JP2857794B2 - 安定化電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、１つの直流電源から少なくとも２つの負荷
に安定化された異なる電圧を供給するための安定化電源
装置に関する。

［従来の技術］ スイッチングレギュレータの出力トランスに第１及び
第２の出力巻線を設け、それぞれに整流平滑回路を介し
て第１及び第２の負荷を接続することは既に行われてい
る。

［発明が解決しようとする課題］ しかし、第１の負荷（主負荷）の電圧を検出し、この
電圧のみが一定になるようにトランス１次側の主スイッ
チング素子を制御するので、第２の負荷（副負荷）の電
圧の安定化を高精度に達成することができないという問
題があった。

この種の問題を解決するために、第２の出力巻線と第
２の負荷との間に独立に電圧制御回路を設けることがあ
る。しかし、独立に電圧制御回路を設けると、必然的に
コストが高くなる。

そこで、本発明の目的は、コストの低減が可能であり
且つ安定化された複数出力を得ることができる安定化電
源装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明に従う安定化電源装置は、直流電源電圧をオン
・オフするための単数又は複数の第１の制御素子と出力
トランス又はリアクトルとを含むインバータ又はチョッ
パー回路と、前記インバータ又はチョッパー回路の出力
に基づいて第１の負荷に第１の直流電圧を供給するため
の第１の整流平滑回路と、前記トランス又はリアクトル
に基づいて第２の負荷に第２の直流電圧を供給するため
の第２の整流平滑回路と、前記第１の整流回路内又はこ
の入力段に設けられた第２の制御素子と、前記第１の負
荷の電圧を一定に保つように前記第１の制御素子を制御
する第１の制御回路と、前記第２の負荷の電圧の変化に
対応して前記第１の負荷の電圧が変化するように前記第
２の負荷の電圧に基づいて前記第２の制御素子を制御す
る第２の制御回路とを備えている。

なお、インバータ又はチョッパー回路、第１及び第２
の整流平滑回路、第１及び第２の制御素子、第１及び第
２の制御回路は請求項１〜11に示すように構成すること
ができる。

本発明は、オン・オフ型（リバース型）スイッチング
レギュレータ、オン・オン型（フォワード型）スイッチ
ングレギュレータ、自励型スイッチングレギュレータ、
他励型スイッチングレギュレータ、一石型スイッチング
レギュレータ、プッシュプル型コンバータ、降圧型チョ
ッパ回路、昇圧型チョッパ回路、極性反転型チョッパ回
路、インバータを含むDC−DCコンバータ等の種々の回路
に適用することができる。

［作 用］ 本発明の第１の制御素子は第１の負荷の電圧が一定に
なるように制御される。第２の制御素子は第１の負荷に
並列に接続された平滑用コンデンサの充電時間を制御す
る。第１の負荷の電圧に対応して第２の負荷の電圧が変
化するので、結局両方の負荷の電圧を安定化することが
できる。

［第１の実施例］ 次に、第１図及び第２図を参照して本発明の第１の実
施例に係わる他励のリバース型（オン・オフ型）スイッ
チングレギュレータを説明する。

第１図において、直流電源１は商用交流電源に接続さ
れた整流平滑回路から成り、非安定の電圧を供給する。

トランジスタから成る第１の制御素子としてのスイッ
チング素子２はトランス３の１次巻線４を介して直流電
源１の一端と他端との間に接続されている。従って、ス
イッチング素子２のオン・オフによって直流電源電圧が
断続される。

トランス３は第１及び第２の出力巻線（２次巻線）
５、６を有する。リバース型（フライバック型）である
ために、スイッチング素子２がオンの期間に出力巻線
５、６に下向きの電圧が発生し、オフの期間に上向きの
電圧が発生する。

第１の出力巻線５の上端と出力端子7aとの間には第２
の制御素子として巻線8aと角形比の大きい可飽和磁心8b
とから成る可飽和リアクトル８が接続され、更にこれに
直列に第１の整流ダイオード９が接続されている。また
一対の出力端子7a、7b間には第１の平滑用コンデンサ10
及び第１の負荷11が接続されている。

第２の出力巻線６と第２の出力端子12aとの間には第
２の整流ダイオード13が接続されている。一対の出力端
子12a、12bの間には第２の平滑用コンデンサ14と第２の
負荷15とが接続されている。第１の負荷11のための出力
端子7bと第２の負荷15のための出力端子12bは共通に接
続され且つグランドに接続されている。

第１の負荷11が接続されている出力端子7aとスイッチ
ング素子２の制御端子（ベース）との間にフィードバッ
ク定電圧制御するための第１の制御回路18が接続されて
いる。第１の制御回路18を詳しく説明すると、第１の出
力端子7a、7b間に電圧検出用の分圧抵抗16、17が接続さ
れている。誤差増幅器19の一方の入力端子は抵抗16、17
の分圧点に接続され、他方の入力端子は基準電圧源20に
接続されている。誤差増幅器19の出力端子とグランドと
の間には発光ダイオード21が接続されている。発光ダイ
オード21はホトトランジスタ22に光結合されている。従
って、誤差増幅器19の出力は発光ダイオード21とホトト
ランジスタ22とから成るホトカプラを介してPWMパルス
形成回路23に送られる。PWMパルス形成回路23はスイッ
チング素子２をオン・オフ制御するためのPWMパルスを
形成して、スイッチング素子２に送る。

可飽和リアクトル８を制御するための第２の制御回路
24は、誤差増幅器としての機能を有するトランジスタ25
と、基準電圧を得るための抵抗26及びツエナーダイオー
ド27と逆流阻止用ダイオード28と抵抗29とから成る。ツ
エナーダイオード27は、抵抗26を介して＋24Vの出力端
子7aとグランド端子12bとの間に接続され、24Vよりも低
い基準電圧（定電圧）を発生している。PNP型トランジ
スタ25のエミッタはツエナーダイオード27のカソードに
接続され、コレクタはダイオード28と抵抗29を介して可
飽和リアクトル８の出力側端子に接続され、ベースは＋
5Vの出力端子12aに接続されている。

［動 作］ 第１の制御回路18からスイッチング素子２にPWMパル
スを与えると、これに対応してスイッチング素子２は第
２図（Ａ）に示すようにオン・オフ動作する。リバース
型であるので、スイッチング素子２がオンの期間には出
力巻線５、６に下向きの電圧が発生し、ダイオード９、
13が逆バイアス状態（オフ状態）になるので、出力巻線
５、６から第１及び第２の平滑用コンデンサ10、14及び
第１及び第２の負荷11、15に電力が供給されない。

第２図のt1からt2までのスイッチング素子２のオン時
間幅T1は、第１の負荷11の両端電圧の検出に基づいて制
御される。即ち、第１の負荷11の電圧が抵抗16、17から
成る分圧回路で検出され、誤差増幅器19から検出電圧V0
と基準電圧Vrとの差に対応した出力電圧が発生し、これ
に対応した信号が発光ダイオード21とホトトランジスタ
22とを介してPWMパルス形成回路23に与えられる。PWMパ
ルス形成回路23は周知の方法でPWMパルスを形成する。
即ち、検出電圧V0が基準電圧Vrよりも高くなった時には
オン時間幅T1が基準よりも短い制御パルスをスイッチン
グ素子２に与え、逆に検出電圧V0が基準電圧Vrよりも低
くなった時には、オン時間幅T1が基準よりも長い制御パ
ルスをスイッチング素子２に与える。なお、スイッチン
グ素子２は、第２図（Ａ）に示すように一定周期Ｔでオ
ン・オフ制御される。

スイッチング素子２はt1〜t2までオン制御された後
に、t2〜t4においてオフ制御される。スイッチング素子
２がt2でオフになると、オン期間にトランス３に蓄積さ
れたエネルギーの放出が開始する。第２の出力巻線６か
ら第２の平滑用コンデンサ14及び第２の負荷15への電力
供給は、スイッチング素子２のオフ期間の開始と同時に
始まる。しかし、第１の出力巻線５からの第２の平滑用
コンデンサ10及び第２の負荷11への電力供給は、可飽和
リアクトル８に基づく遅れを有して開始する。即ち、可
飽和リアクトル８が飽和するまでは、第１の出力巻線５
と第１の平滑用コンデンサ10との間が高インピーダンス
の可飽和リアクトル８で実質的に遮断された状態にあ
り、第１の出力巻線５から第１の平滑用コンデンサ10及
び第１の負荷11に電力即ちエネルギーが実質的に供給さ
れない。可飽和リアクトル８が第２図（Ｂ）に示すよう
にt3で飽和すると、このインピーダンスが実質的に零に
なり、第１の出力巻線５の電圧によって第１の平滑用コ
ンデンサ10及び第１の負荷11への電力供給即ちエネルギ
ーの供給が開始する。

オフ期間T2の始まり時点t2から可飽和リアクトル８が
飽和する時間t3までの時間幅Taはトランジスタ25を介し
て可飽和リアクトル８に加えられる逆方向の電圧の大き
さと印加時間の積に比例する。可飽和リアクトル８に対
する逆方向のエネルギーの蓄積は１次側のスイッチング
素子２のオン期間に生じる。スイッチング素子２のオン
期間T1には第１の出力巻線５に下向きの電圧V1が発生し
ている。この結果、第１の出力巻線５と第１の平滑用コ
ンデンサ10と抵抗26とトランジスタ25とダイオード28と
抵抗29と可飽和リアクトル８とから成る閉回路が形成さ
れ、可飽和リアクトル８に逆方向電圧が印加かれ、磁心
8bがヒステリシスループに従って磁束リセット（逆方向
の磁化）される。磁束リセット量は、トランジスタ25に
よって制御される。即ち、トランジスタ25はリニア動作
するように制御されており、このエミッタ・コレクタ間
の電圧変化によって可飽和リアクトル８の逆方向の印加
電圧値が変化する。トランジスタ25のベースは＋5Vの出
力端子12aに接続されているので、出力端子12aの電圧が
変化すると、トランジスタ25のエミッタ・コレクタ間の
電圧が変化する。第２の負荷15の電流変化によって出力
端子12aの電圧が所定出力電圧（5V）よりも低くなった
とすれば、トランジスタ25のベース電位が下がり、トラ
ンジスタ25のエミッタ・コレクタ間の電圧が小さくな
り、可飽和リアクトル８に大きな逆方向電圧が印加され
る。スイッチング素子２のオフ期間T2の始点t2から可飽
和リアクトル８が飽和する時点t3までの時間幅Taは、オ
ン期間T1にトランジスタ25を介してなされた可飽和リア
クトル８の磁束リセットの量に比例する。即ち、磁束リ
セット量が大きいほど、正方向の飽和状態を得るまでの
時間幅Taが長くなる。

第２図でt3時点で可飽和リアクトル８が飽和し、この
インピーダンスが実質的に零になると、第１の整流ダイ
オード９が導通し、出力巻線５の電圧による平滑用コン
デンサ10の充電が開始し、その後t4時点になると、スイ
ッチング素子２が強制的にオン制御される。第２図のt4
時点はトランジスタ３の蓄積エネルギーの放出が終了す
るよりも前に決定されている。

スイッチング素子２がt4がオンになるとt1〜t4と同様
な動作が再び開始する。

第２の負荷15の電圧が基準値（5V）よりも低くなった
時には、前述したようにt2〜t3の時間幅Taが長くなり、
結果として、第１の平滑用コンデンサ10の充填期間Tbが
短くなり、出力端子7a、7b間の電圧が基準値よりも低く
なり、スイッチング素子２のオン時間幅T1を長くするた
めのフィードバック制御が生じる。スイッチング素子２
のオン時間幅が長くなると、オフ期間に第２の出力巻線
６から第２の平滑用コンデンサ14及び第２の負荷15に放
出されるエネルギーの量が多くなるので、第２の出力端
子12a、12b間の電圧が上昇し、基準値に戻される。

第２の出力端子12a、12b間の電圧が基準値よりも高く
なった時には上記と逆の動作が生じる。

上述から明らかなように、極めて簡単な構成によって
第１及び第２の負荷11、15の両方に定電圧を供給するこ
とができる。

また、可飽和リアクトル８は整流ダイオード９のリカ
バリー時の電流制限（ノイズ抑制）作用を有する。

［第２の実施例］ 次に、第３図に示す本発明の第２の実施例に係わるス
イッチングレギュレータを説明する。但し、第３図及び
後述する第４図〜第16図において第１図と共通する部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。

第３図においては、可飽和リアクトル８に制御巻線8c
が電磁結合されている。制御巻線8cの一端は第１の出力
巻線５の下端に接続され、他端はダイオード28と抵抗29
を介してトランジスタ25のコレクタに接続されている。

この場合には、可飽和リアクトル８の飽和を遅らせる
ためのリセット電圧が制御巻線8cを介して与えられる。
その他は第１図と同一であるので、第１図のスイッチン
グレギュレータと同一の作用効果を得ることができる。
なお、第３図において、制御巻線8cの一端を第１の出力
巻線５の上端に接続することもできる。

［第３の実施例］ 第４図に示す第３の実施例のスイッチングレギュレー
タにおいては、１次巻線４に電磁結合された出力巻線５
がセンタタップ形式に形成され、第１、第２及び第３の
端子30a、30b、30cを有する。第１の負荷11の電圧は第
１及び第３の端子30a、30c間から得られる。第２の負荷
15の電圧は第２及び第３の端子30b、30c間から得られ
る。第１及び第２の負荷11、15の下端はグランド端子12
bに接続されている。その他の点は第１図と同一である
ので、第４図のスイッチングレギュレータは第１の実施
例と同様な作用効果を有する。

［第４の実施例］ 第５図に示す第４の実施例のスイッチングレギュレー
タにおいては、第１及び第２の負荷11、15が絶縁分離さ
れている。この絶縁分離を達成するために、リアクトル
８に第３図と同様に制御巻線8cが設けられ、この一端が
第２の出力巻線６の下端に接続されている。制御巻線8c
の電圧を制御するための第２の制御回路24は、第２の負
荷15に並列に接続された分圧用抵抗31、32と、誤差増幅
器33と、基準電圧源34とから成る。誤差増幅器33の一方
の入力端子は分圧用抵抗31、32の分圧点に接続され、他
方の入力端子は基準電圧源34に接続され、出力端子が制
御巻線8cに接続されている。

このスイッチングレギュレータの動作は第１図と同一
であり、第２の負荷15の電圧が低下した時には、誤差増
幅器33の出力電圧が高くなり、制御巻線8cに高い電圧が
印加され、スイッチング素子２のオン期間における可飽
和リアクトル８の磁束リセット量が大きくなり、スイッ
チング素子２のオフ期間T2において可飽和リアクトル８
が飽和するまでの時間幅Taが長くなり、第１の平滑用コ
ンデンサ10の充電期間Tbが短くなる。

［第５の実施例］ 第６図に示す第５の実施例のスイッチングレギュレー
タは、第１図の出力巻線５、６に対応する出力巻線40を
有し、この出力巻線40は第１、第２、第３及び第４の端
子41、42、43、44を有する。巻線40の第１の端子41は第
１の可飽和リアクトル８と第１のダイオード９を介して
第１の出力端子7aに接続され、第２の端子42は第２の可
飽和リアクトル45と第２のダイオード13を介して第２の
出力端子12aに接続され、第３の端子43は第３のダイオ
ード46を介して第３の出力端子47に接続され、第４の端
子44はグランド端子12bに接続されている。

各ダイオード９、13、46のカソードとグランド端子12
bとの間には第１、第２及び第３の平滑用コンデンサ1
0、14、48がそれぞれ接続されている。第１、第２及び
第３の出力端子7a、12a、47とグランド端子12bとの間に
は第１、第２及び第３の負荷11、15、49がそれぞれ接続
されている。第１の可飽和リアクトル８を制御するため
の第１の可飽和リアクトル制御回路24aは第１の出力端
子7aとグランド端子12bとの間に抵抗26aを介して接続さ
れたツエナーダイオード27aと、誤差増幅器25aとから成
る。誤差増幅器25aの一方の入力端子はツエナーダイオ
ード27aに接続され、他方の入力端子は第２の出力端子1
2aに接続され、出力端子は第１の可飽和リアクトル８に
接続されている。従って、第１の可飽和リアクトル８は
第１図と同様に第２の負荷15の電圧によって制御され
る。

第２の可飽和リアクトル45は第１の可飽和リアクトル
８と同様なものであり、この制御回路24bは第２の出力
端子12aとグランド端子12bとの間に抵抗26を介して接続
されたツエナーダイオード27bと、誤差増幅器25bとから
成る。誤差増幅器25bの一方の入力端子はツエナーダイ
オード27bに接続され、他方の入力端子は第３の出力端
子47に接続され、出力端子は第２の可飽和リアクトル45
に接続されている。

この様に構成すると、第１の実施例と同様な原理で第
１、第２及び第３の負荷11、15、49に定電圧を供給する
ことができる。

［第６の実施例］ 第７図は第６の実施例に係わるフォワード型（オン・
オン型）スイッチングレギュレータを示す。このスイッ
チングレギュレータはフォワード型であるために、第１
のダイオード９の出力段の第１の平滑回路がリアクトル
50とフライホイールダイオード51とコンデンサ10とで構
成されている。また第２のダイオード13の出力段の第２
の平滑回路がリアクトル52とフライホイールダイオード
53とコンデンサ14とで構成されている。

第８図のt1〜t3に示すスイッチング素子２がオンの期
間には第１及び第２の出力巻線５、６に上向きの電圧が
発生する。第２のダイオード13はオン期間に同期して直
ちにオンになり、平滑回路及び負荷15に対するエネルギ
ーの供給が開始される。しかし、第１の平滑回路及び負
荷11に対しては直ちにエネルギーが供給されず、第８図
（Ｂ）に示すようにt1〜t2の遅れを有して供給される。
即ち、可飽和リアクトル８にはスイッチング素子２のオ
フ期間にトランジスタ25を介して逆方向電圧が印加さ
れ、磁束リセットが生じている。従って、スイッチング
素子２のオン期間に可飽和リアクトル８が飽和状態（オ
ン状態）になるまでに遅れが生じる。これにより、第１
の実施例と同様な原理で第１及び第２の負荷11、15の電
圧を安定化することができる。

［第７の実施例］ 第９図に示す第７の実施例のスイッチングレギュレー
タは自励式に形成されている。このため、トランス３に
正帰還用駆動巻線60が設けられ、これが抵抗61を介して
スイッチング素子２の制御端子（ベース）に接続されて
いる。また、電源１とスイッチング素子２の制御端子
（ベース）との間に起動抵抗62が接続されている。スイ
ッチング素子２のベースには、ベース電流制御回路23a
が接続されている。ベース電流制御回路23aは出力電圧
に応答してスイッチング素子２のベース電流のバイパス
量を制御し、スイッチング素子２のオン時間幅を制御す
る。その他は第１の実施例と同一である。

［第８の実施例］ 第10図は第８の実施例のプッシュプル型スイッチング
レギュレータ即ちDC−DCコンバータを示す。１次巻線４
の上半分4aに一方のスイッチング素子2aが接続され、下
半分4bに他方のスイッチング素子2bが接続されている。
一対のスイッチング素子2a、2bは交互にオン・オフする
ので、第１及び第２の出力巻線５、６に交流電圧が発生
する。第１及び第２の出力巻線５、６は上半分5a、6aと
下半分5b、6bに分割され、センタタップがグランド端子
7b、12bに接続されている。第１の出力巻線５の上端は
第１の可飽和リアクトル８とダイオード9aと平滑用リア
クトル70を介して第１の出力端子7aに接続されている。
第１の出力巻線５の下端は第２の可飽和リアクトル71と
ダイオード9bとを介して平滑用リアクトル70に接続され
ている。

第２の出力巻線６の上端はダイオード13aと平滑用リ
アクトル72とを介して第２の出力端子12aに接続されて
いる。第２の出力巻線６の下端はダイオード13bを介し
てリアクトル72に接続されている。

第５図と同一に構成された第２の制御回路24の出力端
子は、逆流阻止用ダイオード73、74を介して第１及び第
２の可飽和リアクトル８、71にそれぞれ接続されてい
る。

このコンバータは、第１のスイッチング素子2aがオン
の期間にダイオード9a、13aがオンになり、第２のスイ
ッチング素子2bがオンの期間にダイオード9b、13bがオ
ンになるフォワード型である。従って、第１及び第２の
スイッチング素子2a、2bのオン期間に可飽和リアクトル
８、71が第８図（Ｂ）と同様に動作し、電圧調整が達成
される。

［第９の実施例］ 第11図は第９の実施例に係わる降圧型チョッパー方式
のスイッチングレギュレータを示す。

このスイッチングレギュレータでは電源１と第１の出
力端子7aとの間にスイッチング素子２と平滑用リアクト
ル4aとが直列に接続されている。リアクトル4aの出力側
において平滑用コンデンサ10が負荷11に並列に接続され
ている。フライホイールダイオード９は可飽和リアクト
ル８を介して平滑用リアクトル4aの入力端とコンデンサ
10の下端との間に接続されている。

リアクトル4aに電磁結合された第２の負荷のための巻
線６はダイオード13を介して第２の負荷15に接続されて
いる。可飽和リアクトル８は制御巻線8cを有し、この制
御巻線8cに第５図と同一構成の第２の制御回路24が逆流
阻止用ダイオード80を介して接続されている。

この回路でスイッチング素子２をオン・オフ制御する
と、直流電圧が断続され、これがリアクトル4aとコンデ
ンサ10とダイオード９から成る平滑回路で平滑され、第
１の負荷11のための電圧が得られる。リアクトル4aはト
ランスとして機能し、２次巻線６にリアクトル4aを流れ
る電流に対応した電圧が発生する。２次巻線６の電圧は
ダイオード13で整流された後にコンデンサ14で平滑さ
れ、第２の負荷15のための電圧が得られる。

スイッチング素子２のオン期間にはリアクトル4aを通
って電流が流れ、リアクトル4aにエネルギーが蓄積され
る。このエネルギーはスイッチング素子２のオフの期間
にリアクトル4aとコンデンサ10とダイオード９と可飽和
リアクトル８とから成る閉回路で放出される。しかし、
この閉回路は可飽和リアクトル8aが飽和状態（オン状
態）になるまで開始しない。可飽和リアクトル８は第２
の負荷15の電圧に基づいて制御されているので、スイッ
チング素子２のオフ期間における第１の平滑用コンデン
サ10の充電時間幅が第１の実施例と同様に制御される。
即ち、第２の負荷15の電圧が低下した時に、第１の負荷
11の電圧の低下も生じ、両電圧を上げるようにスイッチ
ング素子２のオン時間幅が制御される。従って、第１及
び第２の負荷11、15の電圧を安定化することができる。

［第10の実施例］ 第12図に示す第10の実施例の昇圧型チョッパー方式の
スイッチングレギュレータでは、電源１とスイッチング
素子２との間に、昇圧用及び変換用リアクトル4aが接続
されている。第１の平滑用コンデンサ10は可飽和リアク
トル８とダイオード９とを介してスイッチング素子２に
並列接続されている。第12図におけるリアクトル4aに電
磁結合された出力巻線６の出力段の構成は第11図と同一
である。ダイオード９に直列に接続された可飽和リアク
トル８は、制御巻線8cを有し、これが第11図と同様に第
２の制御回路24で制御される。

昇圧型の場合には、スイッチング素子２がオンの期間
にリアクトル4aにエネルギーが蓄積され、オフの期間に
電源１の電圧とリアクトル4aの電圧との和でコンデンサ
10が充電される。なお、スイッチング素子２がオフにな
っても可飽和リアクトル８がオンになるまでコンデンサ
10の充電が開始しない。可飽和リアクトル８の磁束リセ
ット量は、第１の実施例と同様に第２の負荷15の電圧が
低下した時に大きくなる。この結果、オフ期間に可飽和
リアクトル８が飽和するまでの時間（遅延時間）が長く
なり、コンデンサ10の充電時間が短くなり、第１の制御
回路18はオン時間幅が長くなるようにスイッチング素子
２を制御する。この結果、前述までの実施例と同様な作
用効果が得られる。

［第11の実施例］ 第13図は第11の実施例の極性反転型チョッパー方式の
スイッチングレギュレータを示す。この回路では、リア
クトル4aが平滑用コンデンサ10に対して並列に接続され
ている。スイッチング素子２とコンデンサ10との間には
ダイオード９が接続され、このダイオード９はスイッチ
ング素子２がオンの時に逆バイアスされる方向性を有す
る。スイッチング素子２のオン期間に、リアクトル4aに
エネルギーが蓄積され、これがオフ期間にリアクトル4a
とコンデンサ10とダイオード９と可飽和リアクトル８と
から成る閉回路で放出される。従って、コンデンサ10は
下側が正に充電される。リアクトル4aのエネルギー放出
によるコンデンサ10の充電時間は可飽和リアクトル８に
よって制御される。可飽和リアクトル８の制御は、前述
までの実施例と同様に第２の負荷15の電圧に基づいて行
われるので、第１及び第２の負荷11、15の電圧を安定化
することができる。

［第12の実施例］ 第14図に示す第12の実施例のスイッチングレギュレー
タは、第１のスイッチング素子２の他に第２のスイッチ
ング素子90を有する。この第２のスイッチング素子90は
第１図の可飽和リアクトル８と同様な働きを有する。こ
の第２のスイッチング素子90を第１のスイッチング素子
２のオフ期間に遅延させてオンにするために、コンパレ
ータ91を有し、このコンパレータ91の一方の入力端子に
のこぎり波発生回路92が接続されている。のこぎり波発
生回路92は、第１の出力巻線５に抵抗93を介して接続さ
れたコンデンサ94と整流ダイオード95とから成る。コン
パレータ91の他方の入力端子は第５図と同一構成の制御
回路24に接続されている。

第１のスイッチング素子２が第15図（Ａ）に示すよう
にオン・オフ制御されると、このオフ期間に同期しての
こぎり波発生回路92から第15図（Ｂ）ののこぎり波Vtが
発生する。のこぎり波Vtは誤差増幅器33の出力電圧V2と
比較され、コンパレータ91から第15図（Ｃ）のパルスが
発生し、スイッチング素子90は遅延時間Taを有してオン
になる。これにより、第１の実施例と同一の作用効果が
得られる。

［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例え
ば次の変形が可能なものである。

（１） フォワード型のスイッチングレギュレータを第
３図、第４図、第５図及び第６図と同様な原理で構成す
ることができる。

（２） 自励式スイッチングレギュレータを第３図、第
４図、第５図及び第６図と同一原理で構成することがで
きる。

（３） 第１図、第３図〜第７図、第８図〜第13図にお
ける可飽和リアクトル８を第14図のようにスイッチング
素子90又はリニア制御素子に置き変えることができる。

（４） 第10図の変形として第16図に示すように第１及
び第２の可飽和リアクトル８、71をダイオード9a、9bの
出力側に移し、これに制御巻線8c、71cを設け第２の制
御回路24の出力でこれを制御するようにしてもよい。

（５） 第11図において、リアクトル4aは電源１とスイ
ッチング素子２との間に移し、このリアクトル4aにエネ
ルギー放出用巻線を付加し、このエネルギー放出用巻線
を第１の整流ダイオード９に直列に接続してもよい。

（６） 第５図の制御巻線8cの左端を第２の出力巻線６
の上端に接続することができる。

（７） 第10図の一対のスイッチング素子2a、2bと１次
巻線４のプッシュプル回路を、ハーフブリッジ型又はフ
ルブリッジ型のインバータ回路に置き換えることができ
る。

［発明の効果］ 上述から明らかなように本発明によれば、複数の安定
化出力電圧を容易に得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１の実施例のスイッチングレギュレータを示
す回路図、 第２図は第１図のスイッチング素子と可飽和リアクトル
との状態変化を示す図、 第３図、第４図、第５図、第６図、第７図は第２、第
３、第４、第５及び第６の実施例のスイッチングレギュ
レータをそれぞれ示す回路図、 第８図は第７図のスイッチング素子及び可飽和リアクト
ルの状態変化を示す図、 第９図、第10図、第11図、第12図、第13図及び第14図は
第７、第８、第９、第10、第11及び第12の実施例のスイ
ッチングレギュレータを示す回路図、 第15図は第14図の各部の状態を示す波形図、 第16図は第10図の変形例を示す回路図である。 １……直流電源、２……スイッチング素子、３……トラ
ンス、５……第１の出力巻線、６……第２の出力巻線、
８……可飽和リアクトル、10……平滑用コンデンサ、11
……第１の負荷、15……第２の負荷。

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交互にオン・オフする少なくとも２つの第
   １の制御素子と出力トランスとを有し、前記出力トラン
   スは第１及び第２の出力巻線を有しているインバータ回
   路と、 第１の負荷に電力を供給するために前記第１の出力巻線
   に少なくとも第１の整流ダイオードを介して接続された
   第１の平滑用コンデンサと、 前記第１の負荷の電圧が一定となるように前記第１の制
   御素子を制御する第１の制御回路と、 前記トランスの前記第２の出力巻線に少なくとも第２の
   整流ダイオードを介して接続された第２の平滑用コンデ
   ンサと、 前記第１の出力巻線と前記第１の整流ダイオードと前記
   第１の平滑用コンデンサとを含む閉回路中に接続された
   第２の制御素子と、 前記第１の負荷の電圧が前記第２の負荷の電圧の変化に
   対応して変化するように前記第２の制御素子を前記第２
   の負荷の電圧に基づいて制御するための第２の制御回路
   と を備えていることを特徴とする安定化電源装置。
2. 【請求項２】直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間にトランスを介して接
   続された第１の制御素子と、 前記トランスに設けられた第１及び第２の出力巻線と、 第１の負荷に電力を供給するために前記第１の出力巻線
   に少なくとも第１の整流ダイオードを介して接続された
   第１の平滑用コンデンサと、 前記第１の負荷の電圧が一定になるように前記第１の制
   御素子を制御する第１の制御回路と、 前記トランスの前記第２の出力巻線に少なくとも第２の
   整流ダイオードを介して接続された第２の平滑用コンデ
   ンサと、 前記第１の出力巻線と前記第１の整流ダイオードと前記
   第１の平滑用コンデンサとを含む閉回路中に接続された
   第２の制御素子と、 前記第１の負荷の電圧が前記第２の負荷の電圧の変化に
   対応して変化するように前記第２の制御素子を前記第２
   の負荷の電圧に基づいて制御するための第２の制御回路
   と を備えていることを特徴とする安定化電源装置。
3. 【請求項３】直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間にトランスの１次巻線
   を介して接続された第１の制御素子と、 前記１次巻線に電磁結合されており且つ第１、第２及び
   第３の端子を有している２次巻線と、 第１及び第２の負荷を接続するための第１及び第２の出
   力端子と、 前記２次巻線の前記第１及び第２の端子と前記第１及び
   第２の出力端子との間にそれぞれ接続された第１及び第
   ２の整流ダイオードと、 前記第１及び第２の出力端子と前記２次巻線の前記第３
   の端子との間にそれぞれ接続された第１及び第２の平滑
   用コンデンサと、 前記第１の出力端子と前記２次巻線の前記第３の端子と
   の間の第１の出力電圧が一定値になるように前記第１の
   出力電圧に基づいて前記第１の制御素子を制御する第１
   の制御回路と、 前記２次巻線の前記第１の端子と前記第１の平滑用コン
   デンサとの間において前記第１の整流ダイオードに直列
   に接続された第２の制御素子と、 前記第２の出力端子の第２の出力電圧の変化に対応して
   前記第１の出力端子の前記第１の電圧が変化するように
   前記第２の出力電圧に基づいて前記第２の制御素子を制
   御する第２の制御回路と を備えていることを特徴とする安定化電源装置。
4. 【請求項４】更に、前記トランスの前記１次巻線に電磁
   結合された正帰還用駆動巻線を有し、前記駆動巻線によ
   って前記第１の制御素子をオン・オフ駆動するように形
   成されていることを特徴とする請求項１又は２又は３記
   載の安定化電源装置。
5. 【請求項５】直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第１の制
   御素子とリアクトルと第１の平滑用コンデンサとから成
   る直列回路と、 前記リアクトルと前記第１の平滑用コンデンサとの直列
   回路に対して並列に接続された第１の整流ダイオード
   と、 前記第１の平滑用コンデンサの電圧を第１の負荷に供給
   するための第１の出力端子と、 前記第１の出力端子の第１の出力電圧を一定にするよう
   に前記第１の出力電圧に基づいて前記第１の制御素子を
   制御する第１の制御回路と、 前記リアクトルに電磁結合された出力巻線と、 第２の負荷を接続するための第２の出力端子と、 前記出力巻線と前記第２の出力端子との間に接続された
   第２の整流ダイオードと、 前記第２の負荷に対して並列に接続されている第２の平
   滑用コンデンサと、 前記第１の整流ダイオードに直列に接続された第２の制
   御素子と、 前記第２の出力端子の第２の出力電圧の変化に対応して
   前記第１の出力電圧が変化するように前記第２の出力電
   圧に基づいて前記第２の制御素子を制御する第２の制御
   回路と を備えていることを特徴とする安定化電源装置。
6. 【請求項６】直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続されたリアクト
   ルと第１の制御素子と第１の平滑用コンデンサとから成
   る直列回路と、 前記第１の平滑用コンデンサに対して並列に接続された
   第１の整流ダイオードと、 前記リアクトルに電磁結合され且つ前記第１の整流ダイ
   オードに直列に接続されたエネルギー放出巻線と、 前記第１の平滑用コンデンサの電圧を第１の負荷に供給
   するための第１の出力端子と、 前記第１の出力端子の第１の出力電圧を一定にするよう
   に前記第１の出力電圧に基づいて前記第１の制御素子を
   制御する第１の制御回路と、 前記リアクトルに電磁結合された出力巻線と、 第２の負荷を接続するための第２の出力端子と、 前記出力巻線と前記第２の出力端子との間に接続された
   第２の整流ダイオードと、 前記第２の負荷に対して並列に接続されている第２の平
   滑用コンデンサと、 前記第１の整流ダイオードに直列に接続された第２の制
   御素子と、 前記第２の出力端子の第２の出力電圧の変化に対応して
   前記第１の出力電圧が変化するように前記第２の出力電
   圧に基づいて前記第２の制御素子を制御する第２の制御
   回路と を備えていることを特徴とする安定化電源装置。
7. 【請求項７】直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続されたリアクト
   ルと第１の制御素子とから成る直列回路と、 前記第１の制御素子に対して並列に接続された第１の整
   流ダイオードと第１の平滑用コンデンサとから成る第１
   の直列回路と、 前記第１の平滑用コンデンサの電圧を第１の負荷に供給
   するための第１の出力端子と、 前記第１の出力端子の第１の出力電圧を一定にするよう
   に前記第１の出力電圧に基づいて前記第１の制御素子を
   制御する第１の制御回路と、 前記リアクトルに電磁結合された出力巻線と、 第２の負荷を接続するための第２の出力端子と、 前記出力巻線と前記第２の出力端子との間に接続された
   第２の整流ダイオードと、 前記第２の負荷に対して並列に接続されている第２の平
   滑用コンデンサと、 前記第１の整流ダイオードに直列に接続された第２の制
   御素子と、 前記第２の出力端子の第２の出力電圧の変化に対応して
   前記第１の出力電圧が変化するように前記第２の出力電
   圧に基づいて前記第２の制御素子を制御する第２の制御
   回路と を備えていることを特徴とする安定化電源装置。
8. 【請求項８】直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第１の制
   御素子とリアクトルとから成る第１の直列回路と、 前記リアクトルに対して並列に接続された第２の制御素
   子と第１の整流ダイオードと第１の平滑用コンデンサと
   から成る第２の直列回路と、 前記第１の平滑用コンデンサの電圧を第１の負荷に供給
   するための第１の出力端子と、 前記第１の出力端子の第１の出力電圧を一定にするよう
   に前記第１の出力電圧に基づいて前記第１の制御素子を
   制御する第１の制御回路と、 前記リアクトルに電磁結合された出力巻線と、 第２の負荷を接続するための第２の出力端子と、 前記出力巻線と前記第２の出力端子との間に接続された
   第２の整流ダイオードと、 前記第２の負荷に対して並列に接続されている第２の平
   滑用コンデンサと、 前記第２の出力端子の第２の出力電圧の変化に対応して
   前記第１の出力電圧が変化するように前記第２の出力電
   圧に基づいて前記第２の制御素子を制御する第２の制御
   回路と を備えていることを特徴とする安定化電源装置。
9. 【請求項９】前記第１の制御素子がスイッチング素子で
   あることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１つに
   記載の安定化電源装置。
10. 【請求項１０】前記第２の制御素子が可飽和リアクトル
    であることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１つ
    に記載の安定化電源装置。
11. 【請求項１１】前記可飽和リアクトルが制御巻線を有
    し、前記第２の制御回路が前記制御巻線に印加する電圧
    を制御するものであることを特徴とする請求項１乃至10
    のいずれか１つに記載の安定化電源装置。