JP5618532B2 - フライバックコンバータ、およびフライバックコンバータの出力を調節する方法 - Google Patents

フライバックコンバータ、およびフライバックコンバータの出力を調節する方法 Download PDF

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Description

背景情報
開示の分野
本発明は概して電源に関し、より詳細には、この発明は、フライバックコンバータ電力変換トポロジを用いる交流−直流電源および／または直流−直流電源に関する。
背景
一般に、フライバックコンバータは、充電式電池を用いる携帯電話および他の携帯型電子装置の要件を満たす低コストの電源のための一般的に用いられているトポロジである。典型的な用途では、交流−直流電源は、１００ボルトｒｍｓと２４０ボルトｒｍｓとの間の入力を通常の交流電気コンセントから受取る。電源のスイッチは、制御回路によってオンにされたりオフにされたりして、電子装置を動作させるのに好適であり得る、または電子装置に電力を提供する電池を充電するのに好適であり得る調節された出力を提供する。出力は典型的には、１０ボルト直流未満の直流電圧である。さらに、出力からの電流は通常、電源が電池を充電しているときに調節される。
安全機関は一般に、入力と出力とをガルバニック絶縁（galvanic isolation）するために電源を必要とする。ガルバニック絶縁は、直流電流が電源の入力と出力との間を流れるのを防止する。換言すれば、電源の入力端子と出力端子との間に印加された高い直流電圧が、電源の入力端子と出力端子との間で直流電流を生成することはない。ガルバニック絶縁の要件は、電源の費用の一因となる厄介な問題である。
ガルバニック絶縁を備えた電源は、入力を出力から電気的に分離する隔離障壁を維持しなければならない。出力に電力を提供するために隔離障壁を越えてエネルギを伝達しなければならず、出力を調節するために隔離障壁を越えて信号の形態の情報を伝達しなければならない。ガルバニック絶縁は典型的には、電磁気装置および電気光学装置で達成される。変圧器および結合インダクタなどの電磁気装置は一般に、入力と出力との間でエネルギを伝達して出力電力を提供するために用いられるのに対して、電気光学装置は一般に、出力と入力との間で信号を伝達して入力と出力との間のエネルギの伝達を制御するために用いられる。
電源の費用を削減しようとする努力は、電気光学装置およびそれらの関連回路を排除することに焦点を合わせてきた。代替的な解決策は一般に、変圧器または結合インダクタなどの単一のエネルギ伝達素子を用いて、出力にエネルギを提供し、出力を制御するために必要な情報も取得する。最も低コストの構成は、典型的に、隔離障壁の入力側に制御回路と高電圧スイッチとを配置する。コントローラは、エネルギ伝達素子の巻線における電圧を観察することにより間接的に出力についての情報を取得する。情報を提供する巻線も、隔離障壁の入力側にある。
隔離障壁の入力側は時には一次側と称され、隔離障壁の出力側は時には二次側と称される。一次側からガルバニック絶縁されないエネルギ伝達素子の巻線も、一次側巻線であり、時には一次基準巻線とも呼ばれる。入力電圧に結合され、入力電圧からエネルギを受取る一次側の巻線は、時には単に一次巻線と称される。一次側の回路にエネルギを送出する
他の一次基準巻線は、たとえばバイアス巻線またはたとえば検知巻線などの、主な機能を表わす名前を有していてもよい。一次側巻線からガルバニック絶縁される巻線は、二次側巻線であり、時には出力巻線と呼ばれる。
本発明の非限定的および非網羅的な実施例について、以下の図面を参照して説明する。図中、特別の定めのない限り、種々の図全体を通して、同様の参照番号は同様の部分を指す。
本発明の教示に従って電源の顕著な特徴を示す例示的なフライバック電源の概略図である。 本発明の教示に従う切換素子の機能的に等価な例示的な図である。 本発明の教示に従う切換素子の機能的に等価な例示的な図である。 本発明の教示に従って例示的な一次制御回路のさらなる詳細を示す図１のフライバック電源の一部の図である。 本発明の教示に従って例示的な二次制御回路のさらなる詳細を示す図１のフライバック電源の一部の図である。 本発明の教示に従って、不連続導通モードで動作するときの図１の電源からの例示的な波形を示すタイミング図である。 本発明の教示に従って、連続導通モードで動作するときの図１の電源からの例示的な波形を示すタイミング図である。 本発明の教示に従って図１のフライバック電源のための例示的な切換素子および例示的な二次制御回路を示す概略図である。 本発明の教示に従って図１のフライバック電源のための別の二次制御回路を有する別の切換素子の一例を示す概略図である。 本発明の教示に従って、二次制御回路を有する切換素子を用いて、フライバック電源の出力電圧および出力電流を調節するフライバック電源の一部の一例を示す図である。
詳細な説明
本発明に係る強制一次調節を備えた電源に関する例を開示する。以下の説明では、本発明を完全に理解できるようにするために、多くの具体的な詳細について記載している。しかしながら、本発明を実施するために具体的な詳細を利用する必要がないことは当業者にとって明白である。他の例では、本発明を曖昧にすることを避けるために、周知の材料または方法については詳細に記載しなかった。
本明細書全体を通して「一実施例」、「実施例」、「一例」または「例」に言及することは、その実施例と関連付けて記載される特定の特徴、構造または特性が本発明の少なくとも１つの実施例または例に含まれることを意味している。したがって、本明細書全体を通して種々の場所に登場する「一実施例では」、「実施例では」、「一例では」または「例では」という句は、必ずしもすべてが同じ実施例を指しているわけではない。特定の特徴、構造または特性は、１つ以上の実施例または例の中で、組合せられてたとえば任意の好適な組合せおよび／または下位の組合せにされてもよい。さらに、特定の特徴、構造または特性が、集積回路、電子回路、組合せ論理回路、または記載された機能を提供する他の好適な構成要素に含まれていてもよい。加えて、ここに提供される図面は当業者に説明することを目的としており、図面は必ずしも一定の比例に応じて描かれていないことが理解される。
電源出力についての間接的な情報を取得するために電源で用いられる１つの一般的な方
法は、一次巻線における電圧と電源の出力の状態との予測可能な関係に頼るというものである。この方法の難点は、一次巻線における電圧と電源の出力における電圧との関係が正確にわからないことである。一次巻線の電圧は電源の出力電圧にほぼ比例するが、理想的でない多くの影響により、一次巻線の電圧とは無関係に出力電圧が変化する。
記載されるように、本発明の教示に従って電源の出力を正確に調節する改良された方法および装置を開示する。一例では、フライバック電源について記載し、このフライバック電源は、本発明の教示に従って単一のエネルギ伝達素子を用いて電源の入力と出力とをガルバニック絶縁するフライバック電源の出力の正確な調節を可能にする。
例示のために、図１は、入力電圧ＶIN１０２を受取って、負荷１５４において出力電圧ＶO１５６および出力電流ＩO１５２を生成する直流−直流電源１００の一例の概略図を概して示す。交流−直流電源の例では、直流入力電圧ＶIN１０２は、整流されかつフィルタリングされた交流入力電圧であってもよい。入力電圧ＶIN１０２は、入力帰線（input return）１０８に対して正である。出力電圧ＶOは、出力帰線１５０に対して正である。
図１の例示的な電源１００は、調節フライバックコンバータである。例示された例に示されるように、電源１００のフライバックコンバータは、３つの巻線を有する結合インダクタであるエネルギ伝達素子Ｌ１ １３２を含む。エネルギ伝達素子Ｌ１ １３２は、時には変圧器と称される。なぜなら、巻線の電圧が、各巻線の巻数によって関連付けられるためである。エネルギ伝達素子Ｌ１ １３２は、ＮP巻を備えた入力巻線１２８と、ＮS巻を備えた出力巻線１３０と、ＮB巻を備えたバイアス巻線１２６とを有する。
例示された例では、エネルギ伝達素子Ｌ１ １３２は、電源の入力における回路と電源の出力における回路とをガルバニック絶縁する。すなわち、入力帰線１０８と出力帰線１５０との間に印加された直流電圧が、入力帰線１０８と出力帰線１５０との間に直流電流を流すことはないであろう。ガルバニック絶縁する隔離障壁は、巻線間の電気絶縁体である。入力巻線１２８およびバイアス巻線１２６は、隔離障壁の一次側にある。出力巻線１３０は、隔離障壁の出力側にある。
図示された例に示されるように、隔離障壁の一次側のスイッチＳ１ １０６は、一次制御回路１１６からの駆動信号１１４に応答して開閉する。一例では、スイッチＳ１ １０６は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（metal oxide semiconductor field effect transistor）（ＭＯＳＦＥＴ）であってもよい。別の例では、スイッチＳ１ １０６は、バイポーラ接合トランジスタ（bipolar junction transistor）（ＢＪＴ）であってもよい。さらに別の例では、スイッチＳ１ １０６は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（insulated gate bipolar transistor）（ＩＧＢＴ）または他の好適なスイッチであってもよい。
一例では、一次制御回路１１６は、制御端子１６０における信号に応答して駆動信号１１４を発生させて、スイッチＳ１ １０６の切換を制御する。一次制御回路１１６はまた、スイッチＳ１ １０６における電流ＩD１０４の値を示す電流検知信号１１２に応答してもよい。スイッチにおける電流を検知するために当該技術分野において実施されるいくつかの方法はいずれも、電流検知信号１１２を提供し得る。
一例では、一次制御回路１１６は、スイッチＳ１ １０６を開閉させて、電源１００の出力を所望の値に調節する。出力は、電圧である場合もあれば、電流である場合もあり、または電圧と電流との組合せである場合もある。図１の例示的な電源１００は、負荷１５４において調節された出力電圧ＶO１５６を示す。負荷１５４は、出力電流ＩO１５２を受取る。
開いたスイッチは電流を伝えることができない。閉じたスイッチは電流を伝え得る。スイッチＳ１ １０６が閉じられると、一次電流ＩP１５８が結合インダクタＬ１ １３２の一次巻線１２８に入り、結合インダクタＬ１ １３２の磁場にエネルギを蓄積する。スイッチＳ１ １０６が閉じられると、出力巻線１３０およびバイアス巻線１２６には電流が存在しない。バイアス巻線１２６に結合されたダイオード１１８および出力巻線１３０に結合された切換素子１３８は、スイッチＳ１ １０６が閉じられると、それぞれの巻線における電流を阻止する。
スイッチＳ１ １０６が開くと、電流ＩS１３４が出力巻線１３０に流入してもよく、電流ＩB１２０がバイアス巻線１２６に流入してもよい。スイッチＳ１ １０６が開いた後、結合インダクタＬ１ １３２に蓄積されたエネルギのうちすべてまたは一部が巻線１２６および１３０を通して放出されてもよい。すなわち、スイッチＳ１ １０６が閉じられたときに巻線１２８における一次電流ＩP１５８によって蓄積されたエネルギが、Ｓ１
１０６が開いているときに巻線１２６および巻線１３０から電流ＩB１２０および電流ＩS１３４をそれぞれ受取る回路に伝達される。電流ＩS１３４およびＩB１２０は、それぞれキャパシタＣ１ １４８およびＣ２ １２２を充電して、それぞれの電圧ＶO１５６およびＶC１２４を生成する。図１の例では、キャパシタＣ１ １４８およびＣ２ １２２は、電圧ＶO１５６およびＶC１２４が実質的に直流電圧であるように十分なキャパシタンスを有する。図１の例では、電流ＩB１２０は、整流器１１８に順方向バイアスをかけて、キャパシタＣ２ １２２を充電する。図１の例では、整流器１１８は、電流ＩB１２０を伝えるときに順方向電圧ＶF１６４を有する。
例示された例では、電圧ＶB１６２と電圧ＶS１３６との関係は、それぞれの巻線１２６および１３０の巻数の比率によって決定される。すなわち、以下のとおりである。
Figure 0005618532
電圧ＶB１６２とＶS１３６との固定された関係とは対照的に、それぞれの巻線１２６および１３０における電流ＩB１２０およびＩS１３４は、巻線の巻数によって関連付けられない。その代わり、電流ＩB１２０およびＩS１３４は、各巻線における回路の特性によって別個に決定される。すなわち、スイッチＳ１ １０６が開いているとき、電流ＩB１２０およびＩS１３４はいずれの比率であってもよい。スイッチＳ１ １０６が開いている間はいつでも、どちらかの巻線がゼロ電流を有していてもよい。スイッチＳ１ １０６が開いているとき、電流ＩB１２０およびＩS１３４は、結合インダクタに残っているエネルギの量によって制限されるが、個々の電流は、その限界を超えない任意の値を取ってもよい。したがって、蓄積されたエネルギは、本発明の教示に従って、巻線のうちの１つにおける制御回路で電流が強制的に流れるようにすることによって、所望の如くどちらかの巻線に向けられてもよい。
図１に例示された例に示されるように、電源１００は、本発明の教示に従って結合インダクタ１３２から出力巻線１３０およびバイアス巻線１２６へのエネルギの伝達を分配するように切換素子１３８を動作させる二次制御回路１４６を含む。この例では、二次制御回路１４６は、巻線１３０における電圧ＶS１３６を信号１４０として受取り、出力電圧ＶO１５６を信号１４４として受取る。この例では、信号１４０および１４４は、取るに足りない電流を伝える。二次制御回路１４６は、出力電圧ＶO１５６の実際の値と出力電圧ＶO１５６の所望の値との差を表わすエネルギが本発明の教示に従って出力巻線１３０
からバイアス巻線１２６に迂回されるように切換素子１３８を切換える駆動信号１４２を生成する。出力電圧ＶO１５６の所望の値は、特定の電源について指定される。電源の設計者は、典型的には、この開示の中で詳細に後述するように、二次制御手段１４６内で確立された基準電圧から所望の出力電圧を設定する。出力電圧ＶO１５６の実際の値と出力電圧ＶO１５６の所望の値との差を表わすエネルギは、エラー信号であると考えられてもよい。
バイアス巻線１２６に迂回されたエネルギは、出力電圧ＶO１５６が所望の値に調節されるようにスイッチＳ１ １０６を制御する信号として一次制御回路１１６によって受取られる。すなわち、二次制御回路１４６は、出力電圧ＶO１５６の実際の値と所望の値との間のエラーを表わすエネルギをバイアス巻線１２６に迂回させる。一次制御回路１１６は、エラー信号の情報を含む電流ＩB１２０に応答する。一次制御回路１１６は、スイッチＳ１ １０６を切換えて、出力電圧ＶO１５６を所望の値に調節し、それによってエラー信号の値を低減させる。
図１の例に示されるように、およびこの開示の中で詳細に後述するように、キャパシタＣ２ １２２の電圧ＶC１２４は、一次制御回路１１６によって調節される。電圧および巻比率は、切換素子１３８がバイアス巻線１２６にエネルギを迂回させるように動作するときにのみバイアス巻線１２６に電流が存在するように設計者によって選択される。すなわち、以下のとおりである。
Figure 0005618532
一次電流ＩP１５８によって一次巻線１２８に蓄積されたエネルギのごく一部を他の巻線に伝達することはできない。なぜなら、一次巻線１２８と結合インダクタの他の巻線との間の磁気結合が完全ではないためである。図１の例示的な電源１００では、他の巻線に伝達することができないエネルギは、クランプ回路１１０によって受取られ、このクランプ回路１１０は、一次巻線１２８の両端の電圧を制限して、過剰な電圧による損傷からスイッチＳ１ １０６を保護する。
図２Ａおよび図２Ｂは、本発明の教示に従って図１の例示的な電源１００で用いられ得る切換素子１３８の機能的に等価な例を概して示す。記載されるように、切換素子１３８は、第１のインピーダンスまたは第２のインピーダンスのいずれかの、端子２４０と２４４との間の実効インピーダンスを有するように切換えられるように結合され、ここで、第１のインピーダンスと第２のインピーダンスとは異なっている。一例では、端子２４０と２４４との間の第１のインピーダンスも第２のインピーダンスもゼロではない。一例では、インピーダンスは非線形であってもよい。
例示のために、図２Ａは、位置１または位置２のいずれかの位置にあるように駆動信号１４２によって制御される単極双投スイッチＳA２０５を示す。スイッチＳA２０５が位置１にあるとき、切換素子１３８の端子２４０と端子２４４との間を通る電流は、インピーダンスＺ１ ２１０を通過しなければならない。スイッチＳAが位置２にあるとき、端子２４０と端子２４４との間を通る電流は、インピーダンスＺ２ ２２０を通過しなければならない。一般に、インピーダンスＺ１ ２１０およびＺ２ ２２０は、同じでない限り、ゼロおよび無限大を含む任意の値であってもよい。例示された例では、切換素子１３８の端子２４０と端子２４４との間のインピーダンスは、駆動信号１４２の値が高い場合と低い場合とで異なっていなければならない。
図２Ｂは、駆動信号１４２によって開いているかまたは閉じられるように制御される単極単投スイッチＳB２３０を含む例示的な切換素子１３８を示す。図２Ｂはまた、インピーダンスＺ３ ２５０およびＺ４ ２５５を含む。図２Ａの構成と図２Ｂの構成との主な相違点は、端子２４０と端子２４４との間のインピーダンスＺ３ ２５０が図２Ｂの構成では切換えられないことである。すなわち、スイッチＳB２３０が開いているとき、およびスイッチＳBが閉じられているとき、インピーダンスＺ３ ２５０は端子２４０と端子２４４との間にある。スイッチＳB２３０が開いているときには、切換素子１３８の端子２４０と端子２４４との間を通る電流はすべて、インピーダンスＺ３ ２５０を通過しなければならない。スイッチＳBが閉じられると、端子２４０と端子２４４との間を通る電流の一部がインピーダンスＺ３ ２５０を通過してもよく、端子２４０と２４４との間を通る電流の一部がインピーダンスＺ４ ２５５を通過してもよい。一般に、インピーダンスＺ３ ２５０およびＺ４ ２５５は、Ｚ３ ２５０については０以外の任意の値であってもよく、Ｚ４ ２５５については無限大以外の任意の値であってもよく、それらは異なる値である必要がない。
一例では、図２Ａおよび図２ＢにおけるインピーダンスＺ１ ２１０、Ｚ２ ２２０、Ｚ３ ２５０、およびＺ４ ２５５はいずれも非線形であってもよい。すなわち、インピーダンスの両端の電圧は、インピーダンスを通る電流に正比例していなくてもよい。たとえば、ｐｎ接合ダイオードが非線形インピーダンスを有すると考えられてもよい。ショットキーダイオードも非線形インピーダンスを有すると考えられてもよい。
一般に、切換素子１３８は、双方向または単一方向のいずれかであってもよい。双方向の切換素子は、どちらの方向にも電流を伝えることが可能である。単一方向の切換素子は、１つの方向にのみ電流を伝えることが可能である。図２Ａおよび図２Ｂの切換素子は、インピーダンスＺ１ ２１０、Ｚ２ ２２０、Ｚ３ ２５０、およびＺ４ ２５５がダイオードを含むときには、単一方向であってもよい。
図３は、図１の例示的な電源１００で用いられ得る例示的な一次制御回路１１６をより詳細に示す。示されるように、例示的な一次制御回路１１６は、論理および駆動回路３０５に結合された発振器３１０を含み、論理および駆動回路３０５は、シャントレギュレータ３１５に結合される。例示された例では、一次制御回路１１６は、制御端子１６０においてバイアス巻線１２６からエネルギを受取る。バイアス巻線１２６からのエネルギは、制御回路１１６を動作させるように電力を提供する。バイアス巻線１２６からのエネルギはまた、出力電圧ＶO１５６の実際の値と所望の値との差についての情報を提供する。すなわち、バイアス巻線１２６における電流ＩB１２０は、本発明の教示に従って、制御回路１１６のための供給電流およびエラー信号を両方とも含む。
この例に示されるように、値ＩDDを有する電流源３５５は、一次制御回路１１６を動作させるために必要な供給電流を表わし、スイッチＳ１ １０６を動作させるために必要な電流を含んでいてもよい。一例では、一次制御回路１１６は、モノリシック集積回路に含まれていてもよい。別の例では、集積回路は、一次制御回路１１６と、スイッチＳ１ １０６と、電流検知信号１１２とを含んでいてもよい。電源１００に含まれる例示的な集積回路は、カリフォルニア州サンホゼのパワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッドのＴＯＰスイッチまたはＤＰＡ−スイッチ系製品のうちの１つであってもよい。
図３に示される例を続けて、一次制御回路１１６は、キャパシタＣ２ １２２の制御電圧ＶC１２４を所望の値に調節するように結合されるシャントレギュレータ３１５を含む。電源１００の動作中、バイアス巻線１２６に向けられたエネルギは、一次制御回路１１６に電力を提供するために必要な量よりも多い。一次制御回路１１６に電力を供給するた
めに必要な量を超えるエネルギは、分路電流ＩSH３２０としてシャントレギュレータ３１５によって放散される。
制御電圧ＶC１２４が調節されると、分路電流ＩSH３２０は、バイアス巻線１２６からの電流ＩB１２０の平均値と電流源３５５からの電流ＩDDとの差である。このように、分路電流ＩSH３２０は、一次制御回路１１６に電力を提供するために必要な量を超える、バイアス巻線１２６に迂回されたエネルギを表わす。バイアス巻線１２６に向けられた過剰なエネルギが出力の実際の値と所望の値との間のエラーを表わすので、分路電流ＩSH３２０は、出力の実際の値と所望の値との間のエラーを表わす。したがって、分路電流ＩSH３２０はエラー電流であり、巻線１２６における電流ＩB１２０の平均値は、エラー電流ＩSH３２０と供給電流ＩDD３５５との合計である。
図３の例示的なシャントレギュレータ３１５に示されるように、オプションのフィードバック回路ＨF1３４０を有する増幅器３３０は、増幅器３３０の反転入力端子３５０において所望の制御電圧ＶC１２４の一部Ｋ1を受取る。増幅器３３０は、非反転入力端子３４５において基準電圧ＶREFCを受取る。増幅器３３０の出力は、ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ３２５を駆動して、反転入力端子３５０における電圧Ｋ1ＶCが非反転入力端子３４５における基準電圧ＶREFCと実質的に同じであるように分路電流ＩSH３２０を伝える。したがって、制御電圧ＶC１２４は、一部Ｋ1で除算された値ＶREFCに調節される。
例示的なシャントレギュレータ３１５において、分路電流ＩSH３２０は抵抗器３３５によってエラー電圧に変換される。論理および駆動回路３０５は、抵抗器３３５からエラー電圧を受取り、発振器３１０からタイミング信号を受取り、電流検知信号１１２を受取って、スイッチＳ１ １０６の切換を制御するように結合される駆動信号１１４を生成する。
図４は、例示的な二次制御回路１４６をより詳細に示す。二次制御回路１４６は、二次エラー信号４１５を提供する二次エラー増幅器４２５を含む。一例では、論理・タイミングおよび駆動回路４１０は、二次エラー信号４１５および電圧ＶS１３６を受取って、切換素子１３８のための駆動信号１４２を生成する。
図４の例に示されるように、二次エラー増幅器４２５は、オプションのフィードバックネットワークＨF2４２０を有する演算増幅器４３０を含む。反転入力端子４４０は、出力電圧ＶO１５６の一部Ｋ2を受取るように結合される。増幅器４３０は、非反転入力端子４３５において基準電圧ＶREFOを受取る。この例では、所望の出力電圧は、Ｋ2で除算された基準電圧ＶREFOである。増幅器４３０の出力は、論理・タイミングおよび駆動回路４１０によって受取られ、この論理・タイミングおよび駆動回路４１０は、切換素子１３８を動作させて、反転入力端子４４０における電圧Ｋ2ＶOが非反転入力端子４３５における基準電圧ＶREFOと実質的に同じであるようにバイアス巻線１２６において電流ＩB１２０を生成するように結合される。したがって、出力電圧ＶO１５６は、一部Ｋ2で除算された値ＶREFOに調節される。
図５は、不連続導通モード（discontinuous conduction mode）（ＤＣＭ）で動作するときの図１における例示的な電源１００の動作を説明する波形を示すタイミング図５００である。図１における電源１００がＤＣＭで動作するとき、結合インダクタＬ１ １３２におけるエネルギはすべて、スイッチＳ１ １０６が開いている間にインダクタＬ１ １３２から除去される。すなわち、スイッチＳ１ １０６が最初に閉じられたときには、結合インダクタＬ１ １３２に蓄積された残っているエネルギはない。図１における電源１００がＤＣＭで動作するときには、スイッチＳ１ １０６における電流ＩD１０４は、スイッチＳ１ １０６が閉じた直後は０の値を有する。
図５のタイミング図５００における波形は、インピーダンスＺ１ ２１０およびＺ３ ２５０が無限大であり、インピーダンスＺ２ ２２０およびＺ４ ２５５が０である状態で切換素子１３８が図２Ａおよび図２Ｂの特徴を有するときの図１の電源１００の動作を示す。すなわち、駆動信号１４２がハイであるときには切換素子１３８は電流ＩS１３４を伝え、駆動信号１４２がローであるときには切換素子１３８は電流を伝えない。
図５は、完璧な切換期間ＴS５３０を示す。一次制御回路１１６からの駆動信号１１４は期間ＴON５０５の間はハイであり、スイッチＳ１ １０６が電流ＩD１０４を伝えることができるようにする。駆動信号１１４は期間ＴOFF５１５の間はローであり、スイッチＳ１ １０６が導通するのを防止する。二次制御回路１４６からの駆動信号１４２は、ＴON５０５が終わった後の期間Ｔ1５１０の間はハイであり、切換素子１３８が二次巻線１３０における電流ＩS１３４を伝えることができるようにする。二次制御回路１４６からの駆動信号１４２は、Ｔ1５１０の終わりにローになり、切換素子１３８が電流を伝えるのを防止する。
図５の例では、バイアス電流ＩB１２０が０である一方で、切換素子１３８が二次巻線１３０から電流ＩS１３４を伝える。なぜなら、ダイオード１１８に逆バイアスがかかっているためである。すなわち、切換素子１３８が導通すると、バイアス巻線１２６の電圧ＶB１６２は、制御電圧ＶC１２４と順方向電圧ＶF１６４との合計未満である。
駆動信号１４２がＴ1５１０の終わりにローになって、二次巻線１３０における電流ＩS１３４を低減させると、結合インダクタＬ１ １３２における蓄積されたエネルギは、電流ＩB１２０がバイアス巻線１２６に強制的に流入するようにし、二次電圧ＶS１３６が出力電圧ＶO１５６よりも大きくなるようにする。駆動信号１４２は、ＴON５０５が終わった後の期間Ｔ2５２０まではローのままである。駆動信号１４２は、期間Ｔ2５２０の終わりにハイになり、切換素子１３８が再び二次巻線１３０から電流ＩS１３４を伝えることができるようにし、二次電圧ＶS１３６を出力電圧ＶO１５６に低減させ、バイアス巻線１２６における電流ＩB１２０が伝えられるのを防止する。切換素子１３８は、すべてのエネルギが結合インダクタＬ１ １３２から除去された後、時刻ｔX５２５において導通を停止させる。したがって、二次制御回路１４６からの駆動信号１４２は、オフ期間ＴOFF５１５の少なくとも一部の間はローになり、これにより、切換素子１３８が二次巻線１３０からの電流ＩS１３４を低減させ、本発明の教示に従って電流ＩB１２０がバイアス巻線１２６に強制的に流入するようにする。一例では、二次制御回路１４６は、本発明の教示に従って、パワーコンバータの所望の出力値と実際の出力値との差に応答して切換素子１３８が二次巻線１３０からの電流ＩS１３４を低減させるように結合される。
図５の例では、二次制御手段１４６からの駆動信号１４２は、蓄積されたエネルギがすべて結合インダクタＬ１ １３２から除去されると、時刻ｔX５２５においてローになる。切換素子１３８が単一方向の切換素子であれば、二次制御手段１４６からの駆動信号１４２は、結合インダクタＬ１ １３２に蓄積されたエネルギがそれ以上ないときに０になる必要はない。
図６は、連続導通モード（continuous conduction mode）（ＣＣＭ）で動作するときの図１における電源１００の動作を説明する波形を示すタイミング図６００である。図１における電源１００がＣＣＭで動作するときには、スイッチＳ１ １０６が開いている期間全体にわたって、結合インダクタＬ１ １３２にはエネルギが存在する。すなわち、スイッチＳ１ １０６が最初に閉じたときには、結合インダクタＬ１ １３２にはエネルギが存在する。図１における電源１００がＣＣＭで動作するとき、スイッチＳ１ １０６における電流ＩD１０４は、スイッチＳ１ １０６が閉じた直後は０よりも大きな値を有する
。
図５に示されるＤＣＭでの動作と同様に、図６は、ＣＣＭにおいて、駆動信号１４２はスイッチＳ１ １０６が開いた後の期間Ｔ1６１０の間はハイになり、切換素子１３８が電流ＩS１３４を伝えることができるようにすることを示す。Ｔ1６１０の終わりに、切換素子１３８は開いて、電流ＩS１３４を低減させ、電流ＩB１２０がバイアス巻線１２６に強制的に流入するようにする。切換素子１３８は閉じて、スイッチＳ１ １０６が開いたときから期間Ｔ2６２０後にＩS１３４を伝えることができるようにする。したがって、二次制御回路１４６からの駆動信号１４２は、オフ期間ＴOFF５１５の少なくとも一部の間はローになり、これにより、切換素子１３８が二次巻線１３０からの電流ＩS１３４を低減させ、本発明の教示に従って電流ＩB１２０がバイアス巻線１２６に強制的に流入するようにする。一例では、二次制御回路１４６は、本発明の教示に従って、パワーコンバータの所望の出力値と実際の出力値との差に応答して切換素子１３８が二次巻線１３０からの電流ＩS１３４を低減させるように結合される。
本発明の教示から恩恵を受ける他の例示的な電源は、図５の図５００および図６の図６００から修正されたタイミング図で動作してもよい。ＤＣＭまたはＣＣＭのいずれかでの動作のために、切換素子１３８は、スイッチＳ１ １０６が開いている間はいつでも、電流ＩS１３４の伝導を低減または防止してもよい。すなわち、スイッチＳ１ １０６が開いた後に切換素子１３８が開く時刻は、ＴOFF５１５の始まりに近い場合もあれば、ＴOFF５１５の終わりに近い場合もある。切換素子１３８は、スイッチＳ１ １０６が開いている間、複数回、電流ＩS１３４の伝導を低減または防止してもよい。二次コントローラ１４６は、十分な電流ＩBがバイアス巻線１２６に強制的に流入するようにして出力を調節するために、ＴOFFの間、必要に応じて何度でも切換素子１３８を開閉してもよい。
図７は、図１の電源１００のための例示的な切換素子１３８を有する例示的な二次制御回路１４６の詳細を示す。図７に示される例では、切換素子１３８は、ダイオード７０５とｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ７１０とを含む単一方向の切換素子である。二次エラー増幅器４２５は、一例ではＴＬ４３１レギュレータなどであってもよい３端子シャントレギュレータ７５０を含む。ＴＬ４３１レギュレータは、内部基準電圧を含む一般的な３端子集積回路である。基準端子に印加された外部電圧が基準電圧を超えると、ＴＬ４３１は他の２つの端子において電流を伝える。抵抗器７４５および７６０が結合されて分圧器を形成し、出力電圧ＶO１５６の一部Ｋ2をシャントレギュレータ７５０の基準端子７６５に提供する。この例では、所望の出力電圧は、Ｋ2で除算されたＴＬ４３１の基準電圧である。二次エラー信号４１５は、ｐｎｐトランジスタ７４０からの電流によって抵抗器７５５上に生じた電圧である。
図示された例に示されるように、論理・タイミングおよび駆動回路４１０は、充電ダイオード７３０および放電ダイオード７２０に結合されたキャパシタ７１５を含み、この放電ダイオード７２０は抵抗器７２５に結合され、この抵抗器７２５はｎｐｎトランジスタ７３５に結合される。キャパシタ７１５、充電ダイオード７３０および放電ダイオード７２０は、駆動信号１４２をｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ７１０のゲートに提供するチャージポンプを形成し、このｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ７１０は、単一方向の切換素子１３８の一部である。
動作中、間隔ＴON５０５の間に二次電圧ＶS１３６が負になると、キャパシタ７１５は充電する。二次電圧ＶS１３６が正になると、キャパシタ７１５はダイオード７２０、抵抗器７２５およびｎｐｎトランジスタ７３５によって放電する。二次電圧ＶS１３６が負から正になると、駆動信号１４２にはｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ７１０を導通させるのに十分な電圧が存在する。ｎｐｎトランジスタ７３５が十分にキャパシタ７１５を放電して
、駆動信号１４２の電圧を下げ、ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ７１０の導通を停止させるまで、切換素子１３８は二次電流ＩS１３４を伝える。図７の例では、切換素子１３８は、切換期間において一度だけ導通する。図７の例では、より大きな二次エラー信号４１５により、ｎｐｎトランジスタ７３５がキャパシタ７１５をより迅速に放電し、これにより、スイッチＳ１ １０６が開いた後、切換期間ＴS５３０の早いうちに切換素子１３８の導通を停止させる。
図８は、別の二次制御回路を有する別の切換素子の一例を示し、ここでは、切換素子１３８は、ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ８２０と並列ダイオード８１０とを含む同期整流器である。同期整流器は、時には、切換電源の出力巻線におけるダイオードの代わりに用いられる。なぜなら、ＭＯＳＦＥＴの両端の電圧が、電流を伝えるときにダイオードの両端の電圧よりも大幅に小さくなる可能性があるためである。同期整流器の電圧がより低いことで、ダイオードよりも少ない電力を放散させることによって効率が上がる。一例では、並列ダイオード８１０は、ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ８２０の内部ボディダイオードを表わす。一例では、並列ダイオード８１０は、ショットキーダイオードであり得るディスクリートのダイオードである。
図８の例では、二次制御回路１４６は同期整流器コントローラである。二次制御回路１４６は、駆動信号８３０をｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ８２０のゲートに提供する。二次巻線１３０と出力１５６との間に非常に高いインピーダンスを挿入することによって二次電流ＩS１３４の伝導を防止できる図７の例における切換素子１３８とは対照的に、図８の例における切換素子１３８は、２つの低い値の間で切換素子１３８のインピーダンスを変更することによって二次電流ＩS１３４を低減させる。駆動信号８３０がローであるときには、切換素子１３８はダイオード８１０のインピーダンスを有する。駆動信号８３０がハイであるときには、切換素子１３８はＭＯＳＦＥＴ８２０のより低いインピーダンスを有する。ダイオード８１０のより高いインピーダンスを挿入することにより、バイアス巻線１２６における電流ＩB１２０を増大させながら二次電流ＩS１３４が低減される。
図９は、駆動信号９３０が切換素子１３８を制御するように結合された状態で二次制御回路９４０が出力電流ＩO１５２および出力電圧ＶO１５６を制御するフライバック電源の一部の一例を示す。この例では、二次制御回路９４０は、電流検知抵抗器９１０において、信号１４４として出力電圧ＶO１５６を検知し、信号９２０として出力電流ＩO１５２を検知する。図９の例では、電流検知抵抗器９１０の両端の電圧は、信号９２０と信号１４４との差である。したがって、図９は、本発明の例示的な教示が、本発明の教示に従って、電圧である出力、または電流である出力、または電圧と電流との組合せである出力を制御するように如何に適合され得るかを示す。
要約書に記載されるものを含む図示される本発明の例の上記の説明は、網羅的であるように意図されるものではなく、または開示される厳密な形態に限定されるように意図されるものではない。この発明の具体的な実施例および例は本明細書において例示の目的で記載されており、本発明のより広い精神および範囲から逸脱することなく、種々の等価の修正が可能である。実際、具体的な電圧、電流、周波数、電力範囲値、時間などは説明の目的で提供されており、他の実施例および例では本発明の教示に従って他の値も利用してもよいことが理解される。
これらの修正は、上記の詳細な説明に鑑みて、この発明の例に対してなされることができる。以下の特許請求の範囲の中で用いられる用語は、明細書および特許請求の範囲に開示されている具体的な実施例にこの発明を限定するように解釈されるべきではない。むしろ、その範囲は専ら以下の特許請求の範囲によって決まり、特許請求の範囲は、確立されたクレーム解釈の原理に従って解釈される。したがって、本明細書および図面は限定的で
はなく例示的であると見なされる。
１００ 電源、１０６ スイッチ Ｓ１、１１６ 一次制御回路、１２６ バイアス巻線、１２８ 入力巻線、１３０ 出力巻線、１３２ 結合インダクタ Ｌ１、１３８ 切換素子、１４６ 二次制御回路。

Claims (22)

  1. 一次側および二次側を有するフライバックコンバータであって、
    第１の一次側巻線、二次側巻線および第２の一次側巻線を含む結合インダクタを備え、前記第１の一次側巻線は入力電圧に結合され、前記二次側巻線はパワーコンバータの出力に結合され、前記フライバックコンバータはさらに、
    前記二次側巻線に結合された切換素子と、
    前記切換素子および前記二次側巻線に結合された二次制御回路とを備え、前記二次制御回路は、所望の出力値と実際の出力値との差を表わすエネルギが前記二次側巻線から前記一次側巻線に転換されるように、前記所望の出力値と実際の出力値との差に応答して一次スイッチのオフ時間の部分の間に前記切換素子を切換えて、前記所望の出力値と前記実際の出力値との差を表わす電流が前記第２の一次側巻線に強制的に流入するように結合され、前記フライバックコンバータはさらに、
    前記第１の一次側巻線に結合された前記一次スイッチと、
    前記一次スイッチおよび前記第２の一次側巻線に結合された一次制御回路とを備え、前記一次制御回路は、前記強制的に流入した電流によって表わされる前記実際の出力値と前記所望の出力値との差に応答して前記一次スイッチを切換えて前記パワーコンバータの出力を調節するように結合される、フライバックコンバータ。
  2. フライバックコンバータコントローラであって、
    フライバックコンバータの結合インダクタの二次側巻線に結合された切換素子に結合される二次制御回路を備え、前記二次制御回路は、所望の出力値と実際の出力値との差を表わすエネルギが前記二次側巻線から前記一次側巻線に転換されるように、前記所望の出力値と前記二次側巻線の出力における実際の出力値との差に応答して一次スイッチのオフ時間の部分の間に前記切換素子を切換えて、前記所望の出力値と前記二次側巻線の出力における前記実際の出力値との差を表わす電流が前記結合インダクタの第２の一次側巻線に強制的に流入するように前記二次側巻線の出力の間に結合され、前記フライバックコンバータコントローラはさらに、
    前記結合インダクタの第１の一次側巻線に結合された前記一次スイッチに結合される一次制御回路を備え、前記一次制御回路は、前記二次制御回路によって前記第２の一次側巻線に強制的に流入した前記電流を受けるように結合され、前記一次制御回路は、前記強制的に流入した電流によって表わされる前記実際の出力値と前記所望の出力値との差に応答して前記一次スイッチを切換えて前記二次側巻線の出力に結合された前記フライバックコンバータの出力を調節するように結合される、フライバックコンバータコントローラ。
  3. 前記結合インダクタの前記二次側巻線は、前記第１および第２の一次側巻線からガルバニック絶縁される、請求項１に記載のフライバックコンバータまたは請求項２に記載のフライバックコンバータコントローラ。
  4. 前記切換素子は、第１のインピーダンスまたは第２のインピーダンスを有するように切換えられるように結合され、前記第１および第２のインピーダンスは等しくない、請求項１に記載のフライバックコンバータまたは請求項２に記載のフライバックコンバータコントローラ。
  5. 前記第１のインピーダンスは実質的に０であり、前記第２のインピーダンスは実質的に無限大である、請求項４に記載のフライバックコンバータ。
  6. 前記切換素子は単一方向または双方向である、請求項１に記載のフライバックコンバータまたは請求項２に記載のフライバックコンバータコントローラ。
  7. 前記一次制御回路は、前記強制的に流入した電流からエラー信号を抽出するためにシャントレギュレータを備え、前記一次制御回路は、前記エラー信号に応答して前記一次スイッチを切換えるように結合される、請求項１に記載のフライバックコンバータ。
  8. 前記二次制御回路は、分圧器および基準電圧に結合されて前記所望の出力値と前記実際の出力値との差を判断する二次エラー増幅器を備える、請求項１に記載のフライバックコンバータ。
  9. 前記二次制御回路は、分圧器に結合されたシャントレギュレータを備え、前記シャントレギュレータは内部基準電圧を有し、前記シャントレギュレータは、前記所望の出力値と前記実際の出力値との差を判断するように結合される、請求項１に記載のフライバックコンバータ。
  10. 前記切換素子は、同期整流器を備える、請求項１に記載のフライバックコンバータまたは請求項２に記載のフライバックコンバータコントローラ。
  11. 前記二次制御回路は、前記切換素子に結合された駆動信号で前記フライバックコンバータの出力電流および出力電圧を制御するように結合される、請求項１に記載のフライバックコンバータまたは請求項２に記載のフライバックコンバータコントローラ。
  12. 前記二次制御回路は、前記一次スイッチのオフ期間の一部の間に前記切換素子が前記二次側巻線からの電流を低減させて、前記電流が前記第２の一次側巻線に強制的に流入するように結合される、請求項１に記載のフライバックコンバータまたは請求項２に記載のフライバックコンバータコントローラ。
  13. 一次側および二次側を有するフライバックコンバータの出力を調節する方法であって、
    所望の出力値と実際の出力値との差を表わすエネルギが前記二次側巻線から前記一次側巻線に転換されるように、実際の出力値と前記所望の出力値との差に応答して、一次スイッチのオフ時間の部分の間にパワーコンバータの出力に結合された結合インダクタの二次側巻線に結合された切換素子を切換えるステップと、
    前記切換素子の切換に応答して電流が前記結合インダクタの第２の一次側巻線を強制的に流れるようにするステップと、
    前記フライバックコンバータの出力を調節するために、強制的に流入した電流によって表わされる前記実際の出力値と前記所望の出力値との差に応答して、前記結合インダクタの第１の一次側巻線に結合された一次スイッチを切換えるステップとを備える、方法。
  14. 前記切換素子の切換は、第１のインピーダンスまたは第２のインピーダンスを有するように前記切換素子を切換えるステップをさらに備え、前記第１および第２のインピーダンスは等しくない、請求項１３に記載の方法。
  15. 前記切換素子の切換は、前記一次スイッチのオフ期間の一部の間に前記二次側巻線からの電流を低減させて、前記電流が前記第２の一次側巻線を強制的に流れるようにするステップをさらに備える、請求項１３に記載の方法。
  16. 前記フライバックコンバータの出力を調節するための、前記強制的に流入した電流に応答した、前記結合インダクタの前記第１の一次側巻線に結合された前記一次スイッチの切換は、前記強制的に流入した電流からエラー信号を抽出するステップをさらに備え、前記一次スイッチの切換は前記エラー信号に応答する、請求項１３に記載の方法。
  17. 前記実際の出力値と前記所望の出力値との差に応答した、前記パワーコンバータの出力に結合された前記結合インダクタの前記二次側巻線に結合された前記切換素子の切換は、前記パワーコンバータの前記実際の出力値と基準電圧との差を比較するステップをさらに備える、請求項１３に記載の方法。
  18. 前記実際の出力値と前記所望の出力値との差に応答した、前記パワーコンバータの出力に結合された前記結合インダクタの前記二次側巻線に結合された前記切換素子の切換は、前記パワーコンバータの前記実際の出力値とシャントレギュレータの内部基準電圧との差を比較するステップをさらに備える、請求項１３に記載の方法。
  19. 前記結合インダクタの前記二次側巻線は、前記第１および第２の一次側巻線からガルバニック絶縁される、請求項１３に記載の方法。
  20. 前記一次制御回路は、前記二次制御回路によって前記第２の一次側巻線に強制的に流入した前記電流を受けて、前記強制的に流入した電流からエラー信号を抽出するように結合されたシャントレギュレータを備え、前記一次制御回路は、前記エラー信号に応答して前記一次スイッチを切換えるように結合される、請求項２に記載のフライバックコンバータコントローラ。
  21. 前記二次制御回路は、前記二次側巻線の出力の間に結合された分圧器および基準電圧に結合されて前記所望の出力値と前記二次側巻線の出力における前記実際の出力値との差を判断する二次エラー増幅器を備える、請求項２に記載のフライバックコンバータコントローラ。
  22. 前記二次制御回路は、前記二次側巻線の出力の間に結合された分圧器に結合されたシャントレギュレータを備え、前記シャントレギュレータは内部基準電圧を有し、前記シャントレギュレータは、前記所望の出力値と前記二次側巻線の出力における前記実際の出力値との差を判断するように結合される、請求項２に記載のフライバックコンバータコントローラ。
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