JPH0720369B2 - 安定化電源 - Google Patents
安定化電源Info
- Publication number
- JPH0720369B2 JPH0720369B2 JP60075117A JP7511785A JPH0720369B2 JP H0720369 B2 JPH0720369 B2 JP H0720369B2 JP 60075117 A JP60075117 A JP 60075117A JP 7511785 A JP7511785 A JP 7511785A JP H0720369 B2 JPH0720369 B2 JP H0720369B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- main
- output
- transistor
- winding
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は出力電圧を安定化させるための安定化機能部を
備えるフライバック方式の安定化電源に関する。
備えるフライバック方式の安定化電源に関する。
（従来の技術） スイッチングレギュレータにおいて，磁気増幅器（以下
MAという）を使用した電圧安定化回路としては，従来よ
りフォワード方式が知られている。
MAという）を使用した電圧安定化回路としては，従来よ
りフォワード方式が知られている。
このフォワード方式による電圧安定化のための従来の基
本回路図を第２図に示し，その動作は次のとおりであ
る。
本回路図を第２図に示し，その動作は次のとおりであ
る。
入力端子1,2に直流電源を接続した状態で主トランジス
タ（主半導体スイッチング素子）４がオンすると，トラ
ンス３の１次巻線N1に電流i1が流れて点線矢印で示す方
向の逆起電圧が発生する。すると，この逆起電圧によっ
てトランス３の２次巻線N2に誘起電圧が発生し，電流i2
がMA6→主ダイオード（第１の主ダイオード）７→リア
クトル９と流れて出力端子11を経て図示しない負荷に供
給される。このときリアクトル９より分流した電流の一
部は主コンデンサ（第１のコンデンサ）10に流れて主コ
デンサ10を充電する。
タ（主半導体スイッチング素子）４がオンすると，トラ
ンス３の１次巻線N1に電流i1が流れて点線矢印で示す方
向の逆起電圧が発生する。すると，この逆起電圧によっ
てトランス３の２次巻線N2に誘起電圧が発生し，電流i2
がMA6→主ダイオード（第１の主ダイオード）７→リア
クトル９と流れて出力端子11を経て図示しない負荷に供
給される。このときリアクトル９より分流した電流の一
部は主コンデンサ（第１のコンデンサ）10に流れて主コ
デンサ10を充電する。
次に，主トランジスタ４がオフすると，電流i2によりリ
アクトル９に蓄積された（電磁）エネルギー（1/2・Ｌ
・i2 2ジュール；ここでＬはリアクトル９のインダクタ
ンス）は電流となって放出されて負荷に供給される。こ
のとき負荷に供給された電流はダイオード８を経由して
リアクトルに帰還する。
アクトル９に蓄積された（電磁）エネルギー（1/2・Ｌ
・i2 2ジュール；ここでＬはリアクトル９のインダクタ
ンス）は電流となって放出されて負荷に供給される。こ
のとき負荷に供給された電流はダイオード８を経由して
リアクトルに帰還する。
主トランジスタ４がオンオフを繰返すと，上記の動作を
繰返して負荷にエネルギーが供給される。
繰返して負荷にエネルギーが供給される。
次に，出力電圧安定化の動作について説明する。
第２図において回路構成素子の定数を選定すると,MA.6
は磁気作用によって一定時間経過後飽和する。すると,M
A.6にかかっていた電圧がほぼゼロとなり，かわって，
今までMA.6にかかっていた電圧がリアクトル９にかかる
ことになる。このときMA.6とリアクトル９およびダイオ
ード８の両端に印加される電圧波形を第３図，第４図及
び第５図に示す。このリアクトル９に印加され蓄えられ
たエネルギーは，最終的に負荷に供給されるが，このと
き負荷に供給されるエネルギー（直流電圧）は第５図に
示す電圧波形のほぼ平均値となる。このことは，第５
図，第４図及び第３図それぞれの電圧波形の高さまたは
幅が変化すれば出力電圧が，それに対応して変化するこ
とを意味する。
は磁気作用によって一定時間経過後飽和する。すると,M
A.6にかかっていた電圧がほぼゼロとなり，かわって，
今までMA.6にかかっていた電圧がリアクトル９にかかる
ことになる。このときMA.6とリアクトル９およびダイオ
ード８の両端に印加される電圧波形を第３図，第４図及
び第５図に示す。このリアクトル９に印加され蓄えられ
たエネルギーは，最終的に負荷に供給されるが，このと
き負荷に供給されるエネルギー（直流電圧）は第５図に
示す電圧波形のほぼ平均値となる。このことは，第５
図，第４図及び第３図それぞれの電圧波形の高さまたは
幅が変化すれば出力電圧が，それに対応して変化するこ
とを意味する。
即ち，第２図において出力電圧が上昇して，定電圧ダイ
オードＤによって設定された基準電圧より高くなればな
るほどトランジスタＱのベース電流が増大してトランジ
スタＱのコレクタ電流を増大させる。このコレクタ電流
は，抵抗R2→ダイオードD1→MA.6→巻線N2→主コンデン
サ（第１の主コンデンサ）10→トランジスタＱと流れ
る。このとき，第３図に示すように,MA.6が飽和するま
での時間ｔは，磁気特性によってMA.6に流れる電流（ト
ランジスタＱを流れる電流）の増加に従って増加するか
ら，必然的に第５図に示す電圧の時間幅が減少して，出
力電圧を低下させることになる。また，出力電圧が低下
したときは，上記とは逆にトランジスタＱのコレクタ電
流が減少して出力電圧を上昇させる。
オードＤによって設定された基準電圧より高くなればな
るほどトランジスタＱのベース電流が増大してトランジ
スタＱのコレクタ電流を増大させる。このコレクタ電流
は，抵抗R2→ダイオードD1→MA.6→巻線N2→主コンデン
サ（第１の主コンデンサ）10→トランジスタＱと流れ
る。このとき，第３図に示すように,MA.6が飽和するま
での時間ｔは，磁気特性によってMA.6に流れる電流（ト
ランジスタＱを流れる電流）の増加に従って増加するか
ら，必然的に第５図に示す電圧の時間幅が減少して，出
力電圧を低下させることになる。また，出力電圧が低下
したときは，上記とは逆にトランジスタＱのコレクタ電
流が減少して出力電圧を上昇させる。
即ち，負荷変動または入力電圧変動によって出力電圧が
変動した場合には，以上のように動作して出力電圧の安
定化を図っているわけである。
変動した場合には，以上のように動作して出力電圧の安
定化を図っているわけである。
しかし、このようなフォワード方式の場合には，前述の
ごとく出力電圧を安定化させることはできるが，第２図
からもわかるようにリアクトル９とダイオード８を必要
とする。しかも，前記リアクトル９とダイオード８には
負荷電流とほぼ同量の電流が流れるから，容量的に大き
なものを必要とし，特にリアクトル９は電流が流れても
飽和しないものが要求されるため，トランス３の大きさ
にほぼ匹敵するほどの大きさとなり，コスト的，スペー
ス的に問題がある。
ごとく出力電圧を安定化させることはできるが，第２図
からもわかるようにリアクトル９とダイオード８を必要
とする。しかも，前記リアクトル９とダイオード８には
負荷電流とほぼ同量の電流が流れるから，容量的に大き
なものを必要とし，特にリアクトル９は電流が流れても
飽和しないものが要求されるため，トランス３の大きさ
にほぼ匹敵するほどの大きさとなり，コスト的，スペー
ス的に問題がある。
一方，上述したリアクトルやダイオードを用いないで構
成されるフライバック方式の電源も知られている。
成されるフライバック方式の電源も知られている。
従来，フライバック方式を用いた電源としては実開昭56
−133793号公報で開示される多チャンネル・フライバッ
ク・インバータを有する整流器コンバータ電源が知られ
ており，この種の電源は１次巻線と少なくとも一つの２
次巻線とを持つ一つのトランスと，上記１次巻線を流過
する電流を制御するスイッチ手段とを有し，上記スイッ
チ手段がオン時間の間，上記１次巻線に電力を蓄積し，
上記スイッチ手段がオフ時間の間，出力として上記２次
巻線に電力が誘起される，一つのフライバック・インバ
ータを備えて構成する。
−133793号公報で開示される多チャンネル・フライバッ
ク・インバータを有する整流器コンバータ電源が知られ
ており，この種の電源は１次巻線と少なくとも一つの２
次巻線とを持つ一つのトランスと，上記１次巻線を流過
する電流を制御するスイッチ手段とを有し，上記スイッ
チ手段がオン時間の間，上記１次巻線に電力を蓄積し，
上記スイッチ手段がオフ時間の間，出力として上記２次
巻線に電力が誘起される，一つのフライバック・インバ
ータを備えて構成する。
（発明が解決しようとする課題） しかし，上述した従来のフライバック方式の電源はトラ
ンス二次側における出力回路の出力電圧を安定化させる
安定化機能部を設けることが困難となる問題がある。即
ち，前述した第２図に示すフォワード方式における安定
化機能部、つまり、トランスの二次巻線に磁気増幅器を
接続し，かつ出力電圧により磁気増幅器を制御するよう
にした安定化機能部を設けた場合，二次巻線に流れるピ
ーク電流と不飽和時の高インピーダンスによって磁気増
幅器の両端電圧は数百ボルト以上に達し，一次巻線，二
次巻線の双方に高電圧が発生する。このため，スイッチ
手段におけるトランジスタが破損するなどの問題を生
じ，本来の電圧安定化を十分図れない難点があった。
ンス二次側における出力回路の出力電圧を安定化させる
安定化機能部を設けることが困難となる問題がある。即
ち，前述した第２図に示すフォワード方式における安定
化機能部、つまり、トランスの二次巻線に磁気増幅器を
接続し，かつ出力電圧により磁気増幅器を制御するよう
にした安定化機能部を設けた場合，二次巻線に流れるピ
ーク電流と不飽和時の高インピーダンスによって磁気増
幅器の両端電圧は数百ボルト以上に達し，一次巻線，二
次巻線の双方に高電圧が発生する。このため，スイッチ
手段におけるトランジスタが破損するなどの問題を生
じ，本来の電圧安定化を十分図れない難点があった。
本発明はこのような従来の技術に存在する課題を解決し
たもので，フライバック方式電源における高度の電圧安
定化を図れる安定化電源の提供を目的とするものであ
る。
たもので，フライバック方式電源における高度の電圧安
定化を図れる安定化電源の提供を目的とするものであ
る。
（課題を解決するための手段） 本発明はトランス３の一次側に，一次巻線N1への直流入
力をオン−オフするスイッチング素子である主トランジ
スタ４及び主トランジスタ４を制御するスイッチング制
御部５を設け，主トランジスタ４がオンのときに，トラ
ンス３に電磁エネルギーを蓄積し，オフのときに，蓄積
した電磁エネルギーをトランス３の二次側から出力回路
に供給するフライバック方式の安定化電源を構成するに
際して，特に，一つの二次巻線N2に対して直列に磁気増
幅器６を接続し，かつ出力電圧により磁気増幅器６を制
御して当該出力電圧を安定化させる安定化機能部を有す
る主出力回路を設けるとともに，他の二次巻線N3に磁気
増幅器を有しない副出力回路を設け，副出力回路の出力
電圧によりスイッチング制御部５を制御するようにした
ことを特徴とする。なお，安定化機能部は主出力回路の
出力電圧により磁気増幅器６を制御するトランジスタＱ
と，トランジスタＱのバイアス電流を制御するツェナー
ダイオードＤを備えて構成できる。
力をオン−オフするスイッチング素子である主トランジ
スタ４及び主トランジスタ４を制御するスイッチング制
御部５を設け，主トランジスタ４がオンのときに，トラ
ンス３に電磁エネルギーを蓄積し，オフのときに，蓄積
した電磁エネルギーをトランス３の二次側から出力回路
に供給するフライバック方式の安定化電源を構成するに
際して，特に，一つの二次巻線N2に対して直列に磁気増
幅器６を接続し，かつ出力電圧により磁気増幅器６を制
御して当該出力電圧を安定化させる安定化機能部を有す
る主出力回路を設けるとともに，他の二次巻線N3に磁気
増幅器を有しない副出力回路を設け，副出力回路の出力
電圧によりスイッチング制御部５を制御するようにした
ことを特徴とする。なお，安定化機能部は主出力回路の
出力電圧により磁気増幅器６を制御するトランジスタＱ
と，トランジスタＱのバイアス電流を制御するツェナー
ダイオードＤを備えて構成できる。
（実施例） 第１図に本発明の一実施例の回路構成を示し，その作用
を説明する。第１図と第２図において同一符号を付した
ものは夫々同等の機能を果すものである。
を説明する。第１図と第２図において同一符号を付した
ものは夫々同等の機能を果すものである。
なお，第２図のフォワード方式に対し，第１図はフライ
バック方式と呼ばれている。このフライバック方式の特
色となる点は，第１図において，主半導体スイッチング
素子（主トランジスタ）４がオンした時にトランス３の
１次巻線N1に電流i1が流れて逆起電圧を生じ、２次巻線
側に点線矢印方向の誘起電圧を生じせしめるが,2次回路
の多出力回路（第１図では，第１及び第２の出力回路）
に挿入されている主ダイオード7,21（７は第１の主ダイ
オード,21は第２の主ダイオード）に阻止されて電流は
流れないため，エネルギー放出が行われず，そのままエ
ネルギーは蓄積される。この蓄積エネルギーは，主半導
体スイッチング素子（主トランジスタ）４のオフ時の，
誘起電圧の方向が逆転した時に，第１及び第２の主ダイ
オード７及び21を通して負荷に電流が流れ，エネルギー
の放出が行われる。
バック方式と呼ばれている。このフライバック方式の特
色となる点は，第１図において，主半導体スイッチング
素子（主トランジスタ）４がオンした時にトランス３の
１次巻線N1に電流i1が流れて逆起電圧を生じ、２次巻線
側に点線矢印方向の誘起電圧を生じせしめるが,2次回路
の多出力回路（第１図では，第１及び第２の出力回路）
に挿入されている主ダイオード7,21（７は第１の主ダイ
オード,21は第２の主ダイオード）に阻止されて電流は
流れないため，エネルギー放出が行われず，そのままエ
ネルギーは蓄積される。この蓄積エネルギーは，主半導
体スイッチング素子（主トランジスタ）４のオフ時の，
誘起電圧の方向が逆転した時に，第１及び第２の主ダイ
オード７及び21を通して負荷に電流が流れ，エネルギー
の放出が行われる。
第１図において,1は入力端子でトランス３の１次巻線N1
の巻終り側と接続し，巻線N1の巻始め側は主反動スイッ
チング素子４のコレクタに,4のエミッタは入力端子２
に，更に４のベースはスイッチング制御部５に接続され
ている。２次巻線N2の巻始め側はMA6を経由して主ダイ
オード（第１の主ダイオード）７のアノード側と，主ダ
イオード７のカソード側は出力端子11と，巻線N2の巻終
り側は出力端子12と夫々接続されている。この出力端子
11,12間には主コンデンサ（第１の主コンデンサ）10が
接続されている。なお,MA6と主ダイオード７との接続点
は，抵抗R2を介してトランジスタＱのコレクタと接続
し，該Ｑのエミッタは出力端子11と，また,Qのベースは
抵抗R1を介してダイオードＤのカソード側と，該Ｄのア
ノード側は出力端子12と夫々接続してある。
の巻終り側と接続し，巻線N1の巻始め側は主反動スイッ
チング素子４のコレクタに,4のエミッタは入力端子２
に，更に４のベースはスイッチング制御部５に接続され
ている。２次巻線N2の巻始め側はMA6を経由して主ダイ
オード（第１の主ダイオード）７のアノード側と，主ダ
イオード７のカソード側は出力端子11と，巻線N2の巻終
り側は出力端子12と夫々接続されている。この出力端子
11,12間には主コンデンサ（第１の主コンデンサ）10が
接続されている。なお,MA6と主ダイオード７との接続点
は，抵抗R2を介してトランジスタＱのコレクタと接続
し，該Ｑのエミッタは出力端子11と，また,Qのベースは
抵抗R1を介してダイオードＤのカソード側と，該Ｄのア
ノード側は出力端子12と夫々接続してある。
前記のトランジスタQ,抵抗R1,R2,ダイオードＤはMA.6と
共に出力電圧安定化回路を構成している。
共に出力電圧安定化回路を構成している。
入力端子1,2に直流電源を接続した状態で主半導体スイ
ッチング素子（主トランジスタ）４をスイッチング制御
部５からの信号によってオンすると，トランス３の１次
巻線に電流が流れて逆起電圧が発生する。そして，エネ
ルギーの蓄積が行われ、次に半導体スイッチング素子４
がオフすると、前記蓄積エネルギーの放出が行われて，
夫々の負荷に電流が流れる。
ッチング素子（主トランジスタ）４をスイッチング制御
部５からの信号によってオンすると，トランス３の１次
巻線に電流が流れて逆起電圧が発生する。そして，エネ
ルギーの蓄積が行われ、次に半導体スイッチング素子４
がオフすると、前記蓄積エネルギーの放出が行われて，
夫々の負荷に電流が流れる。
しかるに，このとき２次巻線N3がない場合を考えると,2
次側の巻線はN2のみとなるが，このコイルN2に流れる電
流（i2）によってMA6の両端にはＺ・i2なる電圧が発生
する（Ｚは不飽和時のMA6のインピーダンス）。なお、
このＺ・i2の電圧の最大値は，通常，不飽和時のMA6が
高インピーダンスに設計されているので数百ボルト以上
の高電圧となる。このとき，巻線N1とN2には次式で示さ
れる電圧v1とv2が発生する。
次側の巻線はN2のみとなるが，このコイルN2に流れる電
流（i2）によってMA6の両端にはＺ・i2なる電圧が発生
する（Ｚは不飽和時のMA6のインピーダンス）。なお、
このＺ・i2の電圧の最大値は，通常，不飽和時のMA6が
高インピーダンスに設計されているので数百ボルト以上
の高電圧となる。このとき，巻線N1とN2には次式で示さ
れる電圧v1とv2が発生する。
v2＝Ｚ・i2p＋ダイオードの両端電圧＋出力電圧 i2pはi2のピーク値 ここで,Z・i2pが大のためv2が大となり，またv1も大と
なって，そのため主半導体スイッチング素子（主トラン
ジスタ）４が破損してしまう。
なって，そのため主半導体スイッチング素子（主トラン
ジスタ）４が破損してしまう。
かかる技術的背景もあって従来はフライバック方式のス
イッチングレギュレータには磁気増幅器（MA）は使用さ
れなかったわけである。
イッチングレギュレータには磁気増幅器（MA）は使用さ
れなかったわけである。
しかるに，本発明による一実施例を示す第１図のごとく
２次側に巻線N2の回路のほかに巻線N3を有する回路（即
ち複数個の２次回路を有する場合）においては，前記蓄
積エネルギーは，最初巻線N3のダイオード（第２のダイ
オード）21を通して負荷及びコンデンサ（第２主コンデ
ンサ）22へと電流を流し、MA6が磁気飽和した時点で，
今度は巻線N2側のダイオード７を通して負荷及びコンデ
ンサ10へと電流を流して放出される。
２次側に巻線N2の回路のほかに巻線N3を有する回路（即
ち複数個の２次回路を有する場合）においては，前記蓄
積エネルギーは，最初巻線N3のダイオード（第２のダイ
オード）21を通して負荷及びコンデンサ（第２主コンデ
ンサ）22へと電流を流し、MA6が磁気飽和した時点で，
今度は巻線N2側のダイオード７を通して負荷及びコンデ
ンサ10へと電流を流して放出される。
この場合、MA6は磁気飽和しているためMA6の両端には電
圧が発生しない。従って、２次側の巻線N2の両端の電圧
はダイオード７の両端電圧と出力Ａの出力電圧の和とな
る。また、１次側の巻線N1の両端の電圧は、前記説明の
ようにコイルの１次側と２次側の巻数比と２次側の巻線
N2の両端の電圧との積となるが、２次側の巻線N2の両端
の電圧が低いために１次側の巻線N1の両端電圧は高電圧
とならないため、主半導体スイッチング素子４が破損す
ることはない。
圧が発生しない。従って、２次側の巻線N2の両端の電圧
はダイオード７の両端電圧と出力Ａの出力電圧の和とな
る。また、１次側の巻線N1の両端の電圧は、前記説明の
ようにコイルの１次側と２次側の巻数比と２次側の巻線
N2の両端の電圧との積となるが、２次側の巻線N2の両端
の電圧が低いために１次側の巻線N1の両端電圧は高電圧
とならないため、主半導体スイッチング素子４が破損す
ることはない。
次に、出力電圧の安定化については、出力Ｂの電圧を安
定化させるための制御量公知技術によりスイッチング制
御部５（この５には，比較検出部を含むと考えてよい）
を介して主半導体スイッチ素子（主トランジスタ）４へ
帰還（Ｂの出力を，比較検出部を介してスイッチング制
御部５に加える）して主トランジスタ４のオン・オフ比
を制御してやれば出力Ｂの電圧を安定化することができ
る。また，このとき出力Ａの電圧はトランジスタＱを含
む安定化回路によって安定化されるので，結局出力A,出
力Ｂ共安定化することができる。
定化させるための制御量公知技術によりスイッチング制
御部５（この５には，比較検出部を含むと考えてよい）
を介して主半導体スイッチ素子（主トランジスタ）４へ
帰還（Ｂの出力を，比較検出部を介してスイッチング制
御部５に加える）して主トランジスタ４のオン・オフ比
を制御してやれば出力Ｂの電圧を安定化することができ
る。また，このとき出力Ａの電圧はトランジスタＱを含
む安定化回路によって安定化されるので，結局出力A,出
力Ｂ共安定化することができる。
なお，本発明の複数個の出力回路の範囲には，第６図に
示すごときMA6を有する回路の安定化手段の異なるも
の，第７図に示すごとき一つの出力巻線より複数個の出
力回路を構成するもの，第８図に示すごとき前記MAを有
する回路のほかに定電圧ダイオードあるいは三端子レギ
ュレータ14等によって出力安定化を図る回路を含む構成
のもの，および第６図から第８図に示す個々の出力回路
を任意に組合せた回路構成のものが含まれる。
示すごときMA6を有する回路の安定化手段の異なるも
の，第７図に示すごとき一つの出力巻線より複数個の出
力回路を構成するもの，第８図に示すごとき前記MAを有
する回路のほかに定電圧ダイオードあるいは三端子レギ
ュレータ14等によって出力安定化を図る回路を含む構成
のもの，および第６図から第８図に示す個々の出力回路
を任意に組合せた回路構成のものが含まれる。
また，スイッチング制御部５と接続する比較増幅部には
基準電圧と比較電圧が供給されるが，この比較電圧の検
出点としては，第１図に示すごとく出力Ｂを用いる方法
と，第６図に示すごとく出力巻線とは別個の巻線を設け
て，この整流器13の出力電圧を用いる方法とがあるが，
いずれも本発明の範囲に含まれるものである。
基準電圧と比較電圧が供給されるが，この比較電圧の検
出点としては，第１図に示すごとく出力Ｂを用いる方法
と，第６図に示すごとく出力巻線とは別個の巻線を設け
て，この整流器13の出力電圧を用いる方法とがあるが，
いずれも本発明の範囲に含まれるものである。
更に，本発明のスイッチング素子としてはトランジスタ
をもって説明したが，トランジスタのみに限られるもの
ではなく,FET,SCR等の半導体素子も本発明に含まれるこ
とは当然である。
をもって説明したが，トランジスタのみに限られるもの
ではなく,FET,SCR等の半導体素子も本発明に含まれるこ
とは当然である。
（発明の効果） このように，本発明に係る安定化電流は，フライバック
方式の安定化電源において，少なくとも一つの二次巻線
に対して直列に磁気増幅器を接続し，かつ出力電圧によ
り磁気増幅器を制御して当該出力電圧を安定化させる安
定化機能部を有する主出力回路を設けるとともに，他の
二次巻線に磁気増幅器を有しない副出力回路を設け，副
出力回路の出力電圧によりスイッチング制御部を制御す
るようにしたため，フライバック方式の電源に対して磁
気増幅器を利用した安定化機能部の接続が可能となり，
スイッチ手段のトランジスタ破損を防止できるととも
に，フライバック方式電源における出力電圧に対する高
度の安定化を図れるという顕著な効果を奏する。
方式の安定化電源において，少なくとも一つの二次巻線
に対して直列に磁気増幅器を接続し，かつ出力電圧によ
り磁気増幅器を制御して当該出力電圧を安定化させる安
定化機能部を有する主出力回路を設けるとともに，他の
二次巻線に磁気増幅器を有しない副出力回路を設け，副
出力回路の出力電圧によりスイッチング制御部を制御す
るようにしたため，フライバック方式の電源に対して磁
気増幅器を利用した安定化機能部の接続が可能となり，
スイッチ手段のトランジスタ破損を防止できるととも
に，フライバック方式電源における出力電圧に対する高
度の安定化を図れるという顕著な効果を奏する。
第１図は本発明の一実施例を示す基本回路の構成図，第
２図は，従来例としてのフォワード方式電圧安定化基本
回路の構成図，第３図，第４図及び第５図は，出力電圧
安定化動作を説明するための波形図，第６図，第７図及
び第８図は本発明の他の実施例を示す構成図である。 ３……トランス,4……主トランジスタ,5……スイッチン
グ制御部,6……磁気増幅器（MA）,9……リアクトル,7,2
1……主ダイオード,10,22……主コンデンサ
２図は，従来例としてのフォワード方式電圧安定化基本
回路の構成図，第３図，第４図及び第５図は，出力電圧
安定化動作を説明するための波形図，第６図，第７図及
び第８図は本発明の他の実施例を示す構成図である。 ３……トランス,4……主トランジスタ,5……スイッチン
グ制御部,6……磁気増幅器（MA）,9……リアクトル,7,2
1……主ダイオード,10,22……主コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 安沢 精一 長野県長野市大字鶴賀西鶴賀町1463番地 長野日本無線株式会社内 (56)参考文献 実開 昭56−133793（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭58−22086（ＪＰ，Ｕ)
Claims (2)
- 【請求項１】トランスの一次側に，一次巻線への直流入
力をオン−オフするスイッチング素子及び当該スイッチ
ング素子を制御するスイッチング制御部を設け，スイッ
チング素子がオンのときに，トランスに電磁エネルギー
を蓄積し，オフのときに，蓄積した電磁エネルギーをト
ランスの二次側から出力回路に供給するフライバック方
式の安定化電源において，少なくとも一つの二次巻線に
対して直列に磁気増幅器を接続し，かつ出力電圧により
磁気増幅器を制御して当該出力電圧を安定化させる安定
化機能部を有する主出力回路を設けるとともに，他の二
次巻線に磁気増幅器を有しない副出力回路を設け，副出
力回路の出力電圧によりスイッチング制御部を制御する
ことを特徴とする安定化電源。 - 【請求項２】安定化機能部は主出力回路の出力電圧によ
り磁気増幅器を制御するトランジスタと，トランジスタ
のバイアス電流を制御するツェナーダイオードを備えて
なることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の安定
化電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60075117A JPH0720369B2 (ja) | 1985-04-09 | 1985-04-09 | 安定化電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60075117A JPH0720369B2 (ja) | 1985-04-09 | 1985-04-09 | 安定化電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61236365A JPS61236365A (ja) | 1986-10-21 |
| JPH0720369B2 true JPH0720369B2 (ja) | 1995-03-06 |
Family
ID=13566925
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60075117A Expired - Fee Related JPH0720369B2 (ja) | 1985-04-09 | 1985-04-09 | 安定化電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0720369B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010148352A (ja) * | 2008-12-22 | 2010-07-01 | Power Integrations Inc | フライバックコンバータ、およびフライバックコンバータの出力を調節する方法 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62163567A (ja) * | 1986-01-14 | 1987-07-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 磁気スイツチ式電源回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56133793U (ja) * | 1981-01-16 | 1981-10-09 | ||
| JPS5822086U (ja) * | 1981-07-29 | 1983-02-10 | 日本電信電話株式会社 | 多出力電源装置 |
-
1985
- 1985-04-09 JP JP60075117A patent/JPH0720369B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010148352A (ja) * | 2008-12-22 | 2010-07-01 | Power Integrations Inc | フライバックコンバータ、およびフライバックコンバータの出力を調節する方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61236365A (ja) | 1986-10-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0359323B1 (en) | Switched-mode power supply circuit | |
| EP0336725A2 (en) | Switching power supply | |
| US5701238A (en) | Flow-through DC voltage changer having a further output circuit | |
| US6072702A (en) | Ringing choke converter | |
| EP0484610A1 (en) | D.C. switching power supply having controlled voltage output and output isolation from the input | |
| US4931918A (en) | Ringing choke converter | |
| US4609980A (en) | Switching power supply with transistor drive circuit | |
| JPH0720369B2 (ja) | 安定化電源 | |
| JPS596553B2 (ja) | テレビジヨン受像機の直流電圧供給装置 | |
| EP0091133B1 (en) | Improved power supply circuit of switching regulator type | |
| EP0247407B1 (en) | Switching mode power supply | |
| CA2214217C (en) | Switching power supply apparatus | |
| JP3166149B2 (ja) | 直流コンバータ装置 | |
| JPS6326626B2 (ja) | ||
| JPS6126302B2 (ja) | ||
| US4605998A (en) | Switching control circuit | |
| JP2990482B2 (ja) | マグアンプ回路を備えた同期整流ｐｗｍコンバータ | |
| JP3388707B2 (ja) | 自励式降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US4761728A (en) | High voltage generating device | |
| JPH0357708B2 (ja) | ||
| JP2672333B2 (ja) | 定電流入力型ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JPS642549Y2 (ja) | ||
| JPH06189545A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2563188B2 (ja) | 過電流保護機能付自励形コンバータ | |
| JP3377499B2 (ja) | スイッチング電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |