JPS62163567A - 磁気スイツチ式電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、フライバックコンバータの２次側の補助安定
化手段として、可飽和リアクトルを用いた、磁気スイッ
チ式電源回路に関するものである。

従来の技術 多出力のコンバータにおいて、トランスの２次側巻線の
うち１つの巻線から得られる出力を１次側のスイッチン
グ部へ帰還することにより安定化し、同時の他の出力も
安定化する方式をクロスレギユレーション方式トいう。

クロスレギュレーシせンを利用した多出力コンバータは
部品点数が少なく高効率であるという特徴を有している
が、トランス２次側の配線やパワー素子のインピーダン
スによりクロスレギユレーション誤差を生ずる。

従って高安定な複数の出力を得るには、トランスの２次
側で制御を行う必要があるが従来チョッパ制御やシリー
ズドロッパ制御が多く用いられている。しかし、これら
は比較的出力電力の大きい場合は、部品数や損失の増大
を伴うため適用できる分野に制限があった。一方磁気ス
インチにより定電圧制御を行う方法はトランス２次側で
簡易な回路構成で大きな電力を高効率に制御できるとい
う利点があり次に述べる一方式フイードフォワードコン
バータの２次側の補助安定化手段として広く用いられて
きた。

一方式フイードフォワードコンバータの回路構成を第７
図に示す。直流入力電源１６にはダイオ−ド５を介して
トランス２の第１の１次巻線Ｎ１が接続されるとともに
スイッチングトランジスタ１を介してトランス２の第２
の１次巻線Ｎ２が接続され、このスイッチングトランジ
スタ１のベースはパルス幅変調回路及びドライブ回路１
２に接続されている。また、トランス２の主出力用の２
次巻線Ｎ３には整流ダイオード４，４、チョーク１５、
平滑コンデンサ１１が接続されて主出力を得るように構
成され、この主出力側の一端にはフィードバック回路１
３が接続され、このフィードバック回路１３は上述のパ
ルス幅変調回路及びドライブ回路１２に接続されている
。さらに、トランス２の付属出力用の２次巻線Ｎ４には
可飽和リアクトル１３、整流ダイオード４，４、チョー
ク１５、平滑コンデンサ１１、抵抗９，９、基準電圧電
源８、電圧比較器７、電流増幅器６、ダイオード１４が
接続されて付属出力を得るように構成されている。

このような構成で、その動作について以下に説明すると
、直流入力電源１６からの入力を受け、スイッチングト
ランジスタ１、パルス幅変調回路及びドライブ回路１２
で構成されるスイッチング回路により、直流入力を矩形
波交流（５０〜１００ＫＨｚ）に変換し、トランス２の
２次側に２出力を得る。主出力は出力電圧を検出しフィ
ードバック回路１３を介して主トランジスタ１に帰還し
てパルス幅制御を行い、付属出力はトランス２の２次側
で可飽和リアクトル３を用いた電圧制御型磁気スイッチ
によりパルス幅変調制御を行い、安定化されている。

磁気スイッチ式パルス幅変調回路の可飽和リアクトル３
の磁気特性を第８図に、回路各部の動作波形を第９図に
示す。これらにおいてトランス２０２次側電圧１７が負
の期間、すなわちスイッチングトランジスタ１のオン期
間に可飽和リアクトル３にリセット電圧を加え−φｒの
磁束変化を発生させる。この期間をリセット期間２２と
いう。

次にトランス２０２次側の電圧１７が反転して可飽和リ
アクトル３に正の電圧が加わると、リセットされたーφ
ｒに等しい磁束変化が終了し、可飽和リアクトル３が飽
和するまでの期間は可飽和リアクトル３は大きなインダ
クタンスをもつため電流１８は流れず、出力に電力は供
給されない。この期間をセット期間２０と呼ぶ。やがて
φｒの磁束変化が終了すると可飽和リアクトル３は飽和
し電流１８が流れる。この期間が飽和期間２１である。

次にフライバックコンバータの２次側補助安定化手段と
して、フライバックコンバータのクロスレギュレートさ
れた出力回路に補助スイッチングトランジスタを挿入す
る方式が昭和６４年に提案されている。第１０図におい
て、直流入力電源２３にはスイッチングトランジスタ２
４を介してトランス２５の１次巻線Ｎ１が接続され、こ
のトランス２６の主出力を得る２次巻線ＮＺには整流ダ
イオード２６、平滑コンデンサ２７、負荷抵抗２８が接
続され、この負荷抵抗２８の一端にはパルス幅変調回路
２９を介してスイッチングトランジスタ２４のベースに
接続され、トランス２５の付属出力を得る２次巻線Ｎ３
には補助スイッチングトランジスタ３ｏ、平滑コンデン
サ２７、負荷抵抗２８が接続され、補助スイッチングト
ランジスタ３０のベースには、上記パルス幅変調回路２
９から同期信号３１を受けるパルス幅変調回路３２が接
続され、このパルス幅変調回路３２は付属出力端に接続
されている。

このような構成において、スイッチングトランジスタ２
４の一周期におけるオン期間比δ１は、主制御出力の出
力電圧３３を安定化するために制御される。付属出力の
出力回路に挿入されている補助スイッチングトランジス
タ３ｏは第１１図に示されているタイムチャートのよう
にスイッチングトランジスタ２４がオフの期間内でオン
となるようにし、そのオン時間比δ２は付属出力のクロ
スレギユレーション誤差を補償するように制御される。

従ってこの回路における付属出力の出力電圧３４はδ１
および巻数比だけでなくδ２によっても制御される。た
だし、補助スイッチングトランジスタ３ｏのスイッチン
グ動作はスイッチングトランジスタ２４の動作と同期し
ている必要がある。

フライバックコンバータ、特にリンギングチョークコン
バータは制御回路が簡単でかつ平滑用チョークが不要で
あるなど利点が多い。さらに近年、リンギングチョーク
コンバータの大容量化が進み、１ｏ○〜１５０Ｗのもの
が実用化されており、２次付属出力の安定化手段も重要
性を増している。

第１０図のような回路も効果的ではあるが、補助スイッ
チングトランジスタ３０のパルス幅変調回路３２や、同
期回路３１も必要であり回路全体が複雑となるという問
題が残されている。

発明が解決しようとする問題点 第６図に示される従来の構成では、付属出力の制御用の
補助スイッチングトランジスタ３ｏのスイッチング動作
はスイッチングトランジスタ２４のスイッチング動作と
同期する必要があり、パルス幅変調回路３１及びドライ
ブ回路のほかに同期回路３２も必要となり回路が複雑と
なるという問題があった。

本発明はこのような問題点を解決するもので、簡単な回
路構成で、かつ効率のよい、フライバックコンバータの
付属出力の安定化手段を提供することを目的とするもの
である。

問題点を解決するだめの手段 この問題点を解決するために本発明では、フライバック
コンバータのトランスの付属出力用の２次巻線及び整流
ダイオードとの間に可飽和リアクトルを挿入し、この可
飽和リアクトルのスイッチ作用を利用し、付属出力の安
定化を行えるように回路を構成したものである。

作用 この構成により多出力のフライバックコンバータの付属
出力は安定化されることとなる。

実施例 以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

まず、第１図において、３５は直流入力電源であり、こ
の直流入力電源３５にはスイッチングトランジスタ３６
を介してトランス３７の１次巻線Ｎ１　が接続され、ス
イッチングトランジスタ３６のペースはパルス幅変調回
路及びドライブ回路３８に接続されている。トランス３
７の主出力用の２次巻線Ｎ２には整流ダイオード３９と
平滑コンデンサ４ｏが接続されて主出力を取出し、この
主出力の取出端子側の一方にはフィードバック回路４１
が接続され、このフィードバック回路４１は上記パルス
幅変調回路及びドライブ回路３８に接続されている。

また、トランス３７の付属出力用の２次巻線Ｎ３には可
飽和リアクトル４２、整流ダイオード４３、平滑用コン
デンサ４４が接続されて付属出力を得るように構成され
、この付属出力端間には抵抗４５．４６の直列回路が接
続され、この抵抗４５゜４６間には電圧比較器４７が接
続され、この電圧比較器４７には基準電圧電源４８が接
続され、電圧比較器４７の出力は電流増幅器４９に加え
られ、この電流増幅器４９は上記整流ダイオード４３と
平滑コンデンサ４４の接続点と、ダイオード６０を介し
て可飽和リアクトル４２と整流ダイオード４３との接続
点に接続されている。

このような構成でその動作は以下のように行われる。

スイッチングトランジスタ３６のオン期間に、５１の電
流経路で可飽和リアクトル４２に逆励磁電流を流す。電
圧比較器４７と電流増幅器４９によりこの逆励磁電流を
制御することにより、スイッチングトランジスタ３６の
オフ期間における整流ダイオード４３の導通期間を制御
し、出力電圧の安定化を図っている。

第２図に第１図の回路構成時の各部の電流電圧波形を示
す。ａはダイオード６ｏを流れる逆励磁電流、ｂはトラ
ンス３７の２次巻線電圧波形、Ｃは可飽和リアクトル４
２のない場合の整流ダイオード４３の電流波形、ｄは可
飽和リアクトル４２により導通期間を制御された、整流
ダイオード４３の電流波形である。第３図は可飽和リア
クトル４２のＢ−Ｈカーブであり、実際の動作状態では
図のａ　−ｂ　−ｃ　−ｄ　−ｅ　−ｆ　−ｇ　−ａの
ループとなり逆励磁電流を制御することによりΔＢの大
きさが制御される。スイッチングトランジスタ３６のオ
フ期間には可飽和リアクトル４２の励磁状態は、ｅ　−
ｆ　−ｇ　−ａと変化し、第２図のｄに示す電流阻止期
間にはΔ−ｂ　−ｃ　、導通期間にはｃ　−ｄ−ｅと移
動する。磁束の変化は電圧・時間積に比例するだめ、ス
イッチングの周期をＴ、電流阻止期ΔＢ 間を６３Ｔとすればδ３Ｔ＝に−５ｔが成立する。ｋは
定数、Ｖは阻止電圧で、Ｖ　＝　ＶＢ　　（Ｖｏ　＋　
ｖＦ　）　ｆあるっここにｖｓはトランス２次巻線電圧
、ｖｏは出力電圧、Ｖ、は整流ダイオード４３の順方向
電圧降下である。

従って電流阻止時間はＶが一定とすればΔＢに比例する
。実際の動作ではＶが変化するため出力電圧ｖＯが一定
となるためΔＢが変化することになる。

第４図は本発明の磁気スイッチ式安定化電源の一実施例
を示す回路図である。第４図において、スイッチングト
ランジスタ３６が導通時には、トランジスタ５２、抵抗
４５、ダイオード４３を通じて可飽和リアクトル４２に
逆励磁電流を流す。

この場合の電圧源は平滑コンデンサ４４とトランス３７
の２次巻線Ｎ５５３−５４間電圧（この場合５４が５３
に対して正極となる）である。この逆励磁電流により可
飽和リアクトル４２のΔＢが決められるが、トランジス
タ５２のベースψエミッタ間電圧と、ツェナーダイオー
ド５５の和の電圧に出力電圧が等しくなるように、逆励
磁電流すなわちΔＢが制御される。その結果すでに述べ
たように、可飽和リアクトル４２によりダイオード６０
の電流阻止期間が制御され、出力電圧ｖｏは安定化され
る。なお、図中５６はトランジスタ５２のコレクタとダ
イオード５０間に接続された抵抗である。

第１ｏ図に、磁気スイッチ式の制御手段を用いた場合と
用いていない場合のそれぞれの出力電圧−電流特性を示
す。制御手段のない場合は軽負荷時には出力電圧はかな
り上昇するが、制御手段を用いた場合は電圧はほぼ平坦
となる。

第６図は本発明の他の実施例であって、ツェナーダイオ
ード５５．トランジスタ５２分割抵抗５７−５９によっ
て構成される誤差増幅器、さらに逆励磁電流を流すだめ
のトランジスタ６ｏを備えているため、第４図の回路構
成より制御ループの利得が大きく電圧精度がよい。

発明の効果 以上述べてきたように、本発明によれば、きわめて簡易
な回路構成でフライバンクコンバータの付属出力のクロ
スレギユレーション、ロードレギュレーションを大幅に
改善でき、出力ノイズも大幅に減少されるなど実用的に
きわめて有用である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の磁気スイッチ式電源回路の原理を示す
回路及びブロック図、第２図は第１図の本発明の回路の
動作説明のだめの図、第３図は第１図の回路の動作説明
のだめの図、第４図は本発明の他の実施例を示す回路図
、第５図は第４図の実施例における付属出力の出力電圧
精度改善を示す図、第６図は本発明の他の実施例を示す
回路図、第７図は従来例を示す回路及びブロック図、第
８図は第７図の回路の動作説明のための図、第９図は第
７図の回路の動作説明のだめの図、第１０図は従来の別
の例を示す回路図、第１１図は第５図の動作説明のだめ
の図である。 ３６・・・・・・直流入力電源、３６・・・・・・スイ
ッチングトランジスタ、３７・・印・トランス、３日・
・・・・・パルス幅変調回路及びドライブ回路、３９・
−印・整流ダイオード、４０・山・・平滑コンデンサ、
４１・旧！・フィードバック回路、４２・川・・可飽和
リアクトノペ４３・・・・・・整流ダイオード、４４・
川・・平滑コンデンサ、４５．４６・・・・・・抵抗、
４７・・・・・・電圧比較器、４８・・・・・・基準電
圧電源、４９・・甲・電流増幅器、５゜・・・・・・ダ
イオード、５２・山・・トランジスタ、５５・・・・・
・ツェナーダイオード、６ｏ・・印・トランジスタ。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　はが１名万−
一一直几入ｎｔ：＃、 Ｊ６−−−スイツテノ７゛トフル久７ ．３７−−−　　）−フン人 、３６−−−ドラ１ヂ回貝ド ４１−フィードバフ７田路 ４ｚ　−一一可有巴７Ｄリアクトル ４３−−一整−ｂグイオード ｎ−−一子滑コンヂノプ 町−４馬 ４ｑ−一一宅几４＃Ｉ各 第２図 第３図 第４図 ｚ 第５図 イ：ｊＡ出力り土１刀ｃａｂ 第６図 第８図 Ｂ 第９図 旧　０図 第１１図　　タイムナマート Ｔ　　　　′

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. フライバックコンバータのトランスの２次側巻線と整流
   ダイオードとの間に可飽和リアクトルを挿入し、さらに
   このリアクトルに接続された逆励磁用回路により、コン
   バータのパワースイッチングトランジスタのオン期間に
   リアクトルへ逆励磁電流を流し、この電流を制御するこ
   とにより、２次側整流ダイオードの導通期間を制御し電
   源出力を安定化する磁気スイッチ式電源回路。