JP5693877B2 - 電源のためのコントローラ、電源、および電源を制御する方法 - Google Patents

電源のためのコントローラ、電源、および電源を制御する方法 Download PDF

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Description

背景情報
開示の分野
この発明は、概して電源に関し、より具体的には、この発明は、電源入力から受けた充電量を測定することによって電源の出力を調整する制御回路に関する。
背景
典型的なスイッチモード電源用途において、ＡＣ−ＤＣ電源は、実効値で１００〜２４０ボルトの入力を通常のＡＣ電気コンセントから受ける。電源中のスイッチは、オンとオフとに制御回路によって切換えられて、電子機器の操作または電子機器に電力を提供する電池の充電に適していてもよい調整された出力を提供する。調整出力は、典型的に、ＤＣ１０ボルト未満のＤＣ電圧である。さらに、出力からの電流は、通常、電源が電池を充電しているとき調整される。
安全機関は、一般に、電源が電源の入力と出力との間にガルバニック絶縁を提供することを要求する。ガルバニック絶縁は、ＤＣ電流が電源の入力と出力との間を流れないようにする。言い換えれば、電源の入力端子と出力端子の間に印加された高いＤＣ電圧は、電源の入力端子と出力端子の間にＤＣ電流を発生させない。ガルバニック絶縁の要件は、電源のコストの一因となる問題である。
ガルバニック絶縁を備えた電源は、入力を出力から電気的に分離する絶縁障壁を維持しなくてはならない。エネルギは、絶縁障壁にわたって伝達されて、電力を出力に供給しなくてはならず、多くの場合フィードバック信号の形態を取る情報は、絶縁障壁にわたって伝達されて、出力を調整する。ガルバニック絶縁は、典型的に、電磁装置と電気光学装置とで得られる。変圧器および結合インダクタなどの電磁装置は、一般に、エネルギを入力と出力との間に伝達して出力電力を提供するために用いられるが、電気光学装置は、一般に、信号を出力と入力の間で伝達して入力と出力の間でのエネルギの伝達を制御するために用いられる。
電源のコストを削減する努力は、電気光学装置および電気光学装置の関連する回路をなくすことに焦点を当ててきた。代替的な解決法は、一般に、たとえば変圧器またはたとえば結合インダクタなどの単一のエネルギ伝達要素を用いて、エネルギを出力に提供し、また出力を制御するのに必要な情報を得る。最も低コストの構成は、典型的に、制御回路と高電圧スイッチとを絶縁障壁の入力側に設置する。コントローラは、出力についての情報をエネルギ伝達要素の巻線の電圧の観察から間接的に得る。情報を提供する巻線も、絶縁障壁の入力側にある。コストと複雑さとを一層削減するために、コントローラは、エネルギ伝達要素の同じ巻線を用いて、電源への入力についての情報を得ることもできる。
絶縁障壁の入力側は、１次側と称されることがあり、絶縁障壁の出力側は、２次側と称されることがある。１次側からガルバニック絶縁されていないエネルギ伝達要素の巻線も、１次側巻線であり、１次基準巻線と呼ばれることがある。入力電圧に結合され、入力電圧からエネルギを受ける１次側にある巻線は、単に１次巻線と称されることがある。エネルギを１次側にある回路に供給する他の１次基準巻線は、それらの主な機能を説明する名前を有してもよく、たとえばバイアス巻線またはたとえば検出巻線などである。１次側巻線からガルバニック絶縁されている巻線は、２次側巻線であり、出力巻線と呼ばれることがある。
絶縁障壁の入力側にある巻線を用いて、ガルバニック絶縁された出力電圧についての情報を間接的に得ることは非常に簡単明瞭であるものの、ガルバニック絶縁された出力電流についての情報を間接的に得ることは別の難題である。多くの電源トポロジにおいて、入力巻線中の電流の測定単独では、出力電流を決定するのに不十分である。出力電流を測定するための従来の解決法は、通常、電流−電圧変換を含み、この変換は、電力を無駄にし、信号を絶縁障壁にわたって伝達するためにコストのかかる構成部品を用いる。
図面の簡単な説明
この発明の非限定的かつ非網羅的な実施例および例を以下の図面を参照して説明する。図中、同様の参照番号は、特に指定がない限りさまざまな図面を通して同様の部品を指す。
この発明の教示に従った、電源の出力を調整された電圧領域および調整された電流領域に制御する定電圧定電流コントローラを含むＤＣ−ＤＣ電源を説明する機能ブロック図である。 この発明の教示に従った、調整された電圧の領域と調整された電流の領域とを含むものとしての電源の出力特性を説明するグラフである。 この発明の教示に従った、定電流制御回路例を説明する機能ブロック図である。 この発明の教示に従った、代替的な定電流制御回路例を説明する機能ブロック図である。 この発明の教示に従った、算術演算子回路例を説明する概略図である。 この発明の教示に従った、算術演算子回路例を説明する概略図である。 図６の算術演算子回路からの信号の波形を説明するタイミング図である。 この発明の教示に従った、調整された出力電流の領域で動作しているフライバック電源例を説明する機能ブロック図である。 この発明の教示に従った、調整された出力電圧の領域で動作しているフライバック電源例を説明する機能ブロック図である。 調整された電圧領域と調整された電流領域とを備えた出力を提供する入力電圧および出力電圧の間接検出を備えたフライバック電源例を説明する機能ブロック図である。 この発明の教示に従った、代替的な算術演算子回路例を説明する概略図である。 この発明の教示に従った、調整された電圧領域と調整された電流領域とを備えた出力を提供する電源の制御方法を説明するフロー図である。
詳細な説明
電源が調整された電圧領域と調整された電流領域とを有するガルバニック絶縁された出力を提供することを可能にする方法および装置が開示される。以下の説明において、この発明の十分な理解を与えるために数多くの特定の詳細が述べられる。しかしながら、当業者にとっては、この発明を実施するためにはその特定の詳細を採用する必要はないことは明らかであるであろう。他の例では、周知の材料または方法は、この発明を曖昧にしないために、詳細には説明されていない。
この明細書全体を通して、「１つの実施例」、「ある実施例」、「１つの例」または「ある例」の記載は、その実施例または例に関連して説明された特定の特徴、構造、または特性が、この発明の少なくとも１つの実施例に含まれることを意味する。よって、「１つの実施例において」、「ある実施例において」、「１つの例において」または「ある例において」という表現がこの明細書全体を通してさまざまな場所に表われても、必ずしもすべてが同じ実施例または例を参照しない。さらに、特定の特徴、構造、または特性は、１つ以上の実施例または例において任意の適切な組合せおよび／または下位の組合せで組合されてもよい。加えて、この明細書とともに提供される図面は、当業者への説明を目的とするものであり、図面は、必ずしも一律の縮尺に従わずに描かれていることが理解される。
図１の機能ブロック図には、入力電圧ＶIN１０５を受けて出力電圧ＶO１４０と出力電流ＩO１３５とを負荷１４５で発生させるＤＣ−ＤＣ電源１００の１つの例が示されている。１つの例において、電源１００は、ＡＣ−ＤＣ電源であり、ＤＣ入力電圧ＶIN１０５は、入力電圧源（図示せず）から受けた、整流され、フィルタをかけられたＡＣ入力電圧である。入力電圧ＶIN１０５は、入力帰線１０８に対して正である。出力電圧ＶO１４０は、出力帰線１１２に対して正である。
図１の例におけるＤＣ−ＤＣ電源１００は、出力電圧ＶO１４０および出力電流ＩO１３５を調整するコントローラ１５５によって制御されるＤＣ−ＤＣコンバータ１１５を含む。コントローラ１５５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５の出力が定電圧（ＣＶ：constant voltage）領域と定電流（ＣＣ：constant current）領域とを有するように制御するために利用されることがあるため、ＣＶ−ＣＣコントローラと呼ばれることがある。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５は、典型的に、少なくとも１つのスイッチ１２０と、少なくとも１つの結合インダクタ１２５と、少なくとも１つのキャパシタ１３０とを含む。たとえばフライバックコンバータおよびたとえばバックコンバータの多くの変形例などの、ガルバニック絶縁された出力を提供するために典型的に用いられる脈動入力電流を備えたすべての標準的なコンバータ構成は、図１の例においてＤＣ−ＤＣコンバータブロック１１５によって表わされるスイッチと、結合インダクタと、キャパシタとの配置によって実現化されてもよい。
図１の例において、ＣＶ−ＣＣコントローラ１５５は、入力電流ＩIN１１０を表わすＩINSENSE信号１５０と、入力電圧ＶIN１０５を表わすＶINSENSE信号１７５と、出力電圧ＶO１４０を表わすＶOSENSE信号１８０とを受ける。図１の例において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５に含まれるスイッチ１２０は、ＣＶ−ＣＣコントローラ１５５から受けたＣＶOUTＣＣOUT信号１８５に応答する。図１の例において、ＣＶOUTＣＣOUT１８５は、スイッチング周期ＴS内でハイまたはローである論理信号である。１つの例において、スイッチ１２０は、ＣＶOUTＣＣOUT１８５がハイであるとき閉じており、スイッチ１２０は、ＣＶOUTＣＣOUT１８５がローであるとき開いている。閉じたスイッチは、オン状態であると称されることがある。開いたスイッチは、オフ状態であると称されることがある。言い換えると、オンになるスイッチは閉じ、オフになるスイッチは開く。
１つの例において、スイッチ１２０は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。別の例において、ＣＶ−ＣＣコントローラ１５５は、モノリシック集積回路として実現化されてもよく、または個別電気部品もしくは個別部品と集積部品との組み合わせで実現化されてもよい。ＣＶ−ＣＣコントローラ１５５およびスイッチ１２０は、ハイブリッド集積回路かモノリシック集積回路かのいずれかとして製造された集積回路の一部を形成し得る。ＩINSENSE信号１５０を発生させる電流センサも、集積回路の一部を形成してもよい。
図１の例において、入力電流ＩIN１１０は、ＣＶOUTＣＣOUT信号１８５がローのとき実質的にゼロである脈動電流である。入力電流ＩIN１１０の波形は、２つの別個の形状を示すことがある。各形状は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５の異なる動作モードに対応する。入力電流が、スイッチ１２０が閉じた直後に大きさがゼロである三角形状を有するとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５は、不連続伝導モード（ＤＣＭ：discontinuous conduction mode）で動作している。入力電流が、スイッチ１２０が閉じた直後に大きさがゼロでない台形形状を有するとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５は、連続伝導モード（ＣＣＭ：continuous conduction mode）で動作している。動作モードは、入力電圧ＶIN１０５、出力電圧ＶO１４０、負荷１４５、およびコンバータの特定の設計に依存する。たとえば、動作モードは、典型的に、入力電圧ＶIN１０５が上昇するにつれてＣＣＭからＤＣＭに変化し、動作モードは、典型的に、負荷が増加するにつれてＤＣＭからＣＣＭに変化する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５は、入力電圧および負荷の制限された範囲内でＣＣＭのみで動作するまたはＤＣＭのみで動作するように設計されてもよいことが理解される。この発明に従った例は、ＤＣＭおよびＣＣＭ動作のための出力電圧および出力電流の所望の調整を提供する単一の設計を可能にする。
図１の例におけるＣＶ−ＣＣコントローラ１５５は、定電流制御回路１６０と、定電圧制御回路１７０と、論理回路１６５とを含む。図１の例において、定電流制御回路１６０および定電圧制御回路１７０は、入力電流検出信号ＩINSENSE１５０と、入力電圧検出信号ＶINSENSE１７５と、出力電圧検出信号ＶOSENSE１８０とを受ける。
入力電圧検出信号ＶINSENSE１７５および出力電圧検出信号ＶOSENSE１８０は、それぞれ入力電圧ＶIN１０５および出力電圧ＶO１４０と既知の関係を有する任意の信号であってもよいことが理解される。言い換えれば、それぞれの信号ＶINSENSE１７５およびＶOSENSE１８０を得るために入力電圧を直接検出するまたは出力電圧を直接検出することは必要ではない。たとえば、インダクタ中の電流は、インダクタにかかる電圧に正比例する速度で変化する。したがって、１つの例において、信号ＶINSENSE１７５は、インダクタ中の電流が第１の値よりも大きく第２の値よりも小さい間ハイであるタイミング信号であってもよい。１つの例において、ＶINSENSE１７５は、インダクタ中の電流が第１の値から第２の値に変化するのにかかる時間量を表わしてもよい。１つの例において、ＶINSENSE１７５は、デジタル信号の平均値を表わしてもよく、このデジタル信号は、インダクタ中の電流が第１の値から第２の値に変化するのにかかる時間中、ハイであり、そのため入力電圧ＶIN１０５の値を導き出すことができる。
定電流制御回路１６０は、制御信号１９０を発生させて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５を、調整された出力電流領域で動作させる。定電圧制御回路１７０は、制御信号１９５を発生させて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５を調整された出力電圧領域で動作させる。論理回路１６５は、制御信号１９５および１９０に応答して、適切なＣＶOUTＣＣOUT信号１８５を発生させて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５中のスイッチ１２０を、図２中のグラフによって示されるような調整された電圧領域および調整された電流領域のために制御する。
図２は、調整された出力電圧の領域２１０と調整された出力電流の領域２２０とを有する電源の出力特性２００のグラフ例である。出力特性２００は、図１の電源１００の１つのあり得る出力特性である。この例は、出力電流IO１３５が、１つの例においては調整された値ＩREG２４０であってもよいしきい値電流未満であるとき、出力電圧ＶO１４０が実質的に一定の調整された値ＶREG２３０であることを示している。この例は、出力電圧ＶO１４０がしきい値電圧値未満であり最適自動再始動電圧ＶAR２６０よりも大きいとき、出力電流ＩO１３５が実質的に一定の調整された値ＩREG２４０であることも示している。１つの例において、しきい値電圧値は、調整された値ＶREG２３０であってもよい。
調整された電流領域２２０をゼロボルトの出力電圧まで拡張することが望ましくない例もある。たとえば、電池を充電する電源は、通常、ゼロボルトの出力電圧を有さない。なぜなら、完全に放電された電池でさえ、充電されているとき最小電圧を示すためである。したがって、最小値未満の出力電圧は、電池の不良を示し、電源は、典型的に、そのような状況下で、調整されたよりも実質的に少ない電流を供給することを要求される。
他の例において、実用的回路の制約は、出力電圧がゼロボルトであるとき電源が電流を指定の限度内に調整しないようにするであろう。したがって、電源は、出力電圧が最小値を下回るとき、自動再始動モードに入って、平均出力電流が最大所望値を超えないことを保証してもよい。自動再始動モードで動作しているとき、電源は、典型的に、通常の状況下で出力電圧を自動再始動値ＶAR２６０より上に上昇させるのに十分に長い時間、電源の最大出力電流を供給する。出力電圧が、割当られた時間の後、自動再始動値ＶAR２６０を上回っていない場合、電源は、典型的に、数百または数千のスイッチング周期であってもよいかなり長い時間出力電流を供給せず、その後で最大出力電流の供給を繰返すであろう。
負荷１４５の特性は、電源が出力特性２００のグラフ上のどこで動作するかを決定する。負荷１４５が、値ＩREG２４０よりも実質的に少ない低い電流を要求するとき、出力は、値がＶREG２３０の調整された電圧であるだろう。この条件下で、論理回路１６５は、定電圧制御回路１７０からの制御信号１９５を選択して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５のスイッチ１２０を制御する。負荷１４５がより多くの電流を調整された電圧ＶREGで取るにつれて、出力からの電力は、電力がＤＣ−ＤＣコンバータ１１５の設計限界に達するまで増加するであろう。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５の設計限界は、最大出力電力２５０に対応する。負荷がＩREG２４０よりも多い電流を要求するとき、出力電圧ＶO１４０は、調整された値ＶREG２３０より下に下がる。論理回路１６５は、出力電圧ＶO２３０の低下に対する定電圧制御回路１７０の応答を検出し、定電流制御回路１６０からの制御信号１９０を選択して、出力電圧がグラフ上の点２７０で自動再始動値ＶAR２６０に下がるまで、出力電流ＩO１３５を値ＩREG２４０に調整する。
負荷１４５に供給された出力電流ＩO１３５が値ＩREG２４０未満であり、かつ出力電圧ＶOが自動再始動値ＶAR２６０よりも大きいとき、出力電圧ＶO１４０は、調整された値ＶREG２３０に達するまで上昇する。負荷電流がさらに減少するとき、論理回路１６５は、出力電圧ＶO２３０の上昇に対する定電圧制御回路１７０の応答を検出し、定電圧制御回路１７０からの制御信号１９５を選択して、出力電圧ＶO１４０を値ＶREG２３０に調整する。
図１の電源例１００における定電圧制御回路１７０は、電源の出力電圧の調整のために、この技術分野において知られているいくつかの技術のうち任意のものを用いてもよい。こういった技術の例には、一定のスイッチング周期でのパルス幅変調（ＰＷＭ）、可変スイッチング周期でのＰＷＭ、固定パルス幅でのパルス周波数変調（ＰＦＭ）、およびオン／オフ制御が含まれる。パルス幅変調は、スイッチング周期中にスイッチが伝導する時間の長さを変化させる技術である。スイッチング周期は、一定か可変かのいずれかであってもよい。スイッチング周期が一定であるとき、スイッチが伝導する時間の長さと、スイッチが伝導しない時間の長さとの両方が変化しなくてはならない。スイッチング周期が可変であるとき、スイッチが伝導する時間の長さとスイッチが伝導しない時間の長さとは、独立して変化してもよい。パルス周波数変調は、オン時間を実質的に一定に維持しながら、スイッチがオフである時間の長さを変化させる技術である。オン／オフ制御は、スイッチング周期中、スイッチに伝導させるかスイッチが伝導しないようにするかのいずれかである技術であって、スイッチが伝導するスイッチング周期もあればスイッチが伝導しないスイッチング周期もある一連の定期的なスイッチング周期を発生させる。よって、この発明の例は、出力電圧を調整する多くの異なる技術と共に用いられてもよい。
この開示において説明される発明の例は、入力電流ＩIN１１０を電流検出信号ＩINSENSE１５０として検出する多くの技術も用いてもよい。図１中の電流センサ記号１１４は、多くの知られている電流検出法のうち任意のものを表わしてもよい。たとえば、入力電流は、個別レジスタ上の電圧として、または変流器からの電流として、または入力電流がトランジスタ中の電流と同じであるとき金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のオン抵抗にかかる電圧として、または電流検出電界効果トランジスタ（ｓｅｎｓｅＦＥＴ）の検出出力からの電流として検出されてもよい。
出力電圧ＶO１４０を入力帰線１０８に対する電圧として間接的に検出することは有益であるものの、ガルバニック絶縁が不要である例においてまたは電気光学絶縁のコストが許容可能である例において、出力電圧検出信号ＶOSENSE１８０は、出力帰線１１２に対する出力電圧ＶO１４０の測定から直接得られてもよい。出力電圧ＶO１４０の直接検出は、典型的に、定出力電圧の領域２１０における所望の値ＶREG２３０からの偏差を、間接検出で達成し得るよりも小さくするであろうことが理解される。出力電圧検出信号ＶOSENSE１８０は、間接か直接かいずれかの検出方法で得られてもよい。
この発明の例は、出力電流ＩO１３５の直接測定がない状態で、調整された電流領域２２０を備えた出力を提供する。これは、以下に説明されるさまざまな信号値間の数学的関係を利用することによって達成される。
無損失電力コンバータについて、平均入力電力は、平均出力電力と同一である。スイッチング周期ＴS内の電力バランスは、以下のように書かれてもよい。
Figure 0005693877
スイッチング周期中に時間と共に実質的に変化する唯一の量が入力電流ＩIN１１０である図１の例などのＤＣ−ＤＣコンバータについては、方程式（１）は以下のように簡約される。
Figure 0005693877
方程式（２）中の積分は、スイッチング周期ＴSに亘って入力電圧源から取られた（かつＤＣ−ＤＣコンバータによって受けられた）全電荷Ｑを表わす。
Figure 0005693877
したがって、出力電流を、他の量の項で以下のように書いてもよい。
Figure 0005693877
出力電流ＩOを所望の値ＩREGに保つために、方程式（４）中の電荷Ｑは、以下のように制御される。
Figure 0005693877
方程式（５）は、各スイッチング周期中に入力電圧１０５源から取られた電荷が、出力電圧ＶOに正比例し、入力電圧ＶINに反比例することを示している。方程式（５）の電荷関係は、方程式（５）の両辺をキャパシタンスＣで除算することによって電圧関係に変換されてもよい。
Figure 0005693877
電荷Ｑは、入力電流ＩIN１１０の積分かまたは入力検出信号ＩINSENSE１５０の積分かのいずれかから決定されてもよい。同様に、方程式（６）の右辺は、検出量ＶOSENSEおよびＶINSENSの項で表わされてもよく、スケーリング因子は、スケーリング電圧ＶK中に説明されており、ＶKは、以下の方程式（８）に与えられている。したがって、我々は、定出力電流に対する要件を以下のように書くことができ、
Figure 0005693877
式中、ＶQは、スイッチング周期ＴS内にＤＣ−ＤＣコンバータによって受けられた電荷を表わす積分された信号であり、ＶKは、スケーリング電圧である。スケーリング電圧ＶKは、検出比とほかの既知の量から以下のように決定される。
Figure 0005693877
方程式（７）によって説明される関係は、制御回路内で数多くのやり方で用いられて、定電流領域を備えた出力を有するＤＣ−ＤＣコンバータを制御してもよい。図３には、この発明の教示に従った定電流制御回路３１０の１つの例が説明されている。図３の定電流制御回路例３１０において、リセット可能な積分器３２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５中のスイッチ１２０が閉じている間、入力電流検出信号ＩINSENSE１５０を積分する。リセット可能な積分器３２０は、１つの例においてスイッチング周期ＴS中に入力電圧ＶIN１０５源から取られた充電に比例する電圧である積分された信号ＶQ３３０を発生させる。したがって、積分された信号ＶQ３３０は、充電信号と称されてもよい。乗算器３６０は、充電信号ＶQ３３０と入力電圧検出信号ＶINSENSE１７５との積をスケーリング電圧ＶKでスケーリングしたものである乗算信号３４０を発生させる。
図３の例において、クロック信号３９０は、スイッチング周期ＴSの始めで、ハイになって、ラッチ３８０を設定する。ラッチ３８０の出力は、ラッチ３８０が設定されるとハイになる制御信号ＣＣOUT１９０である。制御信号ＣＣOUT１９０は、ラッチ３８０がリセットされるとローになる。比較器３７０の出力は、乗算信号３４０がＶOSENSE信号１８０より大きくなると、ハイになって、ラッチ３８０をリセットして、スイッチ１２０を開く。図３に説明される例において、リセット可能な積分器３２０は、制御信号ＣＣOUT１９０の立下がりでリセットされる。言い換えれば、図３の例における定電流制御回路３１０は、スイッチング周期ＴSにおいてスイッチ１２０を開いて、方程式（７）が以下のように一方の辺に出力電圧検出信号ＶOSENSE１８０のみを有するように変形されたときの方程式（７）の要件を満たす。
Figure 0005693877
つまり、定電流制御回路３１０は、制御信号ＣＣOUT１９０を生成して、スイッチ１２０の切換を制御して、充電信号ＶQ３３０が出力電圧検出信号ＶOSENSE１８０と入力電圧検出信号ＶINSENSE１７５の比に比例するよう電源の出力電流を調整する。
図４の回路例には、図３のコントローラ例と異なるようにＣＣOUT信号を発生させる代替的な定電流制御回路４１０が示されている。定電流制御回路例４１０は、入力電圧検出信号ＶINSENSE１７５ならびにスケーリング電圧ＶKでスケーリングされた出力電圧検出信号ＶOSENSE１８０の乗算、除算およびスケーリングを行なう算術演算子回路４２０を含む。算術演算子回路４２０の出力４３０は、方程式（７）の右辺にある項と等しい基準信号ＶQREFである。
Figure 0005693877
よって、算術演算子４２０は、出力電圧検出信号を入力電圧検出信号で除算し、その結果をスケーリング因子ＶKでスケーリングして、基準信号ＶQREFを生成するように結合されている。図４の例において、クロック信号３９０は、スイッチング周期ＴSの始めで、ハイになって、ラッチ３８０を設定する。ラッチ３８０の出力は、ラッチ３８０が設定されるとハイになる制御信号ＣＣOUT１９０である。制御信号ＣＣOUT１９０は、ラッチ３８０がリセットされると、ローになる。比較器３７０の出力は、充電信号ＶQ３３０がＶQREF信号４３０よりも大きくなると、ハイになって、ラッチ３８０をリセットして、スイッチ１２０を開き、このＶQREF信号は、示される例において、出力電圧と入力電圧の比に比例する。よって、定電流制御回路４１０は、制御信号ＣＣOUT１９０を生成して、スイッチ１２０の切換を制御して、充電信号ＶQ３３０が出力電圧検出信号ＶOSENSE１８０と入力電圧検出信号ＶINSENSE１７５の比に比例するよう電源の出力電流を調整する。
図３および図４のリセット可能な積分器例３２０は、キャパシタと、キャパシタを充電する電流源と、キャパシタを放電させるスイッチとを含んでもよい。別の例において、リセット可能な積分器３２０は、２方向積分器であってもよい。つまり、リセット可能な積分器３２０は、あるスイッチング周期ＴS中にキャパシタを充電することによって電流検出信号ＩINSENSE１５０を積分してもよく、次に後続のスイッチング周期においてキャパシタを放電させることによって電流検出信号ＩINSENSE１５０を積分してもよい。そのような２方向積分器は、制御信号ＣＣOUT１９０に対して高い最大デューティ比（たとえば９９％−１００％）が所望される用途において有用であってもよい。リセット可能な積分器回路例は、後にこの開示中で述べられる。
図５には、この発明の教示に従った、図３の乗算器３６０の機能と図４の算術演算子４２０の機能とを果たしてもよい回路例５００が示されている。図５の回路において、バイポーラＮＰＮトランジスタ５３０、５２０、５２５、および５５５は整合されている。非常に良好な近似で、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ電圧は、コレクタ電流の自然対数に正比例する。つまり、関心領域における実用値（practical value）は、
Figure 0005693877
であり、式中、ＶBEは、ベース・エミッタ電圧であり、ＶTは、物理定数によって定められる熱電圧であり、ＩCは、コレクタ電流であり、ＩSは、トランジスタのベース・エミッタ接合の逆飽和電流である。
図５の回路については、以下のとおりである。
Figure 0005693877
したがって、全トランジスタのベース電流が無視できるものである条件下で、方程式（１１）の関係は、電流ＩX５０５とＩY５６０とが、以下の式による関係があることを必要とする。
Figure 0005693877
言い換えれば、方程式（１１）の対数関係の図５の回路への適用により、入力電流ＩX５０５が、電流源５１０および５３５の値ＩC2によって乗算されることが示される。入力電流ＩX５０５が、電流源５１５および５４０の値ＩC3によって除算されることも示される。したがって、ＩX５０５が第１の信号に比例し、電流源５１０および５３５が第２の信号に比例するとき、２つの信号の乗算は、図５中の回路によって得られてもよい。電流源５１５および５４０が第３の信号に比例するとき、第３の信号の逆数による乗算も、得られてもよい。図５の回路例の多くの適切な変形例がこの技術分野において知られている。
１つの例において、電流源ＩC2５１０および５３５は、スケーリング電圧Ｖkを表わす値に一定であり、電流源ＩC3５１５および５４０は、入力電圧検出信号ＶINSENSE１７５によって制御される可変電流源である。よって、入力電流ＩXが出力電圧検出信号ＶOSENSE１８０に正比例するので、方程式１０に従って、出力電流ＩYは、基準信号ＶQREF４３０を表わす。
図６は、図４の例の定電流制御回路４１０において信号ＶQREF４３０を提供してもよい別の回路の概略図６００である。図６の回路例は、結果の所望される精度を得るために、整合されたバイポーラトランジスタを必要としないという望ましい特徴を有する。
図６の回路例は、一定の速度で２つの固定値の間を変化している信号に必要な時間は、変化の速度に反比例するという原理を用いている。逆に、一定の速度で固定時間の間変化している信号は、変化の速度に正比例する量だけ変化するであろう。次に、図６の回路がどのように時間、変化の速度および固定値を用いて、出力電圧ＶO１４０に正比例しかつ入力電圧ＶIN１０５に反比例する基準信号ＶQREF４３０を発生させるのかが示される。
図６の回路例は、電源の動作のためのタイミング信号を提供する発振器６７５を含む。図７は、回路６００中の信号のタイミング図７００である。タイミングをとるための便利な基準信号は、ＤMAX信号６８０である。ＤMAX信号６８０は、時間ｔ0７４０と時間ｔ3７３０との間でローである。ＤMAX信号６８０は、時間ｔ3７３０と時間ｔ4７５０との間でハイである。スイッチ１２０は、ＤMAX６８０がハイであるとき閉じていてもよい。スイッチ１２０は、ＤMAX６８０がローであるとき開いていなくてはならない。したがって、ＤMAXは、スイッチ１２０の最大オン時間ＴONMAXの間ハイである。
図６の回路例は、入力電圧ＶIN１０５に正比例する電流を有する可変電流源６０５を含む。入力電圧ＶIN１０５と電流源６０５の電流との比は、抵抗ＲVINである。電流源６０５は、図６の例において、入力電圧検出信号ＶINSENSE１７５によって制御される。
図６の回路例は、出力電圧ＶO１４０に正比例する電流を有する可変電流源６１５も含む。出力電圧ＶO１４０と電流源６１５の電流との比は、抵抗ＲVOである。電流源６１５は、図６の例において、出力電圧検出信号ＶOSENSE１８０によって制御される。
図７の波形によって説明される図６の回路例において、リセット信号６７０は、ＤMAX信号６８０がローになった後、時間ｔ1７２０までハイである。リセット可能な積分器６８５および６９０は、リセット信号６７０がハイになるとリセットされる。図７にはキャパシタＣRAMP６４０およびＣT&H６６５がゼロボルトにリセットされて示されているものの、１つの例において、キャパシタＣRAMP６４０およびＣT&H６６５は、電流源６０５および６１５からの充電がそれぞれキャパシタＣRAMP６４０およびＣT&H６６５の線形動作範囲において起こるよう、ゼロでない電圧にリセットされる。図６の回路例において、設定信号６５５は、リセット信号６７０の立下がりでハイになる。設定信号６５５の立上がりは、フリップフロップ６７５を設定する。フリップフロップ６７５が設定されると、フリップフロップ６７５の出力にあるトラック信号６５０がハイになって、ｎチャネルトランジスタ６４５が電流源６１５からの電流を伝導することを可能にする。
ＤMAX信号６８０がローであるとき、ｐチャネルトランジスタ６９５は、電流源６０５からの電流を伝導する。リセット信号６７０が時間ｔ1７１０でローになると、リセット可能な積分器６８５のｎチャネルトランジスタ６３５は、伝導を止めて、リセット可能な積分器６８５のキャパシタＣRAMP６４０が電流源６０５からｐチャネルトランジスタ６９５を通して充電されることを可能にする。また時間ｔ1７１０において、リセット可能な積分器６９０のｎチャネルトランジスタ６６０は、伝導を止めて、トラック・ホールドキャパシタＣT&H６６５が電流源６１５からｎチャネルトランジスタ６４５を通して充電されることを可能にする。キャパシタＣT&H６６５の充電は、電圧ＶT&H４３０を発生させる。
キャパシタＣRAMP６４０の充電は、比較器６２５によって任意基準電圧ＶA６２０と比較される電圧ＶRAMP６１０を発生させる。電圧ＶRAMP６１０は、時間ｔ2７２０で電圧ＶA６２０よりも大きくなって、比較器６２５の出力６３０がフリップフロップ６７５をリセットすることを引き起こす。フリップフロップ６７５が時間ｔ2７２０でリセットされると、トラック信号６５０は、ローになって、電流源６１５がトラック・ホールドキャパシタＣT&H６６５を充電することを止めさせる。
トラック・ホールドキャパシタＣT&H６６５が時間ｔ2７２０で充電を止めると、電圧ＶT&H４３０は、方程式（１０）のＶQREFに必要な値に達している。キャパシタＣRAMP６４０は、ＤMAX６８０がハイになると、時間ｔ3７３０で充電を止める。したがって、電圧ＶT&H４３０は、時間ｔ2７２０から時間ｔ4７５０まで値ＶQREFにあり、スイッチ１２０が閉じた後、電圧ＶQ３３０と比較されてもよい。図６の回路例について、ＶQREFの値は、以下のとおりである。
Figure 0005693877
ＲVIN、ＲVO、ＣRAMP、ＣT&H、およびＶAの値は、方程式（７）の要件を満たすように選択されてもよい。したがって、図６の回路例６００は、ある継続時間、２つの信号を積分して、出力電圧ＶO１４０を表わす値に正比例しかつ入力電圧ＶIN１０５を表わす値に反比例するスイッチング周期ＴS内の値ＶQREFを提供する。
図８には、フライバックコンバータとして知られる特定のＤＣ−ＤＣコンバータを含む電源の１つの例８００が示されている。図８のフライバックコンバータ例は、結合インダクタＴ１ １２５であり変圧器と称されることがあるエネルギ伝達要素を含む。結合インダクタＴ１ １２５は、入力電圧ＶIN１０５源に結合された一次巻線８２０を有する。結合インダクタＴ１ １２５は、出力帰線１１２に結合された二次巻線８２５を有する。
図８の電源例において、一次巻線８２０の一方の端部に結合されたスイッチＳ１ １２０は、コントローラ１５５からの駆動信号１８５に応答して開閉する。１つの例において、スイッチＳ１ １２０は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であってもよい。別の例において、スイッチＳ１ １２０は、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）であってもよい。さらに別の例において、スイッチＳ１ １２０は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であってもよい。クランプ回路８０５は、一次巻線８２０の両端間に結合されて、スイッチＳ１ １２０が開くと一次巻線８２０にかかる電圧を制限する。
図８の電源例において、コントローラ１５５は、入力電圧検出信号１７５、出力電圧検出信号１８０および入力電流検出信号１５０に応答して、駆動信号１８５を生成する。入力電流検出信号１５０は、スイッチＳ１ １２０中の電流ＩD８１５の値を表わす。図８の電源例において、電流ＩD８１５は、スイッチＳ１ １２０が閉じているとき、入力電流ＩIN１１０と同じである。この技術分野において実施されたスイッチ中の電流を検出するいくつかの方法のうち任意のものが、電流検出信号１５０を提供してもよい。図８の例における入力電流検出信号１５０の波形は、電源が連続伝導モードで動作していることを示している。
図８の電源例において、スイッチＳ１ １２０の切換は、二次巻線８２５中に脈動電流を発生させる。二次巻線８２５中の電流は、ダイオードＤ１ ８１０によって整流され、キャパシタＣ１ １３０によってフィルタをかけられて、負荷１４５への実質的に直流の出力電圧ＶO１４０および出力電流ＩO１３５を発生させる。
図８の例には、図２のグラフに示されるような調整された出力電流の領域２２０で動作している電源８００が説明されている。図８の例における出力電圧ＶO１４０は、調整された値ＶREG２３０を下回る。したがって、定電圧制御回路１７０は、常にハイである出力ＣＶOUT１９５を発生させる。発振器６７５は、時間ＴONMAXの間ハイである信号ＤMAX６８０を発生させ、定電流制御回路１６０は、ＴONMAXよりも短い時間ＴONCCの間ハイである制御信号ＣＣOUT１９０を発生させる。論理回路１６５は、図８の例において信号ＣＣOUT１９０、ＣＶOUT１９５およびＤMAX６８０を受けて、駆動信号１８５を発生させるＡＮＤゲートである。ハイ出力１８５を発生させるためにはＡＮＤゲート１６５への全入力がハイでなくてはならないので、図８の電源例におけるスイッチＳ１ １２０は、定電流制御回路１６０の制御下で動作する。
図９の例には、図２のグラフに示されるような調整された出力電圧の領域２１０で動作しているフライバック電源９００が説明されている。図９の例における出力電流ＩO１３５は、調整された値ＩREG２４０を下回る。したがって、定電流制御回路１６０は、常にハイである出力信号ＣＣOUT１９０を発生させる。発振器６７５は、時間ＴONMAXの間ハイである信号ＤMAX６８０を発生させ、定電圧制御回路１７０は、ＴONMAXより短い時間ＴONCVの間ハイである信号ＣＶOUT１９５を発生させる。ハイ出力１８５を発生させるためにはＡＮＤゲート１６５への全入力がハイでなくてはならないため、図９の電源例におけるスイッチＳ１ １２０は、定電圧制御回路１７０の制御下で動作する。
図１０には、３つの巻線を有する結合インダクタＴ１ １００５を含むフライバック電源１０００の例が示されている。結合インダクタＴ１ １００５は、電圧ＶBを提供する巻線１０１０を含む。１つの例において、巻線１０１０上の電圧ＶBは、平均電圧がゼロのＡＣ電圧である。１つの例において、巻線１０１０上の入力帰線１０８に対して正の電圧は、出力電圧ＶO１４０を表わし、巻線１０１０上の入力帰線１０８に対して負の電圧は、入力電圧ＶIN１０５を表わす。したがって、巻線１０１０からの信号１０１５は、入力電圧検出信号ＶINSENSE１７５と、出力電圧検出信号ＶOSENSE１８０とを合成してもよい。合成電圧検出信号１０１５は、コントローラ１５５において受けられてもよい。図１０の例には、電源例が不連続伝導モードで動作していることを示す入力電流検出信号ＩINSENSE１５０および合成電圧検出信号１０１５の波形が示されている。図１０の電源１０００は、入力電圧ＶIN１０５が低下するときまたは出力電流ＩO１３５が増加するとき連続伝導モードで動作してもよいことが理解される。
図１１には、図１０の電源例の合成電圧検出信号１０１５と共に用いるための図６の回路例６００への追加を含む回路図例１１００が示されている。図１１の例は、ＶINSENSE信号１７５とＶOSENSE信号１８０とを合成電圧検出信号１０１５から抽出する信号分離器回路１１０５を含む。１つの例において、信号分離器回路１１０５は、合成電圧検出信号１０１５を整流する。１つの例において、整流された信号は、ＣＶOUTＣＣOUT１８５がハイになると、サンプリングされ、ホールドされて、ＶINSENSEを発生させ、整流された信号は、ＣＶOUTＣＣOUTがローになると、サンプリングされ、ホールドされて、ＶOSENSE１８０を発生させる。
図１２は、この発明の教示に従った、調整された電圧の領域と調整された電流の領域とを備えた出力を有する図１０の電源例の制御方法を説明するフローチャート１２００である。
ステップ１２０２において出力電圧ゼロおよび出力電流なしで開始した後、ステップ１２０４において自動再始動動作を行う。自動再始動モードの間、ステップ１２０６は、スイッチＳ１ １２０が閉じているときのＶINSENSEの値を記憶し、ステップ１２０８は、スイッチＳ１ １２０が開いているときのＶOSENSEの値を記憶する。
ステップ１２１０は、出力電圧ＶO１４０を自動再始動しきい値電圧ＶAR２６０と比較する。出力電圧ＶO１４０が自動再始動しきい値電圧ＶAR２６０よりも大きい場合、自動再始動は、ステップ１２１２において終了する。出力電圧ＶO１４０が、自動再始動しきい値電圧ＶAR２６０よりも大きくない場合、自動再始動は、ステップ１２０６において継続する。
ステップ１２１２における自動再始動の終了後、ステップ１２１４において新しいスイッチング周期が始まる。ステップ１２１６において、入力電流検出信号ＩINSENSE１５０の積分器を初期値にリセットする。ステップ１２１８は、出力電圧ＶO１４０を調整された値ＶREG２３０と比較する。出力電圧ＶO１４０が調整された値ＶREG２３０未満である場合、スイッチＳ１ １２０は、ステップ１２２０において閉じる。出力電圧ＶO１４０が調整された値ＶREG２３０未満でない場合、スイッチＳ１ １２０は、ステップ１２３２において開いたままであり、ステップ１２３４においてＶOSENSE１８０の値が記憶され、ステップ１２３６において出力電圧ＶO１４０が自動再始動しきい値電圧ＶAR２６０と比較される。
ステップ１２３６において出力電圧ＶO１４０が自動再始動しきい値電圧ＶAR２６０未満である場合、フローは、ステップ１２０４に戻って、自動再始動を行なう。入力電圧ＶO１４０がステップ１２３６において自動再始動しきい値電圧ＶAR２６０未満でない場合、コントローラは、ステップ１２３８においてスイッチング周期の終わりを待ち、その後でステップ１２１４において別のスイッチング周期が始まる。
ステップ１２２０においてスイッチＳ１ １２０が閉じた後、ステップ１２２２は、ＶINSENSE１７５の値を記憶する。次にステップ１２２４において、信号ＤMAX６８０、ＣＶOUT１９５およびＣＣOUT１９０の集合的な状態を評価する。ＤMAX６８０、ＣＶOUT１９５およびＣＣOUT１９０がすべて論理ハイレベルにある場合、ステップ１２２６で入力検出信号ＩINSENSE１５０の積分が始まる。信号ＤMAX６８０、ＣＶOUT１９５およびＣＣOUT１９０のうちいずれかが論理ローレベルにある場合、ステップ１２３２においてスイッチＳ１ １２０が開く。
１２２６において入力電流検出信号ＩINSENSE１５０の積分が始まった後、ステップ１２２８において積分ＶQ３３０の結果を基準値ＶQREF４３０と比較する。ＶQ３３０がＶQREF４３０未満である場合、フローはステップ１２２４に戻る。ＶQ３３０が、ＶQREF４３０未満でない場合、ステップ１２３０においてＣＣOUT１９０を論理ローレベルに設定した後で、フローはステップ１２２４に戻る。
フロー図１２００において見られるプロセスブロックのうちいくつかまたはすべての順序は、限定的なものであるとみなされるべきでない。そうではなく、この開示の恩恵を受ける当業者は、プロセスブロックのうちいくつかは、説明されていないさまざまな順序で実行されてもよいことを理解するであろう。
この発明の図示された例の上記の説明は、要約に説明されたことも含めて、網羅的であることまたは開示された厳密な形態に限定することを意図しない。この発明の特定の実施例および例がこの明細書中で例示を目的として説明されたが、さまざまな均等な変形が、この発明のより広い趣旨および範囲から逸脱することなく可能である。それどころか、特定の電圧、電流、周波数、出力領域値、時間などは、説明を目的として与えられたものであり、他の値もこの発明の教示に従って他の実施例および例において用いられてもよいことが理解される。
こういった変形は、上記の詳細な説明に照らして、この発明の例に対して行なうことができる。以下の特許請求の範囲に用いられる用語は、明細書および特許請求の範囲に開示された特定の実施例にこの発明を限定するよう解釈されるべきではない。そうではなく、範囲は、確立されたクレーム解釈論に従って解釈されるべきである以下の特許請求の範囲によってのみ決定されるべきである。したがって、この明細書および図面は、限定的なものとしてではなく例示的なものとして考えられるべきである。
１００ 電源、１０５ 入力電圧ＶIN、１０８ 入力帰線、１１０ 入力電流ＩIN、１１２ 出力帰線、１１４ 電流センサ、１１５ ＤＣ−ＤＣコンバータ、１２０ スイッチ、１２５ 結合インダクタ、１３０ キャパシタ、１３５ 出力電流ＩO、１４０ 出力電圧ＶO、１４５ 負荷、１５０ 入力電流検出信号ＩINSENSE、１５５ ＣＶ−ＣＣコントローラ、１６０ 定電流制御回路、１６５ 論理回路、１７０ 定電圧制御回路、１７５ 入力電圧検出信号ＶINSENSE、１８０ 出力電圧検出信号ＶOSENSE、１８５ 論理信号ＣＶOUTＣＣOUT、１９０ 制御信号ＣＣOUT、１９５ 制御信号ＣＶOUT。

Claims (25)

  1. 電源のためのコントローラであって、前記コントローラは、
    入力電流検出信号、入力電圧検出信号および出力電圧検出信号を受けるように結合され、電源のスイッチの切換を制御する制御信号を生成することによって電源の出力電流を調整するように構成された定電流制御回路と、
    前記定電流制御回路に含まれており、前記制御信号のスイッチング周期中に前記入力電流検出信号を積分して、電源の入力電圧源から取られた充電を表わす積分された信号を生成するように結合された積分器とを備え、前記定電流制御回路は、前記積分された信号が前記出力電圧検出信号と前記入力電圧検出信号の比に比例するよう前記スイッチの切換を制御するように構成されている、コントローラ。
  2. 前記制御信号は、第１の制御信号であり、前記コントローラは、前記出力電圧検出信号に応答して第２の制御信号を生成して、前記スイッチの切換を制御して、電源の出力電圧を調整する定電圧制御回路をさらに備える、請求項１に記載のコントローラ。
  3. 前記定電圧制御回路に結合されていて、前記第２の制御信号に応答して前記スイッチの切換を制御して、前記出力電流がしきい値電流未満であるとき電源の前記出力電圧を調整する論理回路をさらに備え、かつ前記論理回路は、前記定電流制御回路に結合されていて、前記第１の制御信号に応答して前記スイッチの切換を制御して、前記出力電圧がしきい値電圧未満であるとき前記出力電流を調整する、請求項２に記載のコントローラ。
  4. 最大デューティサイクル信号を生成する発振器をさらに備え、前記論理回路の第１の入力は、前記第１の制御信号を受けるように結合されており、前記論理回路の第２の入力は、前記第２の制御信号を受けるように結合されており、前記論理回路の第３の入力は、前記最大デューティサイクル信号を受けるように結合されている、請求項３に記載のコントローラ。
  5. 出力電圧は、前記出力電圧の調整時、前記しきい値電圧に調整され、前記出力電流は、前記出力電流の調整時、前記しきい値電流に調整される、請求項３に記載のコントローラ。
  6. 前記コントローラは、前記出力電圧検出信号と前記入力電圧検出信号の比に比例した値に達している積分された信号に応答して、前記スイッチをオン状態からオフ状態に切換える、請求項１に記載のコントローラ。
  7. 前記定電流制御回路は、前記入力電圧検出信号を乗算、除算、またはスケーリングするように結合された算術演算子回路をさらに含む、請求項１に記載のコントローラ。
  8. 前記算術演算子回路は、前記出力電圧検出信号を前記入力電圧検出信号で除算して、基準信号を生成するよう結合されており、前記定電流制御回路は、前記基準信号を受けるように結合された第１の入力と、前記積分された信号を受けるように結合された第２の入力と、前記制御信号を出力するように結合された出力とを有する比較器をさらに含む、請求項７に記載のコントローラ。
  9. 前記算術演算子回路は、前記入力電圧検出信号を前記積分された信号で乗算して、乗算信号を生成するように結合されており、前記定電流制御回路は、前記乗算信号を受けるように結合された第１の入力と、前記出力電圧検出信号を受けるように結合された第２の入力と、前記制御信号を出力するように結合された出力とを有する比較器をさらに含む、請求項７に記載のコントローラ。
  10. 前記入力電圧検出信号によって制御されて、第１の電流を生成する第１の可変電流源と、
    前記第１の電流を積分して、電圧ランプ信号を生成するように結合された第１の積分器と、
    前記出力電圧検出信号によって制御されて、第２の電流を生成する第２の可変電流源と、
    前記スイッチがオフ状態のとき前記第２の電流を積分して、トラック・ホールド電圧を提供するように結合された第２の積分器とをさらに備え、前記トラック・ホールド電圧は、前記電圧ランプ信号が基準電圧に達する時間での前記出力電圧検出信号と前記入力電圧検出信号の比に比例し、
    前記トラック・ホールド電圧を受けるように結合された第１の入力と、前記積分された信号を受けるように結合された第２の入力と、前記制御信号を出力するように結合された出力とを有する比較器をさらに備える、請求項１に記載のコントローラ。
  11. 電源の前記入力電圧および前記出力電圧を表わす合成電圧検出信号を受けるように結合される入力端子と、
    前記入力端子と前記定電流制御回路との間に結合されて、前記合成電圧検出信号を前記入力電圧検出信号と前記出力電圧検出信号とに分離する信号分離器とをさらに備える、請求項１に記載のコントローラ。
  12. 電源のためのコントローラであって、前記コントローラは、
    入力電流検出信号、入力電圧検出信号および出力電圧検出信号を受けるように結合され、電源のスイッチの切換を制御する制御信号を生成することによって電源の出力電流を調整するように構成された定電流制御回路と、
    前記定電流制御回路に含まれており、前記制御信号のスイッチング周期中に前記入力電流検出信号を積分して、電源の入力電圧源から取られた充電を表わす積分された信号を生成するように結合された積分器と、
    前記出力電圧検出信号と前記入力電圧検出信号の比に比例した基準信号を生成するように結合された算術演算子回路と、
    前記積分器および前記算術演算子回路に結合された比較器とを備え、前記比較器は、前記基準信号の値に達している前記積分された信号に応答して、前記スイッチをオフ状態にするように結合される、コントローラ。
  13. 前記スイッチの切換を制御して、前記出力電圧検出信号に応答して電源の出力電圧を調整する定電圧制御回路をさらに備え、
    出力電圧は、前記出力電圧の調整時、しきい値電圧に調整され、前記出力電流は、前記出力電流の調整時、しきい値電流に調整される、請求項１２に記載のコントローラ。
  14. 前記算術演算子回路は、前記出力電圧検出信号を前記入力電圧検出信号で除算して、前記基準信号を生成するように結合されている、請求項１２に記載のコントローラ。
  15. 前記算術演算子回路は、
    前記入力電圧検出信号によって制御されて、第１の電流を生成する第１の可変電流源と、
    前記第１の電流を積算して、電圧ランプ信号を生成するように結合された第１の積分器と、
    前記出力電圧検出信号によって制御されて、第２の電流を生成する第２の可変電流源と、
    前記スイッチがオフ状態のとき前記第２の電流を積分して、前記基準信号を提供するように結合された第２の積分器とを含み、前記基準信号は、前記電圧ランプ信号が基準電圧に達する時間での前記出力電圧検出信号と前記入力電圧検出信号の比に比例する、請求項１２に記載のコントローラ。
  16. 電源のためのコントローラであって、前記コントローラは、
    入力電流検出信号、入力電圧検出信号および出力電圧検出信号を受けるように結合され、電源のスイッチの切換を制御する制御信号を生成することによって電源の出力電流を調整するように構成された定電流制御回路と、
    前記定電流制御回路に含まれており、前記制御信号のスイッチング周期中に前記入力電流検出信号を積分して、電源の入力電圧源から取られた充電を表わす積分された信号を生成するように結合された積分器と、
    前記積分された信号で乗算された入力電圧検出信号に比例した乗算信号を生成するように結合された算術演算子回路と、
    前記出力電圧検出信号を受けるように結合されており、前記算術演算子回路に結合された比較器とを備え、前記比較器は、前記出力電圧検出信号の値に達している前記積分された信号に応答して、前記スイッチをオフ状態にするように結合される、コントローラ。
  17. 前記スイッチの切換を制御して、前記出力電圧検出信号に応答して電源の出力電圧を調整する定電圧制御回路をさらに備える、請求項１２または１６に記載のコントローラ。
  18. 前記定電圧制御回路に結合されていて、前記スイッチの切換を制御して、前記出力電流がしきい値電流未満であるとき電源の前記出力電圧を調整する論理回路をさらに備え、かつ前記論理回路は、前記定電流制御回路に接続されていて、前記スイッチの切換を制御して、前記出力電圧がしきい値電圧未満であるとき前記出力電流を調整する、請求項１７に記載のコントローラ。
  19. 最大デューティサイクル信号を生成する発振器をさらに備え、前記論理回路の第１の入力は、前記定電流制御回路に結合されており、前記論理回路の第２の入力は、前記定電圧制御回路に結合されており、前記論理回路の第３の入力は、前記最大デューティサイクル信号を受けるように結合されている、請求項１８に記載のコントローラ。
  20. 前記出力電圧は、前記出力電圧の調整時、前記しきい値電圧に調整され、前記出力電流は、前記出力電流の調整時、前記しきい値電流に調整される、請求項１８に記載のコントローラ。
  21. 前記スイッチおよび前記定電流制御回路は、単一のモノリシック集積装置に組込まれている、請求項１、１２または１６に記載のコントローラ。
  22. 電源であって、
    入力電圧源と電源の出力との間に結合されたエネルギ伝達要素と、
    前記エネルギ伝達要素に結合されたスイッチとを備え、前記スイッチは駆動信号に応答して開閉し、さらに、
    前記スイッチに結合されて前記スイッチの切換を制御し、電源の出力電流を調整するように結合されたコントローラを備え、前記コントローラは、
    制御信号に応答して前記駆動信号を生成するように結合された論理回路と、
    前記論理回路に結合され、かつ受けた入力電流検出信号、入力電圧検出信号、および出力電圧検出信号に応答して前記制御信号を生成するように結合された定電流制御回路と、
    前記定電流制御回路に含まれる積分器とを含み、前記積分器は、前記制御信号のスイッチング周期中に前記入力電流検出信号を積分して、前記入力電圧源から取られた充電を表わす積分された信号を生成するように構成され、前記定電流制御回路は、前記積分された信号が前記出力電圧検出信号と前記入力電圧検出信号との比に比例するように前記制御信号を生成するように構成されている、電源。
  23. 電源であって、
    入力電圧源と電源の出力との間に結合されたエネルギ伝達要素と、
    前記エネルギ伝達要素に結合されたスイッチとを備え、前記スイッチは駆動信号に応答して開閉し、さらに、
    前記スイッチに結合されて前記スイッチの切換を制御し、電源の出力電流を調整するように結合されたコントローラを備え、前記コントローラは、
    制御信号に応答して前記駆動信号を生成するように結合された論理回路と、
    前記論理回路に結合され、かつ受けた入力電流検出信号、入力電圧検出信号、および出力電圧検出信号に応答して前記制御信号を生成するように結合された定電流制御回路と、
    前記定電流制御回路に含まれる積分器とを含み、前記積分器は、前記制御信号のスイッチング周期中に前記入力電流検出信号を積分して、電源の入力電圧源から取られた充電を表わす積分された信号を生成するように構成され、さらに、
    前記出力電圧検出信号と前記入力電圧検出信号との比に比例した基準信号を生成するように結合された算術演算子回路と、
    前記積分された信号を受けるように結合された第１の入力、前記基準信号を受けるように結合された第２の入力、および前記基準信号の値に達している前記積分された信号に応答して前記スイッチをオフ状態にするように結合された出力を有する比較器とを含む、電源。
  24. 定電流出力を有するように電源を制御する方法であって、前記方法は、
    入力電流検出信号、入力電圧検出信号、および出力電圧検出信号を受けることと、
    電源のスイッチの切換を制御し、電源の出力電流を調整するための制御信号を生成することとを備え、前記制御信号を生成することは、
    前記制御信号のスイッチング周期中に前記入力電流検出信号を積分して、電源の入力電圧源から取られた充電を表わす積分された信号を生成することと、
    前記積分された信号が前記出力電圧検出信号と前記入力電圧検出信号との比に比例するように前記スイッチの切換を制御することとを含む、方法。
  25. 定電流出力を有するように電源を制御するためのコントローラであって、前記コントローラは、
    入力電流検出信号、入力電圧検出信号、および出力電圧検出信号を受けるための手段と、
    電源のスイッチの切換を制御し、電源の出力電流を調整するための制御信号を生成するための手段とを備え、前記制御信号を生成するための手段は、
    前記制御信号のスイッチング周期中に前記入力電流検出信号を積分して、電源の入力電圧源から取られた充電を表わす積分された信号を生成するための手段と、
    前記積分された信号が前記出力電圧検出信号と前記入力電圧検出信号との比に比例するように前記スイッチの切換を制御するための手段とを含む、コントローラ。
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