CN114977818A - 隔离电源转换器的控制电路和控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种隔离电源转换器的控制电路和控制方法，涉及隔离电源转换器技术领域。该控制电路包括第一检测电路，该第一检测电路检测次级侧输出电压并产生占空比与次级侧输出电压的值成比例的脉冲波调制(PWM)信号。PWM通过转换器电气隔离传输到初级侧，初级侧电路接收PWM信号并输出控制信号。控制器根据控制信号确定次级侧输出电压的值，并使用该值来控制隔离式功率转换器的初级侧功率开关器件，以将次级侧输出电压调节在选定值。

Description

隔离电源转换器的控制电路和控制方法
相关申请
本专利申请要求于2021年5月14日提交的专利申请号63/188，752的美国专利申请的优先权，专利申请号63/188，752这个美国专利申请的公开内容以引用方式全文并入于此。
技术领域
本发明涉及隔离电源转换器技术领域，具体涉及一种用于准确检测隔离电源转换器的输出电压并将检测到的输出电压跨过转换器隔离势垒传输，实现响应时间快、准确地调节隔离电源转换器的输出电压的控制电路和控制方法。
背景技术
隔离电源转换器广泛用于电池充电器、数据中心电源、手机、平板电脑和笔记本电脑等设备的充电器等应用中。图1示出了基于现有技术的隔离式DC-DC转换器的例子。参考图1，在隔离式转换器中，初级(输入)侧与次级(输出)侧电气隔离，这可以通过变压器T来实现。输出电压Vo的调节是通过一个数字控制器，例如微控制器单元(或单片机)MCU2。为了实现电压调节，基于输出电压Vo的诸如误差电压的反馈信号被用作控制器MCU2的输入。由于需要保持输入侧和输出侧之间的电气隔离，通常使用模拟光耦合器OP1将次级侧的误差电压Verror1转换为初级侧的误差电压Verror2，作为控制器MCU2的输入。然而，当前方法的局限性在于误差电压Verror2与输出电压Vo不成正比，因此无法在初级侧获得精确的输出电压信息。
发明内容
第一方面，本发明提供一种隔离电源转换器的控制电路，包括：
第一检测电路，检测所述隔离电源转换器的次级侧输出电压并产生占空比与所述次级侧输出电压值成比例的PWM信号；
第一隔离器，将PWM信号通过电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
第一初级侧电路，接收来自第一隔离器的PWM信号并输出控制信号；和
第一微控制器，根据控制信号确定次级侧输出电压的值并控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
优选的，所述第一初级侧电路包括滤波器，所述滤波器对来自所述第一隔离器的PWM信号进行滤波；
其中，所述控制信号包括滤波后的PWM信号，滤波后的PWM信号具有与次级侧输出电压值成比例的电压值。
优选的，所述第一检测电路包括产生所述PWM信号的比较器。
优选的，所述第一检测电路包括产生所述PWM信号的第二微控制器。
优选的，还包括反馈电路，所述反馈电路包括：
第二检测电路，检测隔离电源转换器的次级侧输出电压，并使用检测到的次级侧输出电压和参考电压产生误差电压；
第二隔离器，将误差电压通过电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
其中，
使用所述参考电压确定稳态输出电压；
所述第一微控制器利用所述稳态输出电压和所述控制信号的稳态值计算稳态增益，并使用稳态增益校准第一检测电路的实际增益，确定实际的次级侧输出电压；
所述第一微控制器控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
优选的，所述第二检测电路包括产生所述误差电压的误差放大器。
优选的，所述第一初级侧电路包括采样电路，所述采样电路包括电容器，所述电容器根据从所述第一隔离器接收到的PWM信号的占空比进行充电和放电；
其中，所述第一微控制器根据从第一隔离器接收到的PWM信号的周期设定采样时间，对所述电容器两端的电压进行采样；
所述控制信号包括电容器两端的采样电压。
优选的，所述第一隔离器将所述PWM信号输出至所述第一微控制器；
其中，所述第一微控制器测量PWM信号的逻辑高电平时间间隔，并使用所述逻辑高电平时间间隔控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
优选的，所述第一初级侧电路包括开关，所述开关通过减少从所述第一隔离器接收到的PWM信号的下降时间和上升时间来对所述PWM信号进行整形。
优选的，所述第一检测电路包括第二微控制器，所述第二微控制器根据所述输出电压产生PWM信号和PWM误差信号；
其中，
第一隔离器将PWM信号通过电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
第二隔离器将PWM误差信号电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
第一初级侧电路对PWM信号进行滤波，并输出第一控制信号；
包括滤波器的第二初级侧电路对PWM误差信号进行滤波，并输出第二控制信号；
第一微控制器根据所述第一控制信号和第二控制信号控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
第二方面，本发明提供一种隔离电源转换器的控制方法，包括：
使用产生占空比与次级侧输出电压值成比例的PWM信号的第一检测电路来检测隔离电源转换器的次级侧输出电压；
使用第一隔离器将所述PWM信号通过电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
使用初级侧第一隔离器接收到的PWM信号产生控制信号；和
使用第一微控制器从控制信号中确定次级侧输出电压的值，并使用次级侧输出电压的值来控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节到选定的价值。
优选的，所述控制信号是使用第一初级侧电路产生的，所述第一初级侧电路包括对来自所述第一隔离器的PWM信号进行滤波的滤波器；
其中，控制信号是滤波后的PWM信号，滤波后的PWM信号具有与次级侧输出电压值成比例的电压值。
优选的，所述次级侧输出电压是使用第一检测电路来检测的，所述第一检测电路包括产生所述PWM信号的比较器。
优选的，使用包括产生所述PWM信号的第二微控制器的第一检测电路，检测所述次级侧输出电压。
优选的，包括：
使用第二检测电路检测隔离电源转换器的次级侧输出电压，并使用检测到的次级侧输出电压和参考电压来产生误差电压；
使用第二隔离器将误差电压跨过电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
其中，
使用参考电压确定稳态输出电压；
第一微控制器利用稳态输出电压和控制信号的稳态值计算稳态增益，并使用稳态增益校准第一检测电路的实际增益，以确定实际的次级侧输出电压；
第一微控制器控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
优选的，所述第二检测电路包括产生所述误差电压的误差放大器。
优选的，所述第一初级侧电路包括采样电路，所述采样电路包括电容器，所述电容器根据从所述第一隔离器接收的所述PWM信号的占空比进行充电和放电；
其中，所述第一微控制器根据从第一隔离器接收到的PWM信号的周期设定采样时间，对所述电容器两端的电压进行采样；
所述控制信号包括电容器两端的采样电压。
优选的，所述第一隔离器将所述PWM信号输出到所述第一微控制器；
其中，所述第一微控制器测量PWM信号的逻辑高电平时间间隔，并使用所述逻辑高电平时间间隔控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
优选的，通过减少PWM信号的下降时间和上升时间来对在初级侧从第一隔离器接收的PWM信号进行整形。
优选的，所述第一检测电路包括第二微控制器，所述第二微控制器根据所述输出电压产生PWM信号和PWM误差信号；
其中，
第一隔离器将PWM信号通过电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
第二隔离器将PWM误差信号电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
第一初级侧电路对PWM信号进行滤波，并输出第一控制信号；
包括滤波器的第二初级侧电路对PWM误差信号进行滤波，并输出第二控制信号；
第一微控制器根据所述第一控制信号和第二控制信号控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
第三方面，本发明提供一种隔离电源转换器，包括如上述所述的控制电路。
优选的，隔离电源转换器的输出电压被转换为PWM信号，PWM信号的占空比与输出电压成正比，PWM信号从电气隔离的一侧传输到电气隔离的另一侧并且占空比保持不变，并且PWM信号的DC值由低通滤波器获得。
优选的，误差放大器反馈回路用于将转换器输出电压调节到其稳定状态，并且基于脉宽调制的输出电压检测电路的输出由误差放大器反馈回路校准以消除模拟基于脉宽调制的输出电压检测电路中的误差。
优选的，转换器输出电压被转换成逻辑高电平的时间间隔与输出电压成正比的数字信号，数字信号从电气隔离的一侧传输到电气隔离的另一侧，并且逻辑高电平的时间间隔保持不变，逻辑高电平信号的时间间隔由数字控制器计算(即检索)。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是基于现有技术的隔离电感-电感-电容(LLC)转换器的示意图，其作为DC-DC转换器操作，在初级侧具有控制器；
图2是根据一个实施例的输出电压检测电路的示意图；
图3显示了图2所示输出电压检测电路的典型波形图；
图4是根据现有技术可用于生成锯齿波形的示意图；
图5是根据一个实施例的用输出电压误差放大器来校准基于脉宽调制的输出电压检测电路精度的示意图；
图6是根据另一个实施例的用输出电压误差放大器来校准基于脉宽调制的输出电压检测电路精度的示意图；
图7是根据一个实施例的在初级侧使用数字控制器和在次级侧使用另一个数字控制器的输出电压检测电路的示意图；
图8是根据另一实施例的在初级侧使用数字控制器和在次级侧使用另一个数字控制器的输出电压检测电路的示意图；
图9A和9B是显示用于图8的实施例的分别检测高输出电压和低输出电压的T_high时间间隔的典型波形的曲线图，非同步采样周期；
图9C和9D是显示出根据另一实施例的分别检测高输出电压和低输出电压的T_high时间间隔的典型波形的曲线图，同步采样周期；
图10是根据一个实施例的输出电压检测电路的示意图；
图11是根据一个实施例的输出电压检测电路的示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图1显示了基于现有技术的具有全桥电感-电感-电容(LLC)谐振转换器作为功率级的隔离式DC-DC转换器。需要说明的是，变压器T用于实现初级侧(虚线左侧)和次级侧(虚线右侧)之间的隔离。Np指变压器初级绕组，Ns1、Ns2指变压器次级绕组。
图1中的MCU2是指微控制器单元。它是一个数字控制器，用于通过向功率转换器初级侧的功率开关Q1-Q4提供开关信号(GQ1-GQ4)来控制LLC转换器的工作。在该电路中，输出电压Vo调节是通过将误差电压Verror2的值从次级侧跨过电气隔离传输到初级侧来实现的，以供数字控制器MCU2使用。
在图1中，MCU2放置在电源的初级侧。次级侧的输出电压Vo通过与稳压器TL431相连的电阻分压电路(Rb1、Rb2)，稳压器TL431内设置参考电压Vref并包括OpAmp。TL431的输出(Verror1)发生变化，因此，通过模拟光耦合器OP1的二极管的电流发生变化。模拟光耦OP1的输出电流(即通过双极结型晶体管(BJT)的电流)与其输入电流(即通过二极管的电流)成正比，因此初级侧的误差电压Verror2，也发生变化。Verror2通过ADC21引脚由MCU2中的模数转换器(ADC)转换为数字值。MCU2对误差信息进行处理，并通过四个栅极驱动信号GQ1-GQ4产生控制信号，例如LLC转换器的开关频率。在某些情况下，MCU2也会检测和使用谐振电流和输入电压。
请注意，Verror2包含输出电压的误差信息。在图1所示的情况下，Verror2取决于补偿网络(R2、C2)、TL431的参考电压Vref、模拟光耦合器OP1的电流传输比(CTR)以及电阻器R1、R3、Rb1和Rb2的值，如公式(1)所示：
Verror2＝f(Vref,R2,C2,CTR,Rb1,Rb2) (1)
其中，f通常是一个复杂的函数。
然而，根据图1的先前方法，Verror2与Vo不成正比，如下所示：
Verror2≠kVo (2)
上式中，≠表示“不相等”，k为常数。
本发明实施例提供的是克服现有方法(例如图1中所示的方法)的限制的电路和电路的控制方法，用于跨隔离电源转换器的电气隔离传输检测的模拟电压。实施例准确地检测并将电压从电气隔离的一侧传输到电气隔离的另一侧。例如，实施例可以检测隔离电源的输出电压并且将检测到的电压从次级侧穿过电气隔离传送到初级侧。尽管实施例可用于任何隔离转换器应用，但它们特别适用于在电气隔离的另一侧需要精确的输出电压信息的应用。根据实施例，这可以通过将与输出电压的值成正比的信号从电气隔离的一侧(次级侧)传输到电气隔离的另一侧(初级侧)来实现，如下所示：
Vop＝kVo (3)
在上式中，Vop是作为初级侧控制器输入的直流信号，Vo是输出电压，参数“k”是常数。因此，Vop与输出电压成正比。
在本发明实施例中，术语“隔离式转换器”是指隔离式AC到DC、DC到DC、DC到AC或AC到AC转换器。隔离式转换器可以基于选自但不限于全桥、反激、电感-电感-电容(LLC)、电感-电容-电容(LCC)等的设计。
图2是根据一个实施例的用于具有初级侧控制器的隔离式转换器的检测和控制电路的电路图。初级侧控制器可以是例如数字信号控制器(DSC)、诸如微控制器单元(MCU，或单片机)的数字控制器、现场可编程门阵列(FPGA)等。合适的控制器的示例是DSPIC33CK128MP205，可用来自美国亚利桑那州钱德勒的Microchip Technology Inc。
例如，图2的实施例可以与具有全桥LLC转换器作为功率级的隔离式DC-DC转换器一起使用，如图5所示。图2的实施例提供Vop作为初级的输入侧控制器(例如MCU2)的ADC输入，如图2所示。Vop可以被原边控制器用来调节输出电压Vo，例如实现输出过压保护(OVP)和输出欠压保护(UVP)，和/或，例如，检测输出电压的变化率，在此基础上加快电源闭环系统的动态响应。图2的实施例基于脉宽调制(PWM)方法。
基于脉宽调制的输出电压检测(PWM Vo检测)：
参考图2，该电路包括一个基于脉宽调制的输出电压检测电路(PWMVo检测电路)，包括电阻分压器Rb3、Rb4，一个锯齿波，和比较器，用于将输出电压转换为PWM信号，一个光耦合器或数字隔离器OP2用于将PWM信号传输到电气隔离初级侧，初级侧滤波器用以恢复PWM信息。输出电压Vo由电阻分压器Rb3、Rb4分压以产生Vo1。比较器将Vo1与频率为Fsaw和周期为Tsaw＝1/Fsaw的锯齿电压Vsw进行比较。可用于产生Fsaw的电路示例如图4所示。比较器的输出是逻辑高电平时间间隔为T_high的逻辑信号，定义如下：
T_high＝Vo1/Vpk*Tsaw (4)
在上式中，Vpk是锯齿波信号的峰值电压。锯齿波信号的最小值为零。
比较器输出信号的占空比D可以定义为
D＝T_high/Tsaw，然后D＝Vo1/Vpk (5)
因为Tsaw和Vpk是固定值。因此，时间间隔T_high与Vo1成正比，Vo1与Vo成正比。等效地，值D与Vo1成正比。通过检测D或T_high的值，可以测量输出电压值Vo。
比较器的输出电压(VPWMS)，可称为逻辑信号，驱动光耦合器或数字隔离器OP2。光耦合器或数字隔离器将逻辑信号从具有电隔离的隔离转换器的次级侧传输到初级侧。VPWMP(光耦合器或数字隔离器的输出，OP2)将具有与VPWMS相同的形状，如图3所示，它显示了图2实施例的关键波形。值得注意的是，VPWMP的峰值是Vccp，它是施加到光耦合器或数字隔离器OP2初级侧的电源电压。
在本发明实施例中，除非另有说明，否则术语“光耦合器”和“数字隔离器”可互换使用并且具有相同的含义(即，它们执行有效等效的功能)。在附图中，光耦合器的符号用于光耦合器实现和数字隔离器实现。对于光耦合器，信号从二极管侧(即输入)传输到BJT侧(即输出)。例如，在图2的情况下，信号从光耦合器的右侧传输到左侧。数字隔离器可以作为集成电路(IC)提供，并且不使用光学元件来跨电气隔离传输信号，并且通常具有比光耦合器更快的响应时间。
在图2的实施例中，用RF1、CF1和RF2、CF2实现的低通RC滤波器用于滤除Fsaw的频率分量并取回VPWMP的平均值。平均值为Vop，可表示为：
Vop＝D*Vccp＝Vo1*Vccp/Vpk＝Vo*Rb4/(Rb3+Rb4)*Vccp/Vpk (6)
或Vop＝Gain_Vo_PWM*Vo (6.1)并且Gain_Vo_PWM＝Rb4/(Rb3+Rb4)*Vccp/Vpk (6.2)
其中，Gain_Vo_PWM是PWMVo检测的等效增益。因此，Vop与输出电压Vo成正比。初级侧数字控制器MCU2通过模数转换器(ADC)检测Vop。通过本发明实施例，输出电压Vo的值从隔离转换器的次级侧传送到初级侧。
在具体实施过程中，电子电路的元件公差和非理想工作会在上述分析中引入误差。例如，由于组件容差，锯齿波信号的峰值(Vpk)可能与设计参数不同。从式(6)可以看出，如果Vpk变化5％，Vop也会变化5％左右。因此，Vop的容差可能会比较高，例如在实际实现中为5％到20％。
假设对于给定的输出电压值，例如Vo＝30V，在不考虑元件容差的情况下，准确检测到的Vop为3V(Vop＝3V)。基于脉宽调制的输出电压检测电路的增益为0.1，Gain_Vo_PWM＝Vop/Vo＝0.1。如果考虑5％的容差，Vop可能会从3V变为3V+/-5％＝2.85V至3.15V。如果考虑10％的容差，Vop可能会从3V变为3V+/-10％＝2.7V到3.3V。这意味着当实际Vo为30V时，检测到的Vop可能在2.7V到3.3V之间。
需要说明的是，在大多数应用中，Vo检测误差最好小于3％，但一定要小于5％。因此，考虑到转换电路的容差，例如锯齿波信号的Vpk值，基于脉宽调制的输出电压检测电路获得的初级侧电压Vop可能没有足够高的精度来准确调节输出电压Vo。
因此，根据另一个实施例，通过使用误差放大器利用输出电压反馈回路自动校准其稳态工作点，可以显著提高基于脉宽调制的输出电压检测电路的精度。例如，误差放大器可以与模拟光耦合器(OP1)一起实现，如图5所示。合适的器件是具有电压基准和内部误差放大器的三端可调并联稳压器，例如TL431，可从Texas Instruments Inc.(Dallas，TX，USA)购买，当然也可以使用其他类似器件。
如图5所示，误差放大器和反馈补偿网络(R2和C2)用于将输出电压Vo调节到其稳态值。误差电压Verror1使用模拟光耦合器(OP1)从转换器的次级侧传输到初级侧作为Verror2。使用误差放大器电路，输出电压调节的精度由误差放大器的Vref的精度和Rb1和Rb2的精度决定。对于TL431，Vref的容差小于1％。Rb1和Rb2的容差可以在0.1％到1％之间。因此，Vo调节的精度可以好于3％，例如在大多数情况下为1％。
在稳态工作下，输出电压Vo稳定，误差电压Verror2也稳定。Verror2由ADC采样，在本发明实施例例中为MCU2的ADC21输入。同时，基于脉宽调制的输出电压检测电路也产生Vop，由另一个ADC采样，MCU2的ADC22输入。
重要的是，由于在稳态运行时，输出电压Vo保持在稳态值(Vo_ss)，稳态运行时Vop的实际检测值(Vop_act)与Vo_ss的稳态值成正比，即已知值。因此，基于脉宽调制的输出电压检测电路的实际增益可计算为：
Gain_Vo_PWM_act＝Vop_act/Vo_ss (7)
其中，Vop_act是电路在稳定状态下工作时ADC22输入端的实际测量电压。基于脉宽调制的输出电压检测电路在稳态运行时的实际增益值可以使用上述公式计算。因此，通过使用例如图5的实施例中的误差放大器，可以基本上消除基于脉宽调制的输出电压检测电路的容差影响。
参考图5，通过以下非限制性示例进一步描述该实施例。
假设(A)基于脉宽调制的输出电压检测电路的理想增益为0.09；(B)稳态时实测Vop_act为3V；(C)稳态输出电压为Vo_ss＝30V。
那么基于脉宽调制的输出电压检测电路在稳态时的实际增益为Gain_Vo_PWM_act＝3V/30＝0.1。MCU2使用此稳态增益值来校准检测到的Vop以确定实际输出电压。例如，如果测得的VopA＝3.5V，则实际输出电压将使用稳态增益值计算为VoA＝3.5V/0.1＝35V。请注意，如果没有校准，3.5V的VopA将由MCU2使用理想增益值“解释”，如VoA_interpreted＝3.5/0.09＝38.89V，而实际输出电压为35V。同样，使用校准方法，如果测得的Vop为VopB＝2.8V，则实际输出电压VoB将使用稳态增益值计算为VoB＝2.8V/0.1＝28V。可以观察到，上述校准方法显著提高了Vo检测精度。
因此，可以通过以下方式从初级侧准确测量(或计算)次级侧的输出电压Vo：
Vo＝Vop/Gain_Vo_PWM_act (8)
例如稳态时，输出电压Vo＝30V，MCU2的ADC22测得的电压为Vop_act＝3V，则实际(稳态)增益为3V/30V＝0.1。因此，如果测得的Vop为2.5V，则原边的MCU2可以准确预测实际输出电压Vo为25V(＝2.5V/0.1)。同样，如果测得的Vop为3.5V，则实际输出电压Vo可以预测为35V(＝3.5V/0.1)。通过准确测量的输出电压，原边MCU2可以实现准确的输出过压保护和输出欠压保护。MCU2还可以根据实际输出电压进行额外的计算，以达到更好的闭环性能。
在一实施例中，校准过程可以在电源工作期间连续进行。基于脉宽调制的输出电压检测电路的实际增益可能会不断更新。例如，电源刚打开后，温度可能在25℃左右(室温)。锯齿波信号的峰值为Vpk_25。如果电源温度上升到100℃，锯齿波信号的峰值可能会变为Vpk_100，与Vpk_25不同。PWMVo检测电路的实际增益从Gain_25变为Gain_100。通过包含误差放大器和模拟光耦合器的校准环路，基于脉宽调制的输出电压检测电路的实际增益得到更新，实际输出电压Vo可以通过Vop准确测量：Vo＝Vop/Gain_Vo_PWM_act。
如果使用的LLC转换器是具有功率因数校正(PFC)的单级AC到DC整流器，则输出电压Vo将包含一个稳态DC电压，加上倍工频AC纹波电压(欧洲和亚洲为100Hz，以及北美为120Hz)。例如，Vo的直流值可能是Vo_DC＝30V。倍工频AC纹波可能是Vo_rip＝5V(峰峰值)。假设增益为0.1，测得的Vop还将包含Vop_DC＝3V的DC值和Vop_rip＝0.5V(峰峰值)的倍工频AC纹波值。在这种情况下，Vop的稳态值或DC值Vop_DC可用于校准基于脉宽调制的输出电压检测电路的实际增益。Vop_DC可以由MCU2通过取倍工频(100Hz或120Hz)周期内采样的Vop电压的平均值来计算。工作于PFC工况下的PWMVo检测电路的实际增益可以计算为：
Gain_Vo_PWM_act_PFC＝Vop_DC/Vo_DC (8.1)
使用图2所示的基于脉宽调制的输出电压检测电路和图5所示的校准方法，可以通过以下公式准确检测瞬时输出电压：
Vo＝Vop/Gain_Vo_PWM_act_PFC (8.2)
通过本发明实施例提供的准确的输出电压检测，可以准确地检测纹波电压，并且可以用于提高单级AC到DC整流器的性能。
还要注意的是，与输出电压相关的两个信号在初级侧数字控制器MCU2处被检测。一个是误差放大器产生的输出电压误差信号，该误差信号与输出电压不成正比。另一个是与输出电压成正比的电压信号。
如图5所示的基于脉宽调制的输出电压检测电路，由RF1、CF1和RF2、CF2组成的低通滤波器用于检测VPWMP的平均值。请注意，此低通滤波器将引入Vo检测的小时间延迟。如果Vo的变化非常快，则Vop无法立即改变。例如，如果锯齿频率为Fsaw＝100KHz，RF1＝200KΩ，CF1＝150pF，RF2＝150KΩ，CF2＝100pF，则延迟时间估计为200us左右。这意味着如果Vo从30V快速变化到33V，Vop大约需要200us才能从3V变为3.3V。在设计中应考虑这种延迟。在某些应用中，这种延迟是不希望的，甚至是不允许的。
这种延时基本上可以通过图6的实施例来消除(或大大减小)，图6示出了具有非常小的延时的快速基于脉宽调制的输出电压检测电路。在次级侧，输出电压Vo使用比较器和锯齿波Vsw转换成PWM信号VPWMS。T_high是该PWM信号的逻辑高电平时间间隔，与输出电压Vo成正比。PWM信号通过光耦合器或数字隔离器OP2传输到初级侧，作为电压VPWMP。在初级侧，VPWMP被输入到具有恒流充电电路和定时采样电路的快速T_high值检测电路，如图6中的虚线框所示。
VPWMP用于控制快速基于脉宽调制的输出电压检测电路的P沟道MOSFET开关(QP2)的开通和关断。当VPWMP处于逻辑高电平时，QP2关闭，电容器C1由Qp、Dz(齐纳二极管)、Re和Rb产生的恒定电流源充电。C1电压线性上升。在T_high结束时，C1处的电压为Vpk1，如下面的公式(9)计算得出。VPWMP的下降沿被发送到MCU2以指示MCU2在下降沿时刻对C1电压进行采样。因此，Vpk1由MCU2检测。当VPWMP变低后，QP2导通，电容C1放电至零。C1的峰值(Vpk1)由以下等式计算：
Vop＝Vpk1＝IC1*T_high＝T_high*(Vz–0.7)/Re/C1 (9)
其中，Vz是Dz的齐纳二极管电压。因此，C1的峰值Vpk1(＝Vop)与PWM信号的逻辑高电平持续时间(T_high)成正比。当Vo增加时，T_high增加，因此，Vpk1(＝Vop)按比例增加。如图6所示的快速T_high值检测电路的增益计算如下：
Gain_Vo_PWM_fast＝Vpk1/Vo＝Rb4/(Rb3+Rb4)*Tsaw/Vpk*(Vz–0.7)/Re/C1(10)
使用快速T_high值检索电路，不使用低通滤波器。每个Tsaw周期或锯齿频率Fsaw检测输出电压值。由于Fsaw可能在100kHz到200kHz左右，因此Vo检测的时间延迟约为5us或10us。这比低通滤波器的PWMVo恢复电路所需的200us左右的时间延迟要短得多，如图5所示。
如上文针对图5的实施例所讨论的，由于元件容差，图6的实施例的精度可能约为5％至10％，这在某些应用中可能不够精确以调节输出电压的DC值(例如，可能需要<3％)。因此，可以在图6的实施例中使用误差放大器和T_high检测电路(如图6所示)来实现类似于上述图5实施例的PWM Vo检测电路校准方法，其中稳态增益＝Vpk1_ss/Vo_ss，实际增益为Vpk1/Vo_ss。输出电压Vo的稳态值由误差放大器调节，基于脉宽调制的输出电压检测电路提供与输出电压成正比的电压信号。这为数字控制回路提供了附加信息。校准过程可以连续进行，基于脉宽调制的输出电压检测电路的实际增益可以连续更新。
精确的PWM Vo检测：
图7所示的另一个实施例提供了一种精确的基于脉宽调制的输出电压检测电路，该电路实现了3％或更好的精度。在该电路中，在次级侧使用了另一个数字控制器MCU1。输出电压Vo由MCU1的ADC输入ADC11检测并转换为数字值。MCU1基于检测到的输出电压Vo1生成PWM信号(VPWMS)。由于MCU1的ADC非常精确(即它可能具有高分辨率，例如12位或16位)，因此VPWMS的占空比与Vo精确成正比。VPWMS驱动光耦合器或数字隔离器(OP2，如图7所示)，传输到原边的PWM信号为VPWMP。由于数字隔离器的延迟时间非常小，VPWMP的占空比将与VPWMS的占空比基本相同。因此，Vop可以计算为：
Vop＝D*Vccp (11)
如果Vccp调节的比较准(例如精度约为1％)，则Vop的电压值(在低通滤波器之后)与PWM信号VPWMS的占空比成正比。Vop的精度就会非常高，比如优于3％到5％。
由于MCU1的ADC非常精确，因此初级侧的Vop将与次级侧的输出电压Vo精确成正比。这种实现方式的一个改进是从Vo到PWM信号的转换是通过实现ADC和PWM模块的数字控制器来实现的，例如MCU。
根据本发明实施例，由于次级侧的输出电压Vo被检测并在次级侧准确地转换为PWM信号，并在初级侧准确地转化为Vop，因此如上述实施例的校准电路不需要误差放大器和相关电路，包括第二个光耦合器或数字隔离器。在本发明实施例中，仅需要一个光耦合器或数字隔离器(OP2)。Vop既用于稳态输出电压调节，也用于动态调节，以及输出过压保护、输出欠压保护等。
由于在光耦合器或数字隔离器OP2之后存在低通滤波器，次级侧输出电压Vo的变化的检测会存在一定的时间延迟，图7所示的基于脉宽调制的输出电压检测电路中，初级侧Vop的响应和次级侧Vo变化之间会有一定的延时。例如，如果VPWMS的频率约为100kHz，则延迟时间约为200us。
解决图7实施例的时间延迟的一种方式在图8的实施例中示出。可以通过使用数字控制器(例如，MCU2)的计数器功能来测量来自光耦合器或数字隔离器OP2的V_high_P信号的逻辑高电平时间，V_high_P信号的时间间隔(T_high)，来改进测量速度，如图8所示。在本发明实施例中，MCU1在次级侧检测到的输出电压被转换为逻辑高电平时间间隔T_high，如图8中的V_high_S信号所示。这个T_high时间间隔信息由OP2传输到初级侧到V_high_P中。V_high_P的逻辑高电平时间间隔与V_high_S的逻辑高电平时间间隔(T_high)相同。MCU2中的计数器计算逻辑高电平时间的持续时间(V_high_P的上升沿和下降沿之间的时间间隔)。因此，MCU2测得的T_high值与输出电压Vo成正比。
图9A和9B显示了典型的波形来说明图8的实施例的工作情况。参考图9A，假设当Vo处于稳态值，例如30V时，MCU1将产生10us的逻辑高电平时间，T_high1＝10us。该信号(V_high_S)通过光耦合器或数字隔离器(OP2)传输到初级侧，为V_high_P。V_high_S和V_high_P的T_high值相同。V_high_P的上升沿用于启动MCU2中的计数器，V_high_P的下降沿用于停止MCU2中的计数器。因此，时间间隔T_high可以通过MCU2准确测量。在典型的MCU中，计数器时钟的周期可能约为20ns。因此，T_high的精度可能为20ns/10us＝20ns/10000ns＝0.2％。这为隔离转换器的所有应用提供了准确的Vo检测。MCU1在两个逻辑高信号(T_high)之间增加了一个逻辑低时间间隔(T_low)。这个逻辑低电平时间间隔是用来分隔两个输出电压的样本。注意，这个逻辑低时间间隔T_low，只需要足够长来区分两个逻辑高间隔。对于通用MCU，1us的T_low足以区分两个高电平信号。例如，如果T_high＝10us，T_low＝2us，则Vo的更新速率可能是每12us。因此，每12us将在初级侧获得一个新的Vo值。
图9B显示了输出电压为Vo＝15V(大约为稳态值的一半)时的典型波形。在上面的例子中，T_high是5us，T_low仍然是2us。这样，每隔7us，就可以在初级侧更新Vo测量值。这种异步信息传输可以减少输出电压检测和传输的时间延迟。请注意，图9A和图9B波形的频率是不同的。
在另一个实施例中，T_high和T_low逻辑电平的波形以相同的频率产生，如图9C和图9D所示，针对两个不同的输出电压的波形。这在某些应用中可能是优选的，因为相对于图9A和9B的实施例，中断(计数)之间的时间间隔更长，从而需要较少的系统资源。
在上述实施例中，假设使用高速光耦合器或数字隔离器(OP2)将信号从次级侧传输到初级侧。然而，由于成本的原因，在实际电路中可以使用线性光耦合器或低速光耦合器(如图1所示的OP1)，因为它们比高速光耦合器或数字隔离器(OP2)便宜。采用低速光耦，PWM信号的上升沿和下降沿时间较长，降低了Vop的精度。为了解决这个问题，如本发明实施例所述，使用常规或低速光耦合器的Vo检测电路可以在光耦合器之后加一个小信号MOSFET来整形。例如，如图10所示，MOSFET S1的栅极可以连接到光耦合器OP2的输出VPWMP，并且漏极通过R12连接到电源电压Vccp。MOSFET S1的漏极电压(Vds1)将有一个很快的上升沿和下降沿。因此，Vop的平均电压将基本和VPWMS的占空比成正比。
图11的本发明实施例是图5所示电路的数字实现。它使用了两个MCU，MCU1在次级侧(副边)，MCU2在初级侧(原边)。次级侧MCU1产生两个PWM信号，ErrorPWM和Vo PWM。第一个PWM信号(ErrorPWM)的占空比与误差放大器Verror1的输出成正比，在图5中，它是一个模拟电压信号。在图11中，误差电压Verror1由MCU1内部的一个数字量来表示，这个数字信号以PWM的形式输出(Error PWM)。在图11的实施例中，两个隔离器(OP2)都可以用光耦合器或数字隔离器来实现，因为两个信号都是PWM信号。
第二个PWM信号(Vo PWM)的占空比与Vo的实际值成正比。使用上述校准方法，ErrorPWM信号可用于校准Vo PWM信号的精度，以消除由于数字隔离器或光耦合器的固有延迟时间而引入的可能误差，并提高PWMVo检测的准确性。
类似地，如图8的实施例所述的T_high时间检测方法也可以用于检测Vo PWM信号的脉冲宽度，从而检测实际输出电压Vo。基于上述实施例，这些细节对于本领域技术人员来说将是显而易见的。
所有引用文件的内容通过引用以其整体并入本文。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (21)

1.一种隔离电源转换器的控制电路，其特征在于，包括：
第一检测电路，检测所述隔离电源转换器的次级侧输出电压并产生占空比与所述次级侧输出电压值成比例的PWM信号；
第一隔离器，将PWM信号通过电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
第一初级侧电路，接收来自第一隔离器的PWM信号并输出控制信号；和
第一微控制器，根据控制信号确定次级侧输出电压的值并控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
2.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第一初级侧电路包括滤波器，所述滤波器对来自所述第一隔离器的PWM信号进行滤波；
其中，所述控制信号包括滤波后的PWM信号，滤波后的PWM信号具有与次级侧输出电压值成比例的电压值。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第一检测电路包括产生所述PWM信号的比较器。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第一检测电路包括产生所述PWM信号的第二微控制器。
5.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括反馈电路，所述反馈电路包括：
第二检测电路，检测隔离电源转换器的次级侧输出电压，并使用检测到的次级侧输出电压和参考电压产生误差电压；
第二隔离器，将误差电压通过电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
其中，
使用所述参考电压确定稳态输出电压；
所述第一微控制器利用所述稳态输出电压和所述控制信号的稳态值计算稳态增益，并使用稳态增益校准第一检测电路的实际增益，确定实际的次级侧输出电压；
所述第一微控制器控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，所述第二检测电路包括产生所述误差电压的误差放大器。
7.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第一初级侧电路包括采样电路，所述采样电路包括电容器，所述电容器根据从所述第一隔离器接收到的PWM信号的占空比进行充电和放电；
其中，所述第一微控制器根据从第一隔离器接收到的PWM信号的周期设定采样时间，对所述电容器两端的电压进行采样；
所述控制信号包括电容器两端的采样电压。
8.如权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述第一隔离器将所述PWM信号输出至所述第一微控制器；
其中，所述第一微控制器测量PWM信号的逻辑高电平时间间隔，并使用所述逻辑高电平时间间隔控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
9.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述第一初级侧电路包括开关，所述开关通过减少从所述第一隔离器接收到的PWM信号的下降时间和上升时间来对所述PWM信号进行整形。
10.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第一检测电路包括第二微控制器，所述第二微控制器根据所述输出电压产生PWM信号和PWM误差信号；
其中，
第一隔离器将PWM信号通过电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
第二隔离器将PWM误差信号电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
第一初级侧电路对PWM信号进行滤波，并输出第一控制信号；
包括滤波器的第二初级侧电路对PWM误差信号进行滤波，并输出第二控制信号；
第一微控制器根据所述第一控制信号和第二控制信号控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
11.一种隔离电源转换器的控制方法，其特征在于，包括：
使用产生占空比与次级侧输出电压值成比例的PWM信号的第一检测电路来检测隔离电源转换器的次级侧输出电压；
使用第一隔离器将所述PWM信号通过电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
使用初级侧第一隔离器接收到的PWM信号产生控制信号；和
使用第一微控制器从控制信号中确定次级侧输出电压的值，并使用次级侧输出电压的值来控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节到选定的价值。
12.根据权利要求11所述的控制方法，其特征在于，所述控制信号是使用第一初级侧电路产生的，所述第一初级侧电路包括对来自所述第一隔离器的PWM信号进行滤波的滤波器；
其中，控制信号是滤波后的PWM信号，滤波后的PWM信号具有与次级侧输出电压值成比例的电压值。
13.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述次级侧输出电压是使用第一检测电路来检测的，所述第一检测电路包括产生所述PWM信号的比较器。
14.根据权利要求11所述的控制方法，其特征在于，使用包括产生所述PWM信号的第二微控制器的第一检测电路，检测所述次级侧输出电压。
15.如权利要求11所述的控制方法，其特征在于，包括：
使用第二检测电路检测隔离电源转换器的次级侧输出电压，并使用检测到的次级侧输出电压和参考电压来产生误差电压；
使用第二隔离器将误差电压跨过电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
其中，
使用参考电压确定稳态输出电压；
第一微控制器利用稳态输出电压和控制信号的稳态值计算稳态增益，并使用稳态增益校准第一检测电路的实际增益，以确定实际的次级侧输出电压；
第一微控制器控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
16.根据权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述第二检测电路包括产生所述误差电压的误差放大器。
17.根据权利要求11所述的控制方法，其特征在于，所述第一初级侧电路包括采样电路，所述采样电路包括电容器，所述电容器根据从所述第一隔离器接收的所述PWM信号的占空比进行充电和放电；
其中，所述第一微控制器根据从第一隔离器接收到的PWM信号的周期设定采样时间，对所述电容器两端的电压进行采样；
所述控制信号包括电容器两端的采样电压。
18.根据权利要求14所述的控制方法，其特征在于，所述第一隔离器将所述PWM信号输出到所述第一微控制器；
其中，所述第一微控制器测量PWM信号的逻辑高电平时间间隔，并使用所述逻辑高电平时间间隔控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
19.根据权利要求12所述的控制方法，其特征在于，通过减少PWM信号的下降时间和上升时间来对在初级侧从第一隔离器接收的PWM信号进行整形。
20.根据权利要求11所述的控制方法，其特征在于，所述第一检测电路包括第二微控制器，所述第二微控制器根据所述输出电压产生PWM信号和PWM误差信号；
其中，
第一隔离器将PWM信号通过电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
第二隔离器将PWM误差信号电气隔离传输到隔离电源转换器的初级侧；
第一初级侧电路对PWM信号进行滤波，并输出第一控制信号；
包括滤波器的第二初级侧电路对PWM误差信号进行滤波，并输出第二控制信号；
第一微控制器根据所述第一控制信号和第二控制信号控制隔离电源转换器的初级侧功率开关器件，将次级侧输出电压调节在选定值。
21.一种隔离电源转换器，其特征在于，包括如权利要求1所述的控制电路。
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