则为变压器10的二次侧绕组N_S的电感值；T_DSD则为不连续导通模式下，二次侧切换电流I_S的放电时间。

当切换信号V_PWM下降到低电位时，变压器10的辅助绕组N_A将产生反射电压V_AUX。该反射电压V_AUX可以表示为：

$V_{\mathrm{AUX}}=\frac{T_{\mathrm{NA}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×(V_O+V_F)-------------\left(3\right)$

其中T_NA与T_NS分别代表变压器10的辅助绕组N_A与二次侧绕组N_S的绕组匝数。

综上所述，当二次侧切换电流I_S下降到零时，反射电压V_AUX将开始减少，此时变压器10的储能将完全释放出来。而方程式(2)的放电时间T_DSD可以自切换信号V_PWM的下降边缘到反射电压V_AUX的下降点测量出来。

配合图1，请参考图3，为图1的电源供应器操作在连续导通模式下的各点信号波形图。上述的连续导通模式是指在下一个切换周期开始之前，变压器的储能并未完全释放出来。当电源供应器操作在连续导通模式下，一次侧切换电流I_P的峰值I_P(PEAK)为：

I_P(PEAK)＝I_PA+I_PB--------------------------------------(4)

$I_{\mathrm{PA}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_{\mathrm{ON}}-----------\left(5\right)$

其中I_PB表示为储存于变压器10中的能量。

当切换信号V_PWM下降为低电位时，变压器10的储能将传递到变压器10的二次侧。因此，通过一次侧切换电流I_P与变压器10的绕组匝数可以决定二次侧切换电流I_S。该二次侧切换电流I_S的峰值I_S(PEAK)可以表示为：

$I_{S\left(\mathrm{PEAK}\right)}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×I_{P\left(\mathrm{PEAK}\right)}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×(I_{\mathrm{PA}}+I_{\mathrm{PB}})------------\left(6\right)$

其中T_NP为变压器10的一次侧绕组N_P的匝数。

参考图4，为本发明切换式控制装置的较佳实施例。一波形检测器300通过采样一次侧切换电流信号V_IP用以产生电流波形信号V_A与V_B。放电时间检测器100通过变压器10的辅助绕组N_A用以检测二次侧切换电流I_S的放电时间T_DSD/T_DSC。振荡器200产生振荡信号PLS，用来决定切换信号V_PWM的切换频率。积分器500通过积分平均电流信号I_AVG与放电时间T_DSD/T_DSC用来产生积分信号V_X。由于同时考虑不连续导通模式与连续导通模式两种情况，依据该电流波形信号V_A与V_B用以产生该平均电流信号I_AVG。积分器500的时间常数与切换信号V_PWM的切换周期T成正比例的关，该积分信号V_X正比于电源供应器的输出电流I_O。

脉冲宽度控制器包含运算放大器71与参考电压V_REF1所组成的误差放大器，用以达成输出电流控制。比较器75结合脉冲宽度调制电路400，依据该误差放大器的输出用以控制切换信号V_PWM的脉冲宽度。该误差放大器放大该积分信号V_X，并且提供回路增益用以输出电流控制。由检测该一次侧切换电流IP到调制该切换信号V_PWM的脉冲宽度这一条路径形成一电流控制回路。该电流控制回路依据参考电压V_REF1用以控制一次侧切换电流I_P的振幅值。而二次侧切换电流I_S与一次侧切换电流I_P成比例上的关系，如方程式(6)所示。请一并参考图2与图3所显示的波形图，电源供应器的输出电流I_O为二次侧切换电流I_S的平均值。因此，电源供应器的输出电流I_O可以表示为：

$I_O=(I_{\mathrm{SB}}\×\frac{T_{\mathrm{DS}}}{T})+(I_{\mathrm{SA}}\×\frac{T_{\mathrm{DS}}}{2T})-----------\left(7\right)$

其中T_DS表示为不连续导通模式下的T_DSD或连续导通模式下的T_DSC。因此，电源供应器的输出电流I_O可得到稳定调整。

一次侧切换电流I_P通过电流检测电阻30转换成一次侧切换电流信号V_IP。波形检测器300检测一次侧切换电流信号V_IP并产生电流波形信号V_A与V_B。积分信号V_X可通过下列所示的方程式(7)来设计：

$V_X=(V_B+\frac{V_A-V_B}{2})\×\frac{T_{\mathrm{DS}}}{T_I}------------\left(8\right)$

其中

$V_A=\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×(I_{\mathrm{SA}}+I_{\mathrm{SB}})------------\left(9\right)$

$V_B=\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_{\mathrm{SB}}-----------\left(10\right)$

其中T_I为积分器500的时间常数。

参考方程式(7)-(10)，积分信号V_X可以整合成：

$V_X=\frac{T}{T_I}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O-------------\left(11\right)$

由此可以得知，积分信号V_X正比于电源供应器的输出电流I_O。当输出电流I_O增加时，积分信号V_X增加。然而，通过电流控制回路的稳定调整，积分信号V_X的最大值受到参考电压V_REF1所限制。在电流控制回路的反馈控制下，最大输出电流I_O(MAX)表示为：

$I_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×V_{R1}}{1+(G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×\frac{R_S}{K})}--------------\left(12\right)$

其中K为常数而等于T_I/T；V_R1为参考电压V_REF1的电压值；G_A为误差放大器的增益；G_SW则为切换电路的增益。

假使电流控制回路的回路增益很高(G_A×G_SW＞＞1)，最大输出电流I_O(MAX)可以表示为：

$I_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}=K\×\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{V_{R1}}{R_S}--------------\left(13\right)$

电源供应器的最大输出电流I_O(MAX)将依据参考电压V_REF1的大小而被稳定调整成为固恒定电流。输出电压V_O与输出电流I_O的对应关系，可通过图5所示的曲线示意图得知。

本发明较佳实施例中用以产生切换信号V_PWM的脉冲宽度调制电路400包含D型触发器95、反相器93、与门91与与门92。D型触发器95的输入端D由供应电压V_CC所提供。振荡信号PLS通过反相器93来设定D型触发器95。而D型触发器95的输出端Q连接至与门92的第一输入端。与门92的第二输入端则连接至反相器93的输出端。与门92的输出端同时也是可产生该切换信号V_PWM的脉冲宽度调制电路400的输出端。D型触发器95根据与门91的输出端来进行重置。与门91的第一输入端接收电压回路信号S_V，该电压回路信号S_V由电压控制回路所产生出来，该电压控制回路用来稳定调整电源供应器的输出电压V_O。电流回路信号S_I由比较器75输出端产生出来，同时输出至与门91的第二输入端，用以达成输出电流控制。其中比较器75的正端连接至运算放大器71的输出端，而该比较器75的负端连接至振荡器200，由斜坡信号RMP所提供。该电压回路信号S_V与该电流回路信号S_I可重置D型触发器95，用以限制与调整切换信号V_PWM的脉冲宽度，同时也达到稳定调整输出电压V_O与输出电流I_O。

参考图6，为本发明较佳实施例的波形检测器示意图。第一比较器310的正端连接至电流检知端VS，用以接收正比于变压器一次侧切换电流I_P的一次侧切换电流信号V_IP，其负端连接至第一电容321，该第一电容321可维持一次侧切换电流信号V_IP的峰值。第一恒定电流源305对于第一电容321进行充电。第一开关311连接至第一恒定电流源305与第一电容321之间。第一比较器310的输出端用以对该第一开关311进行导通或截止。当该第一开关311导通时，第一恒定电流源305用以对该第一电容321进行充电，此时跨于第一电容321两端得到峰值电压信号V_SP。配合图3，该峰值电压信号V_SP正比于I_PA加上I_PB的总和电流。第一晶体管308与第一电容321并联，用来对第一电容321进行放电。第三开关312用以周期性地采样自第一电容321到第三电容322的峰值电压信号V_SP。接着，跨于第三电容322两端得到斜率电流波形信号V_A。

第二开关314连接至电流检知端VS与第二电容324之间。第二电容324用来保持一次侧切换电流信号V_IP的初值。跨于第二电容324因而得到电压信号V_SI。配合图3，初值电压信号V_SI正比于电流I_PB的电流值。第二晶体管309与第二电容324并联，用来对第二电容324进行放电。第四开关315用以周期性地采样自第二电容324到第四电容325的初值电压信号V_SI。接着，跨于第四电容325两端得到偏移电流波形信号V_B。

参考图6，反相器351、电流源352、晶体管353、电容354与与门355组成第一时间延迟电路。反相器361、电流源362、晶体管363、电容364、与门365与反相器366组成第一单次触发信号产生器，用来输出储存信号STR，该储存信号STR为单次触发信号。第一时间延迟电路的输入端由切换信号V_PWM所提供。电流源352的电流I₃₅₂与电容354的电容值决定第一时间延迟电路的延迟时间。该第一时间延迟电路的输出端连接至第一单次触发信号产生器的输入端。电流源362的电流I₃₆₂与电容364的电容值决定储存信号STR的脉冲宽度。储存信号STR控制第二开关314用来采样一次侧切换电流信号V_IP的初始值。因此，依据一延迟切换信号的上升边缘用以产生储存信号STR。在该延迟时间之后，依据切换信号V_PWM的上升边缘用以产生延迟切换信号。加入延迟时间是为了避免来自于切换突波的干扰。

参考图7，为本发明较佳实施例的积分器示意图。第一计时运算放大器510、第一计时电阻511与第一计时晶体管512组成第一电压转电流转换器，依据偏移电流波形信号V_B用以产生第一可规划电流I₅₁₂。晶体管514、515与519组成第一镜像电流电路，通过映射第一可规划电流I₅₁₂用以产生电流I₅₁₅与电流I₅₁₉。晶体管516与517组成第二镜像电流电路，通过映射电流I₅₁₅用以产生电流I₅₁₇。第二计时运算放大器530、第二计时电阻531与第二计时晶体管532组成第二电压转电流转换器，依据斜率电流波形信号V_A用以产生第二可规划电流I₅₃₂。晶体管534与535组成第三镜像电流电路，通过映射第二可规划电流I₅₃₂用以产生电流I₅₃₅。晶体管536与537组成第四镜像电流电路，依据电流I₅₃₅与电流I₅₁₇用以产生电流I₅₃₇。电流I₅₃₇可以表示为：

I₅₃₇＝I₅₃₅-I₅₁₇

晶体管536的几何大小为晶体管537的两倍。因此，电流I₅₃₆的电流大小为电流I₅₃₇的两倍。晶体管538与539组成第五镜像电流电路，通过映射电流I₅₃₇用以产生电流I₅₃₉。晶体管519的漏极与晶体管539互相连接，通过加总电流I₅₁₉与电流I₅₃₉用以产生平均电流信号I_AVG。平均电流信号I_AVG可以表示为：

$I_{\mathrm{AVG}}=\frac{V_B}{R_{511}}+\frac{(\frac{V_A}{R_{531}}-\frac{V_B}{R_{511}})}{2}-------------\left(14\right)$

第一计时电阻511、第二计时电阻531与计时电容570决定积分器500的时间常数，第二计时电阻531与第一计时电阻511为正比例的关系。当设定第二计时电阻531的电阻值等于第一计时电阻511的电阻值，方程式(14)可以重新写成：

$I_{\mathrm{AVG}}=\frac{1}{R_{511}}\×(V_B+\frac{V_A-V_B}{2})------------\left(15\right)$

第五开关550连接至晶体管519的漏极与计时电容570之间。开关550的导通仅在二次侧切换电流I_S的放电时间T_DS这段周期。第三晶体管560与计时电容570并联，用来对计时电容570进行放电。第六开关551用来提供周期性地采样跨于计时电容570到输出电容571的电压。跨于输出电容571两端因而产生积分信号V_X。

$V_X=\frac{1}{R_{511}{C}_{570}}\×(V_B+\frac{V_A-V_B}{2})\×T_{\mathrm{DS}}-------------\left(16\right)$

参考图8，为本发明较佳实施例的振荡器示意图。振荡运算放大器201、振荡电阻210与第六振荡晶体管250组成第三电压转电流转换器。该第三电压转电流转换器依据参考电压V_REF2用以产生参考电流I₂₅₀。第一振荡晶体管251、第二振荡晶体管252、第三振荡晶体管253、第四振荡晶体管254与第五振荡晶体管255组成镜像电流电路，依据参考电流I₂₅₀用以产生振荡充电电流I₂₅₃与振荡放电电流I₂₅₅。晶体管253的漏极产生振荡充电电流I₂₅₃，晶体管255的漏极产生振荡放电电流I₂₅₅。第一振荡开关230连接至晶体管253的漏极与振荡电容215之间。第二振荡开关231连接至晶体管255的漏极与振荡电容215之间，跨于振荡电容215两端得到斜坡信号RMP。振荡比较器205的正端连接至振荡电容215，振荡比较器205的输出端产生振荡信号PLS，该振荡信号PLS决定切换频率，并且可导通或截止第三开关312、315与第六开关551。第三振荡开关232的第一端由一高临界电压V_H所提供，第四振荡开关233的第一端由低临界电压V_L所提供。第三振荡开关232的第二端与第四振荡开关233的第二端共同连接至振荡比较器205的负端。振荡反相器260的输入端连接至振荡比较器205的输出端，用以产生反相振荡信号/PLS。振荡信号PLS用以导通或截止第二振荡开关231与第四振荡开关233。反相振荡信号/PLS用以导通或截止第一振荡开关230与第三振荡开关232。反相器261、262、263与264彼此串联连接。第一反相器261的输入端由振荡信号PLS所提供。与门270的输出端产生清除信号CLR，其第一输入端连接至反相器264的输出端，其第二输入端连接至第一反相器261的输出端。清除信号CLR用以导通或截止第一晶体管308、第二晶体管309与第三晶体管560。振荡电阻210的电阻值R₂₁₀与振荡电容215的电容值决定切换信号V_PWM的切换周期T。

$T=\frac{C_{215}\×V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}2}/R_{210}}=R_{210}\×C_{215}\×\frac{V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}2}}-------------\left(17\right)$

其中V_OSC＝V_H-V_L，C₂₁₅为振荡电容215的电容值。

参考图9，为本发明较佳实施例的放电时间检测器示意图。第一零点检测反相器150、晶体管122、第一零点检测恒定电流源120、第一零点检测电容121与第一零点检测与门155组成第二时间延迟电路，该第二时间延迟电路的输入端由切换信号V_PWM所提供。该第二时间延迟电路对于切换信号V_PWM的下降边缘提供一传输延迟。第一零点检测恒定电流源120的电流I₁₂₀与第一零点检测电容121的电容值决定传输延迟的时间。反相器151、反相器152、晶体管125、第二零点检测恒定电流源123、第二零点检测电容124与第二零点检测与门156组成第二单次触发信号产生器，用以产生电压采样信号SMP。该第二单次触发信号产生器的输入端连接至第二时间延迟电路的输出端，这也是第一零点检测与门155的输出端。第二零点检测恒定电流源123的电流I₁₂₃与第二零点检测电容124的电容值决定电压采样信号SMP的脉冲宽度。

零点检测运算放大器101的动作如同缓冲放大器，其负端与输出端互相连接，其正端也是缓冲放大器的输入端，连接至电压检测端VDET。该电压检测端VDET通过电阻50连接至变压器10的辅助绕组N_A，用以检测反射电压V_AUX。采样开关109连接至缓冲放大器的输出端与采样电容112之间。通过电压采样信号SMP来控制采样开关109的导通或截止。因此，反射电压V_AUX的采样动作如同电压V_DET。跨于采样电容112两端将维持着电压V_DET。一零点检测比较器105用来检测反射电压V_AUX的降低。零点检测比较器105的正端连接至采样电容112。一临界电压106连接至零点检测比较器105的负端与缓冲放大器的输出端之间，用来提供一临界值用以检测反射电压V_AUX的降低。因此，当反射电压V_AUX的减量大于临界电压106时，零点检测比较器105将产生高电位。第四零点检测反相器115的输入端由切换信号V_PWM所提供。第五零点检测反相器116的输入端由电压采样信号SMP所提供。第三零点检测与门119的第一输入端连接至零点检测比较器105的输出端。

第一SR型触发器117与第二SR型触发器118分别具有一上升边缘触发设定输入端与一高电位触发重置输入端。第二SR型触发器118的设定端(S)连接至第五零点检测反相器116的输出端，其重置端(R)由切换信号V_PWM所提供，其输出端(Q)连接至第三零点检测与门119的第二输入端。第一SR型触发器117的输出端(Q)连接至第四零点检测与门114的第一输入端。第四零点检测与门114的第二输入端连接至第四零点检测反相器115的输出端。第四零点检测与门114的输出端产生放电时间信号S_DS。第一SR型触发器117的设定端(S)也连接至第四零点检测反相器115的输出端，其重置端(R)连接至第三零点检测与门119的输出端。放电时间信号S_DS用以导通或截止开关550。放电时间信号S_DS的脉冲宽度与二次侧切换电流I_S的放电时间T_DS成正比例的关系。

综合图4、图6与图8，积分信号V_X与二次侧切换电流I_S和电源供应器的输出电流I_O成正比例的关系。因此，方程式(11)可以重新写成：

$V_X=m\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O-----------\left(18\right)$

其中m为常数，可以表示为：

$m=\frac{R_{210}\×C_{215}}{R_{511}\×C_{570}}\×\frac{V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}2}}-----------\left(19\right)$

第一计时电阻511的电阻值R₅₁₁与振荡电阻210的电阻值R₂₁₀成正比例的关系。计时电容570的电容值C₅₇₀与振荡电容215的电容值C₂₁₅成正比例的关系。因此，积分信号V_X正比于电源供应器的输出电流I_O。

以上所述，仅为本发明其中的较佳实施例而已，并非用来限定本发明的实施范围；即凡依本发明权利要求书所作的均等变化与修饰，皆为本发明专利范围所涵盖。

Claims (6)

1.一种切换式控制装置，应用于电源供应器的变压器一次侧，用以控制电源供应器的输出电流，其特征在于包括有：

波形检测器，通过电流检知元件，采样该变压器一次侧切换电流，用以产生电流波形信号；

放电时间检测器，连接至该变压器一次侧，用以检测该变压器二次侧切换电流的放电时间；

积分器，连接于该波形检测器与该放电时间检测器，取得该放电时间与该电流波形信号，用以产生积分信号；及

脉冲宽度控制器，连接该积分器，接收该积分信号，用以产生切换信号，该切换信号的切换周期正比于该积分器的时间常数，且该切换信号用以切换该变压器，并且依据第一参考电压来稳定调整该电源供应器的输出电流；及

振荡器，其输出端连接该波形检测器、该积分器及该脉冲宽度控制器的输入端，该振荡器提供振荡信号给该波形检测器、该积分器及该脉冲宽度控制器，并且该振荡信号决定该切换信号的切换频率。

2.如权利要求1所述的切换式控制装置，其中，该脉冲宽度控制器包括有：

运算放大器，其负端连接该积分器以接收该积分信号，其正端连接于该第一参考电压，该运算放大器用以放大该积分信号；

比较器，其正端连接于该运算放大器的输出端，其负端连接所述振荡器的输出端；及

脉冲宽度调制电路，连接于所述比较器的输出端，依据该放大的积分信号，控制该切换信号的脉冲宽度，并依据该第一参考电压来稳定调整该电源供应器的该输出电流。

3.如权利要求1所述的切换式控制装置，其中，该波形检测器包括：

第一比较器，由其正端取得该变压器一次侧切换电流信号，并且其负端连接至第一电容，用以维持该变压器一次侧切换电流信号的峰值，并于第一比较器的输出端输出用以控制该波形检测器中的第一开关导通或截止的信号，该变压器一次侧切换电流信号的数值正比于该一次侧切换电流的数值；

第一恒定电流源，通过该第一开关对该第一电容进行充电；

第一晶体管，并联连接该第一电容，用以对该第一电容进行放电；

第二电容，通过第二开关取得该变压器一次侧切换电流信号，并维持该变压器一次侧切换电流信号的初始值；该第二开关根据储存信号来进行导通或截止，该储存信号为该切换信号延迟后所产生的信号；

第二晶体管，并联连接该第二电容，用以对该第二电容进行放电；

第三电容，通过第三开关连接于第一电容，所述第三开关周期性地采样自第一电容到第三电容的峰值电压信号，用以产生斜率电流波形信号；及

第四电容，通过第四开关连接于第二电容，所述第四开关周期性地采样自第二电容到第四电容的初值电压信号，用以产生偏移电流波形信号。

4.如权利要求3所述的切换式控制装置，其中，该积分器包括：

第一电压转电流转换器，依据该波形检测器输出的偏移电流波形信号，用以产生第一可规划充电电流；

第二电压转电流转换器，依据该波形检测器输出的斜率电流波形信号，用以产生第二可规划充电电流；

计时电容，通过第五开关取得该第一可规划充电电流与该第二可规划充电电流相加所产生的平均电流信号，以进行充电；

第三晶体管，并联连接该计时电容，用来对该计时电容进行放电；

输出电容，通过第六开关连接于计时电容，所述第六开关周期性地采样自计时电容到输出电容的电压，用以产生该积分信号。

5.如权利要求4所述的切换式控制装置，其中，该振荡器包括有：

第三电压转电流转换器，具有振荡运算放大器、振荡电阻与第六振荡晶体管，该振荡运算放大器的正端连接第二参考电压，该振荡运算放大器的负端同时连接于该振荡电阻的一端与该第六振荡晶体管的源极，该振荡运算放大器的输出端连接于该第六振荡晶体管的栅极，该第六振荡晶体管的漏极依据该第二参考电压产生参考电流；

第一振荡镜像电流电路，具有第一振荡晶体管、第二振荡晶体管与第三振荡晶体管，其中该第一振荡晶体管的漏极连接于所述第六振荡晶体管的漏极，该第三振荡晶体管依据该参考电流产生振荡充电电流；

第二振荡镜像电流电路，具有串联于所述第二振荡晶体管的第四振荡晶体管以及串联于第三振荡晶体管的第五振荡晶体管，其中该第五振荡晶体管产生振荡放电电流；

振荡电容，其一端通过第一振荡开关连接至该第三振荡晶体管的漏极并通过第二振荡开关连接至该第五振荡晶体管的漏极；

振荡比较器，其正端连接至该振荡电容，产生所述振荡信号用以导通或截止该第二振荡开关，以及提供所述振荡信号给所述波形检测器、积分器和脉冲宽度控制器；

第三振荡开关，其第一端连接到高临界电压，第二端连接至该振荡比较器的负端；

第四振荡开关，其第一端连接到低临界电压，第二端连接至该振荡比较器的负端，受控于该振荡信号；

振荡反相器，其输入端连接至该振荡比较器的输出端，产生一个反相振荡信号，用以导通或截止该第一振荡开关与该第三振荡开关；

第一反相器、第二反相器、第三反相器与第四反相器串联连接，其中该第一反相器的输入端由该振荡信号所提供；及

与门，用以产生清除信号，其中该与门的第一输入端连接至该第四反相器的输出端，其中该与门的第二输入端连接至该第一反相器的输出端，其中该清除信号用以导通或截止该波形检测器内部的第一晶体管、第二晶体管与该积分器内部的第三晶体管。

6.如权利要求1所述的切换式控制装置，其中，该放电时间检测器包括有：

延迟电路，对于该切换信号的下降边缘提供传输延迟，其中该传输延迟的时间由所述延迟电路内部的第一零点检测恒定电流源的电流与第一零点检测电容的电容值所共同决定，其中该第一零点检测恒定电流源串联连接该第一零点检测电容；

单次触发信号产生器，连接于该延迟电路，根据该传输延迟用以产生电压采样信号，该电压采样信号的脉冲宽度由所述单次触发信号产生器内部的第二零点检测恒定电流源的电流与第二零点检测电容的电容值所共同决定，其中该第二零点检测恒定电流源串联连接该第二零点检测电容；

零点检测运算放大器，其正端连接至该变压器一次侧的一个辅助绕组，用以检测反射电压；

采样电容，其第一端通过采样开关连接至该零点检测运算放大器的输出端，根据该采样开关的导通或截止用以采样该反射电压；

零点检测比较器，其正端连接该采样电容的第一端，负端连接至临界电压元件的一端以接收临界电压，该临界电压元件的另一端还连接至该零点检测运算放大器的负端与该零点检测运算放大器的输出端；

第四零点检测反相器，具有用以接收该切换信号的输入端；

第五零点检测反相器，具有用以接收该电压采样信号的输入端；

第三零点检测与门，具有连接至该零点检测比较器的输出端的第一输入端；

第四零点检测与门，用以产生放电时间信号，其中该第四零点检测与门的第一输入端连接至该第四零点检测反相器的输出端；

第一SR型触发器，其输出端连接至该第四零点检测与门的第二输入端，设定端连接至该第四零点检测反相器的输出端，重置端连接至该第三零点检测与门的输出端；及

第二SR型触发器，其设定端连接至该第五零点检测反相器的输出端，重置端接收该切换信号，输出端连接至该第三零点检测与门的第二输入端。

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