JP2850369B2 - 安定化電源回路 - Google Patents
安定化電源回路Info
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Description
この発明は、多倍圧整流により高圧出力電圧を得ると
供に、スイッチング方式のDC−DCコンバータにより出力
電圧を安定化する安定化電源回路に関する。
供に、スイッチング方式のDC−DCコンバータにより出力
電圧を安定化する安定化電源回路に関する。
スイッチングレギュレーターと呼ばれる安定化電源回
路として、絶縁及び電圧変換用トランスを用いるインバ
ータ方式が知られている。このインバータ方式の例とし
ては、フォワードコンバータ方式やフライバックコンバ
ータ方式がある。 フォワードコンバータ方式は、トランスの１次側に接
続される定電圧制御用のスイッチング素子がオンである
ときにトランスの２次側に誘起される電圧（これをフォ
ワード電圧と称することとする）を、この２次側に接続
された例えばチョークインプット型の整流回路で整流し
て出力直流電圧を得るものである。 また、フライバックコンバータ方式は、トランスの１
次側に接続される定電圧制御用のスイッチング素子がオ
フの期間に、このスイッチング素子がオンのときにトラ
ンスに蓄積されたエネルギーを２次側に放出し、これを
２次側の例えばコンデンサインプット型の整流回路で整
流して出力直流電圧を得るものである。 いずれの方式の場合にも、出力直流電圧が所定の定電
圧となるように、スイッチング素子のオン，オフの１周
期間のオン期間とオフ期間の時間比を制御することによ
り、出力電圧の安定化を図ることができる。
路として、絶縁及び電圧変換用トランスを用いるインバ
ータ方式が知られている。このインバータ方式の例とし
ては、フォワードコンバータ方式やフライバックコンバ
ータ方式がある。 フォワードコンバータ方式は、トランスの１次側に接
続される定電圧制御用のスイッチング素子がオンである
ときにトランスの２次側に誘起される電圧（これをフォ
ワード電圧と称することとする）を、この２次側に接続
された例えばチョークインプット型の整流回路で整流し
て出力直流電圧を得るものである。 また、フライバックコンバータ方式は、トランスの１
次側に接続される定電圧制御用のスイッチング素子がオ
フの期間に、このスイッチング素子がオンのときにトラ
ンスに蓄積されたエネルギーを２次側に放出し、これを
２次側の例えばコンデンサインプット型の整流回路で整
流して出力直流電圧を得るものである。 いずれの方式の場合にも、出力直流電圧が所定の定電
圧となるように、スイッチング素子のオン，オフの１周
期間のオン期間とオフ期間の時間比を制御することによ
り、出力電圧の安定化を図ることができる。
ところで、この種の安定化電源回路において、同一の
トランスから複数の直流出力電圧を得ようとする場合、
上述した従来の電圧変換回路は、定電圧制御回路は１つ
しか設けていないため、上記複数の直流出力電圧のうち
の１つの出力電圧しか定電圧化されず、定電圧制御が施
されていない出力電圧は電圧変動が大きくなるという欠
点がある。 例えば、２つの出力直流電圧を得る場合に、第１の出
力直流電圧はフライバックコンバータ方式によって定電
圧制御を行ない、一方、第２の出力直流電圧は、トラン
スの２次巻線に逆極性の別巻線を施し、この別巻線にフ
ォワード方向の電圧（スイッチング素子がオンのときに
得られる電圧）を得、これを整流して得るようにしたと
きを考える。 この場合、定電圧制御用のスイッチング素子のオン，
オフの１周期間のうち、オフしている期間のフライバッ
ク電圧は定電圧化されているが、オンしているときのフ
ォワード電圧は、入力直流電圧に比例して変化してしま
う。このため、第２の出力直流電圧は定電圧化すること
ができない。 逆に、第１の直流出力電圧に、フォワードコンバータ
方式の定電圧制御を施し、第２の出力電圧は、トランス
の２次巻線に施した逆極性の別巻線からのフライバック
電圧を整流して得るようにしたときの場合にも同様であ
る。 そして、複数の出力電圧の一つとして、多倍圧整流回
路を用いて、高圧出力電圧を得るものがあるが、その多
倍圧整流の方式として、トランスのフライバック電圧
と、フォワード電圧を半周期づつ整流して積み重ねて高
圧出力電圧を得る場合には、高圧出力電圧以外の直流出
力電圧の定電圧制御方式により定電圧にされる電圧分し
か安定化されないので、高圧出力電圧全体としては安定
化されないという問題がある。 例えばフライバックコンバータ方式によって第１の出
力直流電圧を得ている場合に、トランスの２次巻線側
に、例えばコッククロフトウォルトン回路の多倍圧整流
回路を接続し、これによって、トランスのフライバック
電圧と、フォワード電圧を半周期づつ整流して積み重ね
て高圧出力電圧を得る場合を考えると、定電圧制御用ス
イッチング素子がオフのときのフライバック電圧は定電
圧化されているが、スイッチング素子がオンしていると
きのフォワード電圧は入力直流電圧に比例して変化して
しまうために、多倍圧整流した高圧出力電圧を定電圧化
することができない。 このように、数kV以上の安定化した高圧を得ようとす
る電源装置においては、従来は多倍圧整流回路を用いる
ことが困難であったため、出力トランスの端子電圧をそ
の分高くする必要があり、絶縁性を確保する上で、大型
化してしまう欠点がある。また、整流ダイオードも高耐
圧のものが必要であり、部品の選択においても、あまり
自由度がないという欠点があった。 この発明は、以上の欠点を克服した安定化電源回路を
提供しようとすることを目的とする。
トランスから複数の直流出力電圧を得ようとする場合、
上述した従来の電圧変換回路は、定電圧制御回路は１つ
しか設けていないため、上記複数の直流出力電圧のうち
の１つの出力電圧しか定電圧化されず、定電圧制御が施
されていない出力電圧は電圧変動が大きくなるという欠
点がある。 例えば、２つの出力直流電圧を得る場合に、第１の出
力直流電圧はフライバックコンバータ方式によって定電
圧制御を行ない、一方、第２の出力直流電圧は、トラン
スの２次巻線に逆極性の別巻線を施し、この別巻線にフ
ォワード方向の電圧（スイッチング素子がオンのときに
得られる電圧）を得、これを整流して得るようにしたと
きを考える。 この場合、定電圧制御用のスイッチング素子のオン，
オフの１周期間のうち、オフしている期間のフライバッ
ク電圧は定電圧化されているが、オンしているときのフ
ォワード電圧は、入力直流電圧に比例して変化してしま
う。このため、第２の出力直流電圧は定電圧化すること
ができない。 逆に、第１の直流出力電圧に、フォワードコンバータ
方式の定電圧制御を施し、第２の出力電圧は、トランス
の２次巻線に施した逆極性の別巻線からのフライバック
電圧を整流して得るようにしたときの場合にも同様であ
る。 そして、複数の出力電圧の一つとして、多倍圧整流回
路を用いて、高圧出力電圧を得るものがあるが、その多
倍圧整流の方式として、トランスのフライバック電圧
と、フォワード電圧を半周期づつ整流して積み重ねて高
圧出力電圧を得る場合には、高圧出力電圧以外の直流出
力電圧の定電圧制御方式により定電圧にされる電圧分し
か安定化されないので、高圧出力電圧全体としては安定
化されないという問題がある。 例えばフライバックコンバータ方式によって第１の出
力直流電圧を得ている場合に、トランスの２次巻線側
に、例えばコッククロフトウォルトン回路の多倍圧整流
回路を接続し、これによって、トランスのフライバック
電圧と、フォワード電圧を半周期づつ整流して積み重ね
て高圧出力電圧を得る場合を考えると、定電圧制御用ス
イッチング素子がオフのときのフライバック電圧は定電
圧化されているが、スイッチング素子がオンしていると
きのフォワード電圧は入力直流電圧に比例して変化して
しまうために、多倍圧整流した高圧出力電圧を定電圧化
することができない。 このように、数kV以上の安定化した高圧を得ようとす
る電源装置においては、従来は多倍圧整流回路を用いる
ことが困難であったため、出力トランスの端子電圧をそ
の分高くする必要があり、絶縁性を確保する上で、大型
化してしまう欠点がある。また、整流ダイオードも高耐
圧のものが必要であり、部品の選択においても、あまり
自由度がないという欠点があった。 この発明は、以上の欠点を克服した安定化電源回路を
提供しようとすることを目的とする。
請求項（１）の発明による安定化電源回路は、 直流入力電圧をスイッチング素子を介して絶縁，電圧
変換用トランスの１次側に供給し、前記トランスの２次
側に多倍圧整流回路を接続し、この多倍圧整流回路によ
って前記スイッチング素子がオフしている期間に前記ト
ランスの２次側に誘起されるフライバック電圧と、前記
スイッチング素子がオンしている期間に前記トランスの
２次側に誘起されるフォワード電圧とを、それぞれ整流
して積み重ねて高圧出力電圧を得る電源回路において、 前記フライバック電圧を整流する整流回路と、 前記スイッチング素子のオン、オフ時間比を制御し
て、前記整流回路の出力直流電圧を定電圧化するように
する第１の定電圧制御回路と、 前記多倍圧整流回路の出力電圧を、前記直流入力電圧
を変化させる制御を行うことにより定電圧化するように
する第２の定電圧制御回路と、 を備えることを特徴とする。 請求項（２）の発明による安定化電源回路は、前記請
求項（１）において、 前記多倍圧整流回路の出力電圧を第１の直流出力電圧
として導出し、前記整流回路の出力直流電圧を第２の直
流出力電圧として導出することを特徴とする。
変換用トランスの１次側に供給し、前記トランスの２次
側に多倍圧整流回路を接続し、この多倍圧整流回路によ
って前記スイッチング素子がオフしている期間に前記ト
ランスの２次側に誘起されるフライバック電圧と、前記
スイッチング素子がオンしている期間に前記トランスの
２次側に誘起されるフォワード電圧とを、それぞれ整流
して積み重ねて高圧出力電圧を得る電源回路において、 前記フライバック電圧を整流する整流回路と、 前記スイッチング素子のオン、オフ時間比を制御し
て、前記整流回路の出力直流電圧を定電圧化するように
する第１の定電圧制御回路と、 前記多倍圧整流回路の出力電圧を、前記直流入力電圧
を変化させる制御を行うことにより定電圧化するように
する第２の定電圧制御回路と、 を備えることを特徴とする。 請求項（２）の発明による安定化電源回路は、前記請
求項（１）において、 前記多倍圧整流回路の出力電圧を第１の直流出力電圧
として導出し、前記整流回路の出力直流電圧を第２の直
流出力電圧として導出することを特徴とする。
上述の構成の請求項（１）の発明によれば、多倍圧整
流回路の高圧出力電圧のうちの、フライバック電圧の整
流出力に関しては、第１の定電圧制御回路によりスイッ
チング素子のオン，オフ時間比を制御することによって
定電圧化される。そして、さらに、多倍圧整流回路の高
圧出力電圧が、第２の定電圧制御回路により定電圧化さ
れることにより、フォワード電圧も定電圧化され、高圧
出力電圧が安定化される。 また、請求項（２）の発明によれば、整流回路の出力
電圧と、高圧出力電圧との２つの出力電圧として、それ
ぞれ安定化した電圧を出力することができる。
流回路の高圧出力電圧のうちの、フライバック電圧の整
流出力に関しては、第１の定電圧制御回路によりスイッ
チング素子のオン，オフ時間比を制御することによって
定電圧化される。そして、さらに、多倍圧整流回路の高
圧出力電圧が、第２の定電圧制御回路により定電圧化さ
れることにより、フォワード電圧も定電圧化され、高圧
出力電圧が安定化される。 また、請求項（２）の発明によれば、整流回路の出力
電圧と、高圧出力電圧との２つの出力電圧として、それ
ぞれ安定化した電圧を出力することができる。
以下、この発明の一実施例を図を参照しながら説明す
る。 第１図は、この発明の実施例の回路構成を示すもの
で、この実施例では、絶縁，電圧変換用トランス10の２
次巻線10bは１個の巻線であるが、この１個の巻線10bか
ら２種類の直流電圧（一方は多倍圧整流電圧）を得、こ
れら２種類の直流電圧をフライバックコンバータとシリ
ーズレギュレータで同時に定電圧する場合の例である。 すなわち、11はシリーズレギュレータ制御用のトラン
ジスタ、12は平滑用コンデンサである。また、13はフラ
イバックコンバータ用スイッチングトランジスタであ
る。 入力端子1,2間には、入力直流電圧Vinが印加される
が、シリーズレギュレータ制御用のトランジスタ11が、
後述するようにインピーダンス制御されることにより、
平滑用コンデンサ12の両端には、そのインピーダンス値
に応じて入力直流電圧Vinが低減された電圧が得られ
る。そして、このコンデンサ12の両端電圧がトランス10
の１次巻線10aに印加される。 トランス10の２次巻線10bにはダイオード14と平滑用
コンデンサ15とからなる整流回路16が接続され、この整
流回路16によりスイッチングトランジスタ13がオフであ
る期間のフライバック電圧が整流され、その出力として
第１の直流出力電圧V1が得られる。 この第１の直流出力電圧V1は、基準電圧RV1と誤差増
幅回路17で比較され、その比較誤差出力が、この誤差増
幅回路17からPWMコントロール回路18に供給される。こ
のPWMコントロール回路18からは、繰返周期は一定であ
るが、パルス幅が比較誤差出力の大きさに応じて変化す
るPWM信号が得られる。このPWM信号によりフライバック
コンバータのトランジスタ13が、そのパルス幅に応じて
オン，オフ制御され、コンデンサ12の端子電圧が変化し
ても、第１の出力直流電圧V1が定電圧化される。 トランス10の２次巻線10bには、また、コッククロフ
トウォルトン回路の多倍圧整流回路19が接続される。こ
の多倍圧整流回路19は、トランス10のフライバック電圧
とフォワード電圧を半周期づつ整流して積み重ね、多倍
圧された高圧出力電圧HVを得る。 この高圧出力電圧HVは、フライバック電圧はフライバ
ックコンバータによって定電圧化されているが、フォワ
ード電圧はトランス10に印加される電圧に比例するの
で、そのままでは変動をしてしまう。しかし、この例で
は、次のようにして定電圧化れる。 すなわち、高圧出力電圧HVは、基準電圧RHVと誤差増
幅回路20で比較され、比較誤差出力がこの誤差増幅回路
20からシリーズレギュレータ制御用トランジスタ11のベ
ースに供給されて、このトランジスタ11のインピーダン
ス値が変化させられ、トランス10への印加電圧がコント
ロールされる。そして、これにより、トランス10のフォ
ワード電圧が定電圧化されるので、高圧出力電圧HVも定
電圧化されるものである。 こうして、高圧出力電圧HVはフライバック電圧もフォ
ワード電圧も共に定電圧化されることになるので、安定
な電圧となる。 なお、図の例で、出力電圧として高圧出力電圧のみを
得る場合には、整流回路16からは出力端子を導出する必
要がないことはいうまでもない。
る。 第１図は、この発明の実施例の回路構成を示すもの
で、この実施例では、絶縁，電圧変換用トランス10の２
次巻線10bは１個の巻線であるが、この１個の巻線10bか
ら２種類の直流電圧（一方は多倍圧整流電圧）を得、こ
れら２種類の直流電圧をフライバックコンバータとシリ
ーズレギュレータで同時に定電圧する場合の例である。 すなわち、11はシリーズレギュレータ制御用のトラン
ジスタ、12は平滑用コンデンサである。また、13はフラ
イバックコンバータ用スイッチングトランジスタであ
る。 入力端子1,2間には、入力直流電圧Vinが印加される
が、シリーズレギュレータ制御用のトランジスタ11が、
後述するようにインピーダンス制御されることにより、
平滑用コンデンサ12の両端には、そのインピーダンス値
に応じて入力直流電圧Vinが低減された電圧が得られ
る。そして、このコンデンサ12の両端電圧がトランス10
の１次巻線10aに印加される。 トランス10の２次巻線10bにはダイオード14と平滑用
コンデンサ15とからなる整流回路16が接続され、この整
流回路16によりスイッチングトランジスタ13がオフであ
る期間のフライバック電圧が整流され、その出力として
第１の直流出力電圧V1が得られる。 この第１の直流出力電圧V1は、基準電圧RV1と誤差増
幅回路17で比較され、その比較誤差出力が、この誤差増
幅回路17からPWMコントロール回路18に供給される。こ
のPWMコントロール回路18からは、繰返周期は一定であ
るが、パルス幅が比較誤差出力の大きさに応じて変化す
るPWM信号が得られる。このPWM信号によりフライバック
コンバータのトランジスタ13が、そのパルス幅に応じて
オン，オフ制御され、コンデンサ12の端子電圧が変化し
ても、第１の出力直流電圧V1が定電圧化される。 トランス10の２次巻線10bには、また、コッククロフ
トウォルトン回路の多倍圧整流回路19が接続される。こ
の多倍圧整流回路19は、トランス10のフライバック電圧
とフォワード電圧を半周期づつ整流して積み重ね、多倍
圧された高圧出力電圧HVを得る。 この高圧出力電圧HVは、フライバック電圧はフライバ
ックコンバータによって定電圧化されているが、フォワ
ード電圧はトランス10に印加される電圧に比例するの
で、そのままでは変動をしてしまう。しかし、この例で
は、次のようにして定電圧化れる。 すなわち、高圧出力電圧HVは、基準電圧RHVと誤差増
幅回路20で比較され、比較誤差出力がこの誤差増幅回路
20からシリーズレギュレータ制御用トランジスタ11のベ
ースに供給されて、このトランジスタ11のインピーダン
ス値が変化させられ、トランス10への印加電圧がコント
ロールされる。そして、これにより、トランス10のフォ
ワード電圧が定電圧化されるので、高圧出力電圧HVも定
電圧化されるものである。 こうして、高圧出力電圧HVはフライバック電圧もフォ
ワード電圧も共に定電圧化されることになるので、安定
な電圧となる。 なお、図の例で、出力電圧として高圧出力電圧のみを
得る場合には、整流回路16からは出力端子を導出する必
要がないことはいうまでもない。
以上説明したように、この発明によれば、多倍圧整流
回路により、スイッチング素子がオフしている期間のフ
ライバック電圧と、スイチング素子がオンしている期間
のフォワード電圧とを、それぞれ整流して積み重ねて高
圧出力電圧を得る電源回路において、前記スイッチング
素子のオン及びオフの期間の両電圧を定電圧化すること
ができる。このため、数kV以上の高圧を得ようとする電
源回路においても、前述のような多倍圧整流回路を用い
ることができ、装置を小型にできると共に、整流ダイオ
ードも高耐圧のものを必要としないという効果が得られ
る。 また、スイッチング素子を用いたスイッチングレギュ
レータにより定電圧制御が施される方の安定化出力電圧
をも出力直流電圧として導出することもでき、安定化し
た２つの出力直流電圧を共に得ることができる。 しかも、この発明は、１つの電圧変換回路において２
つの定電圧制御機能を持たせたものであるので、そのた
めの回路構成が簡単になるという利点がある。
回路により、スイッチング素子がオフしている期間のフ
ライバック電圧と、スイチング素子がオンしている期間
のフォワード電圧とを、それぞれ整流して積み重ねて高
圧出力電圧を得る電源回路において、前記スイッチング
素子のオン及びオフの期間の両電圧を定電圧化すること
ができる。このため、数kV以上の高圧を得ようとする電
源回路においても、前述のような多倍圧整流回路を用い
ることができ、装置を小型にできると共に、整流ダイオ
ードも高耐圧のものを必要としないという効果が得られ
る。 また、スイッチング素子を用いたスイッチングレギュ
レータにより定電圧制御が施される方の安定化出力電圧
をも出力直流電圧として導出することもでき、安定化し
た２つの出力直流電圧を共に得ることができる。 しかも、この発明は、１つの電圧変換回路において２
つの定電圧制御機能を持たせたものであるので、そのた
めの回路構成が簡単になるという利点がある。
第１図は、この発明の一実施例の回路図である。 1,2;入力端子 11;シリーズレギュレータ用スイッチングトランジスタ 10;絶縁，電圧変換用トランス 13;フライバックコンバータ用スイッチングトランジス
タ 16;整流回路 19;多倍圧整流回路 20;誤差増幅回路
タ 16;整流回路 19;多倍圧整流回路 20;誤差増幅回路
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−120372（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−103664（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−12435（ＪＰ，Ａ) 実開 昭51−1716（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭58−10118（ＪＰ，Ｕ) 実公 昭55−52482（ＪＰ，Ｙ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44
Claims (2)
- 【請求項１】直流入力電圧をスイッチング素子を介して
絶縁，電圧変換用トランスの１次側に供給し、前記トラ
ンスの２次側に多倍圧整流回路を接続し、この多倍圧整
流回路によって前記スイッチング素子がオフしている期
間に前記トランスの２次側に誘起されるフライバック電
圧と、前記スイッチング素子がオンしている期間に前記
トランスの２次側に誘起されるフォワード電圧とを、そ
れぞれ整流して積み重ねて高圧出力電圧を得る電源回路
において、 前記フライバック電圧を整流する整流回路と、 前記スイッチング素子のオン、オフ時間比を制御して、
前記整流回路の出力直流電圧を定電圧化するようにする
第１の定電圧制御回路と、 前記多倍圧整流回路の出力電圧を、前記直流入力電圧を
変化させる制御を行うことにより定電圧化するようにす
る第２の定電圧制御回路と、 を備えることを特徴とする安定化電源回路。 - 【請求項２】前記多倍圧整流回路の出力電圧を、第１の
直流出力電圧として導出し、前記整流回路の出力直流電
圧を、第２の直流出力電圧として導出することを特徴と
する請求項（１）に記載の安定化電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13366589A JP2850369B2 (ja) | 1989-05-26 | 1989-05-26 | 安定化電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13366589A JP2850369B2 (ja) | 1989-05-26 | 1989-05-26 | 安定化電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02311172A JPH02311172A (ja) | 1990-12-26 |
| JP2850369B2 true JP2850369B2 (ja) | 1999-01-27 |
Family
ID=15110058
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13366589A Expired - Fee Related JP2850369B2 (ja) | 1989-05-26 | 1989-05-26 | 安定化電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2850369B2 (ja) |
-
1989
- 1989-05-26 JP JP13366589A patent/JP2850369B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02311172A (ja) | 1990-12-26 |
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| Date | Code | Title | Description |
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