KR200225615Y1

KR200225615Y1 - 고효율의 스위칭모드 전원공급장치

Info

Publication number: KR200225615Y1
Application number: KR2020000035400U
Authority: KR
Inventors: 박준호
Original assignee: 박준호
Priority date: 2000-12-18
Filing date: 2000-12-18
Publication date: 2001-06-01

Abstract

본 고안은 에너지 손실을 최소화할 수 있는 스위칭모드 전원공급장치에 관한 것으로, 소정의 주파수를 갖는 스위칭신호를 출력하는 스위칭신호발생부; 상기 스위칭신호에 따라 온 또는 오프동작을 수행하는 적어도 둘의 스위칭소자; 상기 스위칭소자들 및 입력직류전원 사이에 연결되어 상기 스위칭소자의 온 또는 오프 상태에 따라 전류가 통하거나 차단되어 구형파신호를 발생하는, 상기 스위칭소자들에 대응되어 구비되는 적어도 둘의 전력변환소자; 및 상기 전력변환소자들에서 발생된 구형파신호를 전달받아 이를 정류하여 직류전원을 출력하는 출력정류부를 포함하며, 복수의 스위칭 트랜지스터 및 복수의 트랜스포머를 사용하여 인버터에 흐르는 전류를 복수의 경로로 분산시켜 흐르도록 함으로써 트랜지스터 및 트랜스포머에 의한 전력 손실을 최소화하는 동시에 트랜스포머의 크기를 줄일 수 있다.

Description

고효율의 스위칭모드 전원공급장치{Switching mode power supply with high efficiency}

본 고안은 스위칭모드 전원 공급장치에 관한 것으로, 특히 에너지 손실을 최소화할 수 있는 스위칭모드 전원공급장치에 관한 것이다.

스위칭모드 전원 공급장치(Switching Mode Power Supply; SMPS)에서 스위칭 주파수(fs)를 최대한 높여 트랜스포머의 크기를 축소시키고 아울러 코일의 턴수를 줄임으로써 코일의 저항에 의한 에너지 손실을 줄이는 시도가 있다. 그러나, 전원공급장치의 구성요소로 사용되는 트랜지스터나 트랜스포머 등에 의한 손실은 피할 수 없는 문제점으로 여전히 남아 있다고 할 수 있다.

본 고안이 이루고자하는 기술적 과제는 내부에 흐르는 전류의 통로를 다중화하여 분산시킴으로써 전력 손실을 최소화할 수 있는 스위칭모드 전원공급장치를 제공하는 것이다.

도 1은 본 고안의 일 실시예에 따른 포워드형 스위칭모드 전원공급장치의 구성을 나타내는 도면이다.

도 2는 본 고안의 다른 실시예에 따른 플라이백형 스위칭모드 전원공급장치의 구성을 나타내는 도면이다.

도 3은 도 1 또는 도 2에 도시된 PWM 제어회로의 구성도의 일 예이다.

도 4는 본 고안에 적용되는 스위칭모드 전원장치의 개략적인 구성을 나타내는 블록도이다.

상기 과제를 이루기 위한 본 고안에 따른 스위칭모드 전원공급장치는,

소정의 주파수를 갖는 스위칭신호를 출력하는 스위칭신호발생부; 상기 스위칭신호에 따라 온 또는 오프동작을 수행하는 적어도 둘의 스위칭소자; 상기 스위칭소자들 및 입력직류전원 사이에 연결되어 상기 스위칭소자의 온 또는 오프 상태에 따라 전류가 통하거나 차단되어 구형파신호를 발생하는, 상기 스위칭소자들에 대응되어 구비되는 적어도 둘의 전력변환소자; 및 상기 전력변환소자들에서 발생된 구형파신호를 전달받아 이를 정류하여 직류전원을 출력하는 출력정류부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하에서, 첨부된 도면을 참조하여 본 고안의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명한다.

도 4는 본 고안에 적용되는 스위칭모드 전원장치(Switching Mode Power Supply)의 개략적인 구성을 나타내는 블록도이다. 본 전원장치로는 직류 전원이 입력되며, 원 전원이 교류라면 정류기를 통하여 직류전원을 입력받게 될 것이다.

스위칭제어부(42)는 소정의 주파수로 동작하여 입력 직류전압(V_in)을 고주파수의 구평파로 쵸핑(chopping)하기 위한 스위칭신호를 발생하며, 인버터부(44)는 입력 직류전원(V_in)을 스위칭제어부(42)의 스위칭 주파수에 따른 구형파를 발생한다. 전류궤환부(48)는 인버터부(44)의 출력전류를 검출하여 스위칭제어부(42)로 궤환시킨다. 또한, 스위칭제어부(42)로는 출력정류부(47)의 최종 출력 전압(V_out)이 궤환된다. 스위칭제어부(42)는 이들 궤환신호를 기준신호와 비교하여 스위칭신호의 펄스위상을 조정하여 전류 및 전압의 레벨(크기)를 조정(PWM 제어)한다. 그럼으로써, 전원공급장치의 최종 출력의 전압을 일정하게 유지시킨다. 인버터부(44)에서 출력된 고전위의 구형파신호는 전압레벨이 조정된 다음 출력정류부(47)에서 정류되어 직류전원을 제공한다.

스위칭모드 전원공급장치에서 에너지 손실을 일으키는 요소로는 트랜지스터, 트랜스포머, 다이오드, PWM IC 등이 있다. FET 트랜지스터의 경우에는 내부저항 성분인 R_DS(ON)에 의하여, 트랜스포머의 경우에는 코일의 직류저항 성분에 의하여, 다이오드의 경우에는 포워드 전압(V_F) 성분에 의하여, PWM IC의 경우에는 스위칭신호의 출력전류에 의하여 에너지 손실이 발생될 수 있다.

도 1은 본 고안의 일실시예에 따른 스위칭모드 전원공급장치의 구성을 나타내는 도면으로서, 포워드형 전원공급장치의 일 예이다. 본 예에서의 전원공급장치는 입력필터(10), PWM 제어회로(11), 인버터부(15), 전류궤환부(13) 및 출력정류부(17)를 포함하여 구성되며, 효율을 증대시키고 에너지를 절약하기 위하여 복수 개의 스위칭 트랜지스터(Q₁, Q₂, Q₃)와 복수개의 인버터용 트랜스포머(T₁, T₂, T₃)를 하나의 PWM 제어회로(11)에 의하여 제어하는 연결방법을 채택하고 있다. 입력필터(10)는 커패시터들(Ci1, Ci2, Ci3)과 인덕터(Li1)가 파이 형으로 연결된 로우패스필터로 형성되어, 입력 직류전원(Vin)에 포함된 잡음을 제거하는 기능을 수행한다.

본 실시예에서 스위칭 동작에 의한 고주파수의 구형파 전원을 발생하기 위한 회로로는 스위칭 신호 발생용 PWM 제어회로(11), 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃), 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃) 및 전류감지용 트랜스포머(T_s) 등을 포함한다. 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)은 그 소스단자들이 공통으로 접속되고 각 게이트단자로는 PWM 제어회로(11)에서 출력되는 스위칭신호(SWout)가 입력되며 그 드레인단자로는 각 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)의 1차권선에 연결되어, PWM 제어회로(11)로부터 발생된 스위칭신호(SW_out)에 의하여 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)이 동시에 온 또는 오프되어, 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)의 1차권선에 흐르는 전류를 단속한다. 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)이 온될 때 트랜스포머(T₁, T₂, T₃)의 1차권선에 전류가 일단 충전되어 있다가 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)이 오프되면 1차권선에 충전된 전류가 2차권선으로 전송되어, 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)의 권선비에 따라 2차권선 양단에 전압이 유기된다.

도 1에서는 복수의 스위칭 트랜지스터 및 복수의 트랜스포머를 구비하되 하나의 스위칭 트랜지스터에 대응하여 하나의 트랜스포머가 각각 연결된 경우를 예시하고 있으나, 하나의 스위칭 트랜지스터에 대응하여 복수의 트랜스포머가 연결되거나 복수의 스위칭 트랜지스터에 대응하여 하나의 트랜스포머가 연결되도록 하더라도 본 고안에서의 에너지 절약 효과를 달성할 수 있다는 것은 당업자라면 용이하게 이해할 수 있을 것이며, 이는 전원공급장치의 동작조건이나 환경에 따라 당업자가 임의로 선택할 수 있는 설계 사양의 일종이라 할 것이다. 이와 같은 점은 도 2에서 예시된 전원공급장치에도 마찬가지로 적용된다.

한편, 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)의 공통 소스단자와 입력전원의 마이너스(-) 단자 사이에는 전류궤환부(13)가 연결되어 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)이 온일 때의 전류에 따라 발생된 신호를 PWM 제어회로(11)로 궤환시킨다. 전류궤환부(13)는 입력측 전압(V_in)의 전위 변동에 따라 나타나는 전류 변화 또는 출력측 로드(부하)의 변화에 따른 입력측 전류의 변동을 센싱하여 이를 PWM제어회로(11)로 궤환시키며, 이와 같은 전류 변동에 따른 현상을 보상하기 위하여 PWM제어회로(11)는 센싱신호에 따라 스위칭 동작을 제어한다.

전류궤환부(13)는 입력전압(V_in)의 변동이나 부하의 변동에 따라 트랜지스터들을 통하여 흐르는 전류(Ipp)가 변화하는 것을 감지하여 이를 전압신호로 변환시킨 다음 이를 PWM 제어회로(11)로 궤환(feedback)한다. PWM 제어회로(11)는 입력전압(V_in)의 변동이나 부하의 변동을 반영하여 스위칭신호(SW_out)의 양의 위상(positive phase)의 펄스구간을 조정하여 출력전압이 일정하게 되도록 제어한다. 만일 전류(I_pp)가 증가되었다면 전류궤환부(13)에서 검출되어 PWM 제어회로(11)로 궤환되는 전류센싱전압이 증가되며, PWM 제어회로(11)는 전류센싱전압에 근거하여 전류(I_pp)가 감소되는 방향으로 제어되도록 스위칭신호(SW_out)의 펄스구간을 조정한다.

트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)이 온되면 전류-커플링 프랜스포머(T_s)의 1차권선에 흐르는 전류에 의하여 2차권선에 전류가 유도된다. 저항(R1)는 프랜스포머(T_S)에 유도된 전류를 전압신호로 변환하고, 가변저항(R₂)에서의 저항값 조정에 의하여 센싱단자(SENSE)로 인가되는 전압이 결정된다. 그리고, 커패시터(C₂, C₃)는 리플 및 잡음 제거용이며, 다이오드(D₃)는 검출된 구형파신호를 직류신호로 변환 정류시키는 작용을 한다. 전류-커플링 프랜스포머(T_S)는 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)의 1차권선에 흐르는 전류의 변동을 감지함에 있어서 트랜스포머(T_S)에 의하여 PWM 제어회로(11)와 인버터부(15)를 전기적으로 격리되도록 한다. 그렇게 함으로써, 고주파수의 스위칭신호로서 동작하더라도 발진이 발생되는 현상을 방지하여 인버터부(15)에서 고주파수로 스위칭된 구형파신호를 얻을 수 있는 회로 구성이 가능하게 된다.

트랜스포머(T_S)의 1차권선 대 2차권선의 비는 1:50~200 정도가 바람직하다. 예를 들어, 10와트 미만의 소전력용인 경우 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)의 1차측 코일에 흐르는 전류(continuius current)(I_PDC)가 1.0A 이하일 때 트랜스포머(T_S)의 1차권은 1회이고 2차권선은 100회인 것이 바람직하다. 그리고, 트랜스포머(T_S)의 코아의 재질은 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)의 코아와 같은 재질을 사용하는 것이 바람직하다.

PWM 제어회로(11)는 콘버터의 출력전압(+FB)을 궤환 입력받고, 입력측 전류에 의하여 발생된 센싱전압(SENSE)을 입력받아, 스위칭 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)의 온/오프 동작을 위한 스위칭신호(SWout)를 발생시킨다. 이에 대한 자세한 구성은 도 3을 통하여 설명할 것이다.

한편, PWM 제어회로(11) 내에서 스위칭신호(SW_out)의 출력부를 구성하는 전자소자(도 3의 출력증폭기(35) 참조)로 동작전원(Vcc)를 공급하는 자기바이어스회로는 트랜스포머(T₁)의 1차측의 궤환권선(N_FB), 다이오드(D1) 등에 의하여 구성된다. 트랜스포머(T₁)의 1차측의 보조권선(N_FB)에 의하여 유도된 전압은 다이오드(D1)를 통하여 PWM 제어회로(11)의 Vcc단자로 인가된다. 여기서, 커패시터(C₁)는 리플 제거용이다. 그리고, PWM 제어회로(11) 내에서 스위칭 출력부 이외의 PWM제어회로(11) 내의 소자에는 입력전원(V_in)에 의하여 전원이 공급된다.

스위칭 트랜지스터의 내부저항에 의한 열손실을 최소화하기 위한 트랜지스터의 특성 및 수에 대하여 설명한다. 우선, 별도의 히드싱크 없이도 설계될 수 있도록 각 트랜지스터의 최대 허용 열손실을 35 mW로 선정한 경우를 예로 든 경우를 가정한다. 회로 설계시 트랜지스터의 열손실이 최대 허용치를 초과하는 경우에는 스위칭 트랜지스터를 병렬로 연결하여 사용하도록 한다.

하나의 트랜지스터의 R_DS(ON)에 의한 열손실및 트랜지스터에 흐르는 전류은 다음과 같이 계산된다.

여기서, 전류은 스위칭 전류신호의 계속적 전류(continuous current)를 의미하며, 직류성 전류라고도 하며, 피크전류인 Ipp와는 구별된다. 즉, 트랜지스터의 열손실은 피크전류의 0.4배한 전류로 환산하여 계산한다.

예를 들어, 5W 출력이 필요한 핸드폰용 전원장치가 필요한 경우, 입력 배터리 전압이 12V라고 가정할 때 스위칭 트랜지스터의 동작전류는 다음과 같다.

트랜지스터 부품을 선정할 때에는 입력 게이트 커패시턴스(C_GS) 및 내부저항(R_DS(ON))이 낮은 것을 사용하고 드레인-소스 간의 내전압(BV_DS)이 높은 것을 사용하는 것이 바람직하다. 만일 내부저항이 0.075옴인 트랜지스터를 사용하는 경우 하나의 트랜지스터를 사용한 경우의 열손실은 다음과 같이 계산된다.

트랜지스터의 최대 열손실 허용치인 35 mW를 초과하므로 병렬로 연결할 트랜지스터의 수(N)를 계산한다.

따라서, 3개의 트랜지스터를 병렬로 연결하여 전류를 분산시킴으로써 각 트랜지스터에 의한 열손실을 최대 허용치보다 낮게 만들 수 있다. 만일 3개의 트랜지스터로 구성한 경우, 각 트랜지스터에 흐르는 전류(I_Pdc) 및 열손실(P_LOSS)는 다음과 같다.

따라서, 3개의 트랜지스터들에 의한 전체 열손실(P_TotalLOSS)는 다음과 같다.

따라서, 스위칭용 트랜지스터를 1개 사용하는 것에 비하여 병렬연결하여 사용하면 에너지 손실을 크게 줄일 수 있음을 알 수 있다.

한편, 트랜스포머에 의한 열손실을 최소화하여 에너지를 절약할 수 있는 방안에 대하여 설명한다. 스위칭 트랜스포머에 감기는 코일의 턴수(회전수)를 줄이고 코일의 굵기를 굵게 하는 것이 코일의 내부저항을 줄여 저항에 의한 열손실을 줄일 수 있으며, 또한 코일에 흐르는 전류를 줄임으로써 에너지 손실을 줄일 수 있다. 전술한 바와 같이, 스위칭 트랜지스터를 병렬로 연결하고 각 트랜지스터에 트랜스포머를 각각 연결하여 각 트랜스포머에 흐르는 전류를 감소시킬 수 있다는 점은 이미 설명한 바 있다. 따라서, 트랜스포머의 코일 저항이 동일하더라도 열손실을 줄일 수 있게 된다. 코일에 흐르는 전류가 줄어듬으로 인하여 코일의 턴수를 늘여야 하는 경우가 있는데, 이는 스위칭 주파수를 높임으로써 코일의 턴수를 줄일 수 있다.

인버터의 스위칭 트랜스포머의 1차측 코일의 인덕턴스(Lp), 턴수(Np), 및 코아의 크기는 다음의 수식으로 표기될 수 있다.

상기 관계식을 적용하여 5W 출력의 전원공급장치를 설계함에 있어서 두 개의 스위칭 트랜지스터 및 트랜스포머를 사용하는 경우 다음과 같은 특성을 얻을 수 있다.

스위칭 주파수

각 트랜스포머의 출력 전력

코아의 크기

1차측 코일 턴수 4(T)

2차측 코일 턴수 5(T)

1차측 코일의 전류 0.54 A

2차측 코일의 전류 0.55 A

1차측 및 2차측 코일의 굵기(직경) 0.14

따라서, 트랜스포머의 코일의 내부저항에 의한 열손실도 스위칭 주파수를 높임으로써 무시할 수 있을 정도로 작아지며 에너지 절약 효과를 얻을 수 있다.

다시 도 1을 참조하면, 스위칭 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)은 PWM 제어회로(11)에서 출력되는 스위칭신호(SWout)에 따라 온 또는 오프하는 스위칭 소자로서 동작한다. 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)은 입력 직류전원(V_in)과 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃) 사이에 1차권선(N_p)이 연결되어 스위칭신호의 온오프에 의하여 1차권선에 고주파수의 구형파 전원을 발생하여 2차권선으로 전력을 공급한다. 전류궤환부(13)는 스위칭 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)의 온/오프 동작에 따라 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)의 1차권선에 흐르는 전류를 감지하여 이를 PWM 제어회로(11)로 궤환한다. 여기서, 트랜지스터나 트랜스포머의 수는 출력의 수, 정격전력 등에 따라 적정하게 선정할 수 있다.

PWM 제어회로(11)는 출력직류전원(+FB)을 궤환받아 이를 기준신호와 비교한 오차신호와 입력전압(V_in)이나 부하의 변동에 따라 변하는 인버터부(15)의 동작전류를 전류궤환부(13)를 통하여 검출된 전압레벨에 따라 스위칭신호(SW_out)의 온/오프 구간(duration)를 제어하여 1차권선에 흐르는 전류량을 제어한다. 그리고, 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)의 2차권선에 연결되어 구형파 전원을 직류전원으로 변환하는 출력정류부(17)가 구비되어 하나 또는 그 이상의 일정한 전압의 출력을 얻을 수 있다.

다음으로, 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)의 2차권선에 연결된 출력정류부(17)의 구성에 대하여 설명한다. 출력정류부(17)는 각 단위 출력전압을 얻기 위한 정류모듈을 하나 또는 그 이상을 구비할 수 있으며, 출력전압레벨이나 정격전력에 따라 다르게 구성할 수 있으며, 도면에는 그 예들을 도시하고 있다. 또한 인버터부(15)에 구비된 복수의 트랜스포머에 대응하여 출력모듈의 연결을 다양하게 구현할 수 있다.

트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)의 2차권선에는 출력정류부(17)가 연결된다. 즉, 트랜스포머(T₁)의 2차권선에는 제1정류모듈(171)이 연결되어 제1출력전압(V_out1)을 출력하며, 트랜스포머(T₂)의 2차권선에는 제2 및 제3정류모듈(172, 173)이 연결되어 제2 및 제3 출력전압(V_out2, V_out3)을 출력하며, 트랜스포머(T₃)의 2차권선에는 제3정류모듈(174)이 연결되어 제4출력전압(V_out4)을 출력한다. 각 정류모듈은 출력전력정격 등에 따라 그 구성을 다르게 할 수 있다. 다시 말하면, 출력정류부(17)는 각 트랜스포머 별로 각각 하나의 출력전압을 형성하거나, 적어도 둘의 트랜스포머로부터 하나의 출력전압을 형성하거나, 또는 하나의 트랜스포머로부터 적어도 둘의 출력전압을 형성하는 것이 가능하다.

제1정류모듈(171)은 트랜지스터를 정류용 소자로 사용된 예를 나타내며, 제2, 제3정류모듈(172, 173)은 다이오드를 정류용 소자로 사용된 예를 나타내며, 제4정류모듈(174)는 제1정류모듈(171)의 출력단을 병렬연결하여 구성된 예를 나타낸다.

제1정류모듈(171)은, 트랜스포머(T1)에서 전달된 구형파신호에 따라 온/오프 동작하는 정류용 트랜지스터들(Q6. Q7) 및 트랜지스터들(Q6. Q7)의 온오프에 따라 트랜스포머(T1)에서 전달된 전류가 충방전되어 출력전압을 발생하는 트랜스포머(T5) 및 커패시터(Co1)를 포함한다.

제1정류모듈(171)에서, 트랜스포머(T₁)의 2차권선측으로 전달되는 스위칭신호에 따라 트랜지스터들(Q6, Q7)이 교대로 온/오프되면서 트랜스포머(T5)에 전하를 충방전시켜 출력전압을 얻는다. 먼저, 트랜지스터(Q6)가 온되고 트랜지스터(Q7)은 오프되면, 트랜스포머(T5)의 1차권선(No)에 전하가 충전된다. 트랜지스터(Q6)가 오프되고 트랜지스터(Q7)이 온되면, 트랜스포머(T5)의 1차권선(No)에 충전된 전하에 의하여 출력전압이 나타나며 그 2차권선(Ns)에 전하가 충전된다. 다시 트랜지스터(Q6)가 온되고 트랜지스터(Q7)은 오프되면, 트랜스포머(T5)의 2차권선(Ns)에 충전된 전하에 의하여 출력전압이 나타난다. 이와 같은 과정을 반복하여 출력전압을 얻을 수 있다.

제1정류모듈(171)에 도시된 바와 같이, 트랜지스터(Q6) 주변에는 스누버회로를 구비하고 있다. 저항(R_s1)와 커패시터(C_s1)로 구성된 RC 소자는 트랜스포머(T1)의 1차코일의 누설 인덕턴스(L_T)와 트랜지스터(Q₆)의 게이트-소스 간의 커패시턴스(C_GS)에 의한 기생 발진을 방지하기 위한 제1 스누버회로이며, 저항(R_S2)와 커패시터(C_S2)로 구성된 RC 소자는 트랜스포머(T1)의 1차코일의 누설 인덕턴스(LT)와 트랜지스터(Q₆)의 드레인과 소스간의 커패시턴스(C_oss) 사이에 발생되는 발진현상을 방지하기 위한 제2 스누버회로이다. 그리고, 트랜지스터(Q₆)의 게이트단자에 연결된 게이트저항(R_g)은 트랜스포머(T1)로부터 전달된 구형파의 상승시간(rising time)과 트랜지스터(Q₆)의 상승시간이 매칭되도록 하기 위하여 부가된다.

제1스누버회로에서, 트랜스포머의 1차측 코일의 누설인덕턴스(L_TL=Lp의 10%)와 트랜지스터(Q5)의 입력 게이트-소스 간의 커패시턴스(C_GS) 사이에 발생되는 기생발진을 방지하기 위하여 각 소자들의 값은 다음과 같이 설계할 수 있다.

여기서,

제2스누버회로에서, 트랜스포머의 1차측 코일의 누설인덕턴스(L_TL=Lp의 10%)와 트랜지스터(Q5)의 출력 커패시턴스(C_OSS) 사이에 발생되는 기생발진을 방지하기 위하여 각 소자들의 값은 다음과 같이 설계할 수 있다.

제2정류모듈(172)은 다이오드들(D5, D6)이 교대로 온오프되면서 인덕터(Lo2)에 충전된 전하에 의하여 출력전압을 얻을 수 있다. 트랜스포머(T2)의 2차권선(Ns1) 측으로 '하이' 레벨신호가 전달되면 다이오드(D5)가 온, 다이오드(D6)는 오프되어 인덕터(Lo1)에 전하가 충전된다. 반대로, 트랜스포머(T2)의 2차권선(Ns1) 측으로 '로우' 레벨신호가 전달되면 다이오드(D5)가 오프, 다이오드(D6)는 온되어 인덕터(Lo1)에 전하가 충전된다. 인덕터(Lo1)에 충전된 전하는 커패시터(Co1)에 의하여 방전되면서 출력전압을 나타낸다.

제4정류모듈(174)은 트랜스포머(T3)의 2차권선 측에 제1정류모듈(171)을 두 개 병렬로 연결하여 구성된 예를 나타내며, 실질적으로 구성이 동일한 두 제1정류모듈의 출력단자를 병렬로 연결한 구조를 취하여 보다 큰 출력전력을 얻을 수 있도록 하고 있다.

트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)의 1차권선에는 기본권선(N_p)과 함께 보조권선(N_T)을 각각 포함한다. 보조권선(N_T)은 스위칭 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)이 오프인 동안 에너지를 저장하고 있다가 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)이 온일 때 이 저장된 에너지를 출력측으로 리턴함으로써 구형파의 다운(down) 부분, 즉 로우레벨신호의 에너지를 출력측으로 전달하여 오프신호레벨을 높인다. 반대로, 기본권선(N_p)은 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)이 온인 동안 에너지를 저장하고 있다가 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)이 오프일 때 이 저장된 에너지를 출력측으로 전달한다.

기본권선(N_p)과 보조권선(N_T)은 그 극성이 반대로 권선되어 있으며, 다이오드(D2)는 빠른 스위칭(ultra fast) 다이오드를 사용하며, 기본권선(N_p)과 보조권선(N_T) 사이에 개제되거나 보조권선(N_T)과 입력전원의 (-)단자 사이에 게재되어 스위칭 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)이 오프인 동안의 전류의 방향을 결정한다. 보조권선(N_T)에 사용되는 코일의 굵기 및 권선수는 기본권선(N_p)의 그것과 실질적으로 동일하게 구성한다.

트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측에 연결된 코일들의 기능에 대하여 정리하면 다음과 같다. 기본권선(N_p)은 입력전원(Vin)의 (+) 단자와 스위칭 트랜지스터의 드레인 단자 사이에 연결되어 부하의 전력을 저장하였다가 2차측 코일로 전송하는 역할을 한다. 보조권선(N_T)은 포워드형 컨버터에서 출력단의 필터용 코일에 저장 에너지를 공급하는 역할을 하는 코일로서, 기본권선(N_p)과 권선 극성을 반대로 하고 권선수는 동일하게 한다. 궤환권선(N_FB)은 PWM 제어회로(11) 내에서 스위칭신호를 발생시키는데 사용되는 출력 트랜지스터에 전원을 공급한다. 2차측의 제1권선(N_G)는 동기식 정류방식의 출력단에 있는 정류소자인 트랜지스터의 게이트단자로 구형파 신호를 공급하는 역할을 하며, 제2권선(N_S)은 출력단의 부하에 인가되는 정류 직류전압을 공급하는 코일로서 코일의 굵기는 부하 전류의 크기에 의하여 결정된다.

이와 같은 권선을 포함하는 트랜스포머의 설계과정을 차례대로 설명한다. 1차측 코일에 흐르는 전류와 인덕턴스의 계산은 수학식 2, 9에 의하여 계산할 수 있다. 코아의 크기는 수학식 11에 의하여 결정하며, 기본권선(Np)의 턴수는 수학식 10에 의하여 결정하며, 코일의 굵기는 계속적인 전류(I_PDC)의 크기를 근거로 안정성이 확보되도록 그 직경을 결정한다. 그리고, 보조권선(N_T)의 턴수와 코일의 굵기는 기본권선(N_p)와 실질적으로 동일하게 한다. 궤환권선(N_FB)의 턴수는 PWM 제어회로(11)로 인가되어야 하는 전압 Vcc에 따라 궤환전압(V_FB)를 결정한 다음 다음과 같이 계산된다.

2차측의 제1권선(N_G)는 정류용 트랜지스터의 입력전압레벨인 게이트-소스 간의 전압(V_GS)에 따라 다음과 같이 산출된다.

2차측의 제2권선(N_S)는 출력전압(V_out)와 밀접한 관계가 있으며, 다음의 식에 의하여 구할 수 있다.

출력정류모듈에서 쵸크 코일(L₀)의 값은 출력전압(V_out)과 오프시간(스위칭 트랜지스터의 오프시간 t_off)에 따라 다음과 같이 계산할 수 있다.

쵸크 코일의 인덕턴스는 출력전압과 전류의 크기에 의하여 결정되며, 그 코아의 크기는 수학식 11에 의하여 결정된다. 쵸크 코일의 턴수는 제로 에어갭(zero airgap) 시의 인덕턴스 팩터인 A_L로부터 다음의 공식에 따라 산출되며, 코아의 굵기는 출력전류(Iout)의 크기에 의하여 결정된다.

한편, 제1정류모듈(171)에 포함된 트랜스포머(T5)의 1차권선(N_o1)에 대한 파라미터는 위 식들에 의하여 구하고, 2차권선(N_s1)의 턴수는 다음과 같이 구할 수 있다.

그리고, 출력단자에 연결된 필터용 커패시터(Co)의 커패시턴스는 다음과 같이 구할 수 있다.

여기서,

트랜스포머(T₂)의 2차측에는 서로 다른 부하출력전압에 따라 턴수가 다른 코일인 N_S1, N_S2가 감겨져 있다. 특히, 제3출력전압(V_out3)과 같이 정류용 다이오드 극성을 반대로 하여 음의 전압극성을 갖는 출력을 얻을 수 있다.

도 2는 본 고안의 다른 실시예에 따른 스위칭모드 전원공급장치의 구성을 나타내는 도면으로서, 플라이백 전원공급장치의 일 예이다. 본 예에서의 전원공급장치는 입력필터(20), PWM 제어회로(21), 인버터부(25), 전류궤환부(23) 및 출력정류부(27)를 포함하여 구성되며, 효율을 증대시키고 에너지를 절약하기 위하여 복수 개의 스위칭 트랜지스터(Q₁, Q₂, Q₃)와 복수개의 인버터용 트랜스포머(T₁, T₂, T₃)를 하나의 PWM 제어회로(21)에 의하여 제어하는 연결방법을 채택하고 있으며, 그 전체적인 구성이 도 1의 포워드형 전원공급장치와 유사하지만 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃) 및 출력정류부의 구성에서 다소 차이가 있다. 따라서, 입력필터(20), PWM 제어회로(21), 전류궤환부(23)는 도 1에 도시된 입력필터(10), PWM 제어회로(11), 전류궤환부(13)와 실질적으로 그 기능이 동일하며, 또한 스위칭 트랜지스터들(Q₁, Q₂, Q₃)의 기능도 도 1에 도시된 것과 실질적으로 그 기능이 동일하므로, 그 자세한 설명은 생략한다.

한편, 트랜스포머들(T₁, T₂, T₃)의 경우, 1차측에는 도 1과는 달리 보조권선(N_T)이 연결되어 있지 않으며, 출력정류부(27)의 각 출력모듈에는 도 1과는 달리 쵸크 코일이 요구되지 않는다. 그리고, 두 트랜스포머(T1, T2) 각각에 출력모듈(271a, 271b)이 별도로 구성되고 그 출력단이 병렬 연결되어 하나의 출력전압(V_out1)을 발생하는 구조가 예시되어 있으며, 하나의 출력모듈로서 하나의 출력전압을 발생시킬 수 있음은 물론이다. 또한, 두 출력모듈을 하나의 트랜스포머의 2차권선측에 연결하여 구성할 수도 있다.

도 2에 도시된 플라이백 전원공급장치의 구성에서 복수의 스위칭 트랜지스터 및 그에 연결된 복수의 트랜스포머를 이용하여 각 트랜지스터 및 트랜스포머에 흐르는 전류를 감소시켜 전체 전력 손실을 줄이고 있다. 여기서, 각 트랜지스터와 트랜스포머의 1차권선에 흐르는 피크 전류는 다음과 관계식으로 표현된다.

각 트랜스포머의 1차측 코일의 인덕턴스는 다음과 같이 구할 수 있다.

도 1의 회로와 비교할 때, 도 2의 회로에서의 피크전류는 도 1의 회로에서의 피크전류에 비하여 약 1/2 정도에 불과하므로 트랜스포머의 인덕턴스(Lp)의 값이 낮아지고 트랜스포머의 코아의 크기도 축소된다. 따라서, 도 2의 회로가 도 1의 회로에 비하여 보다 경제적이고 공간을 절약할 수 있다.

트랜스포머의 설계시 코아의 크기의 결정은 도 1의 회로에 적용된 공식이 마찬가지로 적용된다. 다만, 트랜스포머의 1차측 코일의 턴수(회전수)는 다음 식에 의하여 구할 수 있다.

여기서, 에어갭()는 다음과 같다.

한편 트랜스포머(T₁)의 궤환권선(N_FB)과 2차권선의 코일 턴수는 다음의 식에 의하여 산출할 수 있다.

도 2의 출력정류부(271)는 두 출력모듈(271a, 271b)이 병렬연결되어 하나의 출력을 발생하는 제1출력모듈(271)과 트랜스포머(T3)의 2차권선측에 연결된 제2 및 제3 출력모듈(273, 274)를 포함한다. 제1출력모듈(271)의 정류용 소자로는 트랜지스터가 사용된 반면 제2 또는 제3 출력모듈(273, 274)은 다이오드가 사용된 예를 나타낸다.

한편, 제2출력모듈(273)과 제3출력모듈(274)에 포함된 다이오드의 연결이 서로 다르게 되어 있다. 즉, 제2출력모듈(273)의 다이오드(D5)는 트랜스포머(T3)의 2차권선(NG3)의 도트(dot) 표시가 없는 단자에 연결되는 반면 제3출력모듈(274)의 다이오드(D6)는 트랜스포머(T3)의 2차권선(NG4)의 도트(dot) 표시가 있는 단자에 연결된다. 그럼으로 인하여 제2출력모듈(273)의 출력(Vout3)는 양의 전압을 제3출력모듈(274)의 출력(Vout4)는 음의 전압을 출력할 수 있다. 또한, 제2 또는 제3 출력모듈의 구성에 있어서, 복수의 다이오드를 병렬연결하거나 출력단 커패시터를 병렬연결하여, 하나의 다이오드나 커패시터를 사용하는 경우에 비하여 그 정격이 더 낮은 소자를 사용할 수 있음으로써 소자의 부피나 가격을 낮출 수 있다.

제1출력모듈(271)은 도시된 바와 같이 실질적으로 그 구성이 동일한 상측모듈(271a)과 하측모듈(271b)로 구성되며, 그 각 모듈의 (+)출력단자와 (-)출력단자가 서로 공통으로 연결되어 하나의 출력전압을 발생한다. 상측모듈(271a) 및 하측모듈(271b)은 트랜스포머(T1) 및 트랜스포머(T2)의 2차권선에 각각 연결되어 트랜지스터들(Q5, Q₅)의 동작에 의하여 각각 정류작용을 수행한다. 또한, 각 트랜지스터(Q₅, Q₆) 주변에는 스누버회로가 구비된다. 저항(R_s1)와 커패시터(C_s1)로 구성된 제1 스누버회로와 저항(R_s2)와 커패시터(C_s2)로 구성된 제2 스누버회로는 도 1에서 설명된 스누버회로와 그 기능 및 설계기준이 실질적으로 동일하다.

도 3은 도 1 또는 도 2에 도시된 PWM 제어회로의 구성도의 일 예로서, 전류-모드 제어방식을 설명하고 있다. 트랜스포머(T₁)의 1차측의 궤환권선(N_FB)에 의하여 유기된 전원(Vcc)는 스위칭신호(SW_out)를 출력하는 증폭기(35)로 전원을 공급하며, 클럭발생기(33), 플립플럽(34), 오차증폭기(31) 및 비교기(32) 등의 회로에는 레규레이터(37)를 통하여 인가되는 입력전원(V_in)으로부터 동작전원을 공급받는다.

오차증폭기(31)는 출력신호(+FB)와 기준전압(V_ref)을 비교하여 증폭하고, 그 오차신호는 비교기(32)로 입력된다. 그리고, 인버터의 출력전류를 센싱하고 이를 전압으로 변환한 다음 그 센싱신호(SENSE)가 비교기(32)로 입력된다. 비교기(32)는 픽크 스위치 전류에 따른 검출신호(SENSE)를 출력신호와 관련된 오차신호와 비교하여 RS 플립플럽(래치, 34)으로 입력한다. 클럭발생기(33)는 스위칭주파수(fs)에 상응하는 구형파신호인 클럭신호를 발생하며, RS 플립플럽(34)은 비교기(32)의 출력과 클럭신호를 입력받아 스위칭 소자의 온/오프를 구동하는 스위칭신호(SW_out)를 발생한다. 스위칭신호는 그 로직 레벨에 따라 뒷단에 연결된 스위칭소자(트랜지스터)를 온/오프한다.

최종 출력단에서 궤환된 메인 출력전압(+FB)는 오차증폭기(31)에서 기준전압(V_ref)와 비교되며, 전류궤환신호(SENSE)는 비교기(32)에서 기준전압(1.2V)과 비교되어 그 결과가 플립플럽(34)으로 입력된다. 플립플럽(34)에서는 비교기(32)의 출력신호에 따라 발진기(33)에서 발생되어 입력되는 클럭신호의 위상(또는 폭)을 증감시켜(다시 말하면, 클럭신호의 듀티 사이클이 변화된 펄스폭 변조(PWM)된 신호를 발생시켜) 스위칭신호(SW_out)를 발생하여 입력전압과 부하의 변동에 따라 트랜스포머(T₁)에 흐르는 전류를 증감시켜 최종 출력단의 출력전압을 일정하게 유지시킬 수 있다.

상술한 바와 같이, 본 고안에 의한 스위칭모드 전원공급장치에 의하면, 복수의 스위칭 트랜지스터 및/또는 복수의 트랜스포머를 사용하여 인버터에 흐르는 전류를 복수의 경로로 분산시켜 흐르도록 함으로써 트랜지스터 및/또는 트랜스포머에 의한 전력 손실을 최소화하는 동시에 트랜스포머의 크기를 줄일 수 있다. 따라서, 에너지 손실에 따라 발생되는 열을 발산시키기 위하여 요구되는 방열판이 없더라도 안정되게 동작할 수 있으며, 전원공급장치의 전체적인 부피나 크기를 크게 줄일 수 있다. 이와 같은 전원공급장치는 핸드폰, 휴대용 컴퓨터, 전동 장난감, 자동차의 전자장치 등에 사용되는 전원공급장치로서 유용하게 응용될 수 있다.

Claims

소정의 주파수를 갖는 스위칭신호를 출력하는 스위칭신호발생부;

상기 스위칭신호에 따라 온 또는 오프동작을 수행하는 적어도 둘의 스위칭소자;

상기 스위칭소자들 및 입력직류전원 사이에 연결되어 상기 스위칭소자의 온 또는 오프 상태에 따라 전류가 통하거나 차단되어 구형파신호를 발생하는, 상기 스위칭소자들에 대응되어 구비되는 적어도 둘의 전력변환소자; 및

상기 전력변환소자들에서 발생된 구형파신호를 전달받아 이를 정류하여 직류전원을 출력하는 출력정류부를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치.
제1항에 있어서, 상기 각 스위칭소자는 트랜지스터로 구성되며, 각 트랜지스터의 소스단자들이 공통으로 접속되고 각 게이트단자로는 상기 스위칭신호발생부에서 출력되는 스위칭신호가 입력되며 그 드레인단자로는 상기 전력변환소자와 연결되어, 상기 스위칭신호에 의하여 각 트랜지스터들이 동시에 온 또는 오프되어, 상기 전력변환소자에 흐르는 전류를 단속하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치.
제1항에 있어서, 상기 출력정류부는

상기 전력변환소자 별로 각각 하나의 출력전압을 형성하거나, 적어도 둘의 전력변환소자로부터 하나의 출력전압을 형성하거나, 또는 하나의 전력변환소자로부터 적어도 둘의 출력전압을 형성하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치.
제1항에 있어서, 상기 출력정류부는

상기 전력변환소자에서 전달된 구형파신호를 정류하여 직류전압을 출력하는 출력모듈로 구성되되, 상기 출력모듈과 실질적으로 구성이 동일한 적어도 둘의 출력모듈이 병렬로 연결되어 하나의 출력전압을 형성하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치.
제1항에 있어서, 상기 각 전력변환소자는 트랜스포머로서, 그 1차측에는 코일의 굵기 및 권선수가 실질적으로 동일하면서 그 극성이 반대로 권선되어 있는 기본권선 및 보조권선을 포함하되, 상기 보조권선과 보조권선은 상기 스위칭소자의 온오프 동작에 따라 번갈아 에너지를 저장하고 있다가 그 저장된 에너지를 2차권선으로 전달하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치.
제1항에 있어서, 상기 각 스위칭소자의 온오프 동작에 따라 상기 스위칭소자들에 흐르는 전류를 검출하여 이를 상기 스위칭신호발생부로 궤환하는 전류궤환부를 더 포함하고,

상기 스위칭신호발생부는 상기 전류궤환부에서 검출된 전류신호 및 상기 출력정류부의 출력 직류전압신호를 궤환받아 이들 궤환신호에 기초하여 상기 스위칭신호의 펄스위상을 조정하여 출력 직류전압이 일정하게 유지되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치.
제1항에 있어서, 상기 출력정류부는

상기 전력변환소자에서 전달된 구형파신호에 따라 서로 교대로 온 또는 오프 동작하는 둘의 정류용 소자;

상기 트랜지스터들의 온오프에 따라 상기 전력변환소자에서 전달된 전류를 충방전하는 인덕터; 및

상기 인덕터에서 방전된 전류에 의하여 충전되어 출력전압을 발생하는 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치.
제1항에 있어서, 상기 출력정류부는

상기 전력변환소자에서 전달된 구형파신호에 따라 온 또는 오프 동작하는 정류용 소자; 및

상기 정류용 소자를 통하여 전달된 전류에 의하여 충전되어 출력전압을 발생하는 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치.