JPS642550Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、電圧の異なる複数の出力を、単一の
制御回路を用いて同時に安定化することのできる
スイツチング方式のDC−DCコンバータに関する
ものである。

二以上の出力を有する比較的小出力のDC−DC
コンバータとして、例えば可飽和トランスを用い
たリンギングチヨークコンバータがある。従来の
この種のDC−DCコンバータの一例について述べ
ると、第１図に示すように、単一出力（＋Ｖ１）
のパルス幅制御方式の可飽和型リンギングチヨー
クコンバータ（これを主回路１という）と、その
主トランスＴ１に、別の二次巻線を形成し、その
出力を整流平滑化し、別の安定化回路３で安定化
させて別の出力（＋Ｖ２）を得る副回路２とを組
合せた構成である。つまり、主回路１では出力電
圧＋Ｖ１を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割センスし、その
中点電位とツエナーダイオードZDによるツエナ
ー電圧（基準電圧）を比較し、その差分電圧をト
ランジスタＱ３及び可飽和トランスＴ２を通して
制御用トランジスタＱ２にフイードバツクし、発
振用トランジスタＱ１のオン・オフのパルス幅を
コントロールして出力電圧を安定化するのであ
る。

他方、副回路２では、独立に組込まれている三
端子レギユレータやチヨツパ等の安定化回路３に
よつて出力（＋Ｖ２）の安定化がなされる。従つ
て、この様な副回路２を複数個並設すれば、３以
上の安定化された多出力を得ることも出来る。

しかしながら、この様な多出力型コンバータ
は、結果的には各出力回路に安定化回路をそれぞ
れ独立に設けねばならないため、全体的に見てど
うしても回路が複雑化することは避けられず、低
廉化及び小型化が難しい。特に安定化回路に三端
子レギユレータを用いた場合には、電力損失が大
きくなり、またチヨツパを用いた場合には、周波
数の異なる発振部が近接することになるため、相
互に影響を及ぼし合わないような対策も必要とな
り、その分だけ余計に小型化が難しくなるなどの
欠点がある。

更には、主回路（＋Ｖ１出力）において負荷が
軽くなり無負荷状態に近づくと、それによつて発
振用トランジスタＱ１のパルス幅が狭くなる為、
その影響を受けて副回路２の出力電圧（＋Ｖ２）
が低下するという欠点もある。

本考案の目的は、上記のような従来技術の欠点
を解消し、電圧の異なる複数の出力を比較的安定
に制御することができ、しかも回路が簡単で、小
型化並びに低廉化を図ることが出来るような改良
されたDC−DCコンバータを提供することにあ
る。

上記のような目的を達成するため、本考案は、
主トランス二次側の出力電圧を取出す回路、並び
にそれらの出力電圧を検知する回路等に様々な工
夫が施されている。即ち本考案は、トランスの一
次側に設けたスイツチング部と、トランスの二次
側に設けた複数の整流回路と、前記スイツチング
部のパルス幅を出力電圧に応じて制御し出力を安
定化させるパルス幅制御回路とを備えた多出力型
DC−DCコンバータにおいて、トランスの二次側
の整流回路は、複数の二次巻線を直列に接続して
高電圧側出力を低電圧側出力に上乗せして取出す
構成にするとともに、各整流回路の出力電圧を共
通抵抗を備えた分圧抵抗によつて同時に分割検知
し、該分割検知出力と基準電圧とを比較して、そ
の誤差により前記パルス幅制御回路を駆動するよ
うにしたことを特徴とするDC−DCコンバータで
ある。

以下図面に基づき本考案について更に詳しく説
明する。第２図は本考案の一実施例を示す回路図
であり、２出力（＋Ｖ１及び＋Ｖ２）の可飽和型
リンギングチヨークコンバータの例である。周知
のように、リンギングチヨークコンバータは、ブ
ロツキング発振を利用した自励式スイツチングレ
ギユレータであり、部品点数が少なくてすむ利点
があるため、出力容量の小さい電源に良く利用さ
れている。主トランスＴ１の一次側は、第１図に
示した如き従来のものと全く同様であつて良い。
即ち、その主要部分はブロツキング発振回路（ス
イツチング部）で、主トランスＴ１の帰還巻線
Nbの誘起電圧を利用して発振用トランジスタＱ
１をオン・オフさせて直流をスイツチングし、主
トランスＴ１のコレクタ巻線Ncと出力巻線とで
電圧変換し、その出力を取出すものである。

主トランスＴ１の出力回路は次の如くである。
低電圧側出力（＋Ｖ１）は従来の場合と同様と考
えて良い。即ち主トランスＴ１の二次巻線Ｎ１に
誘起された出力をダイオードＤ１と平滑コンデン
サＣ１とで整流平滑化する構成である。これに対
して高電圧側の出力回路は、上記低電圧側出力に
別の二次巻線Ｎ２によつて得られる電圧を上乗せ
して取出す構成である。つまり、二次巻線Ｎ２の
一端は前記ダイオードＤ１のカソード端に接続さ
れ、他端は他のダイオードＤ２のアノード端に接
続されており、該ダイオードＤ２のカソード端と
OVラインとの間に他の平滑コンデンサＣ２が挿
入され、該平滑コンデンサＣ２の両端から高電圧
側出力（＋Ｖ２）を取出すものである。

出力電圧の安定化回路は次の如き構成である。
各整流回路の出力電圧は、共通抵抗Ｒ２を備えた
分圧抵抗によつて同時に分割検知される。つまり
低電圧側出力（＋Ｖ１）は抵抗Ｒ１と共通抵抗Ｒ
２によつて分圧され、また高電圧側出力（＋Ｖ
２）は抵抗Ｒ３及び共通抵抗Ｒ２によつて分圧さ
れる。そして、この共通抵抗Ｒ２の端子電圧Va
とツエナーダイオードZDのツエナー電圧Vzとを
トランジスタＱ４で電圧比較する。その比較結果
に基づくパルス幅制御は、従来の場合と同様であ
る。即ち、得られた誤差電圧をトランジスタＱ３
並びに可飽和トランスＴ２を介して制御用トラン
ジスタＱ２にフイードバツクし、発振用トランジ
スタＱ１のパルス幅をコントロールするのであ
る。

次に本回路の動作について簡単に説明する。主
トランスＴ１の一次側において、発振用トランジ
スタＱ１は自励発振を繰返し、それによつて二次
巻線Ｎ１，Ｎ２には出力が誘起される。前述の如
く、低電圧側出力（＋Ｖ１）は、二次巻線Ｎ１に
誘起された出力をダイオードＤ１で整流し、平滑
コンデンサＣ１で平滑して得られる。また高電圧
側出力（＋Ｖ２）は、二次巻線Ｎ２に誘起されダ
イオードＤ２で整流された出力を前記低電圧側出
力（＋Ｖ１）の上に上乗せした格好で、平滑コン
デンサＣ２によつて平滑されて得られる。これら
の出力電圧は抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の３本の抵抗
（但し抵抗Ｒ２は共通）で分割検知される。出力
電圧が高くなると、この中点電位Vaも上昇し、
それがツエナー電圧（基準電圧）Vzを越えると
トランジスタＱ４に電流が流れ、トランジスタＱ
３が導通し、可飽和トランスＴ２に電流が流れる
ため該可飽和トランスＴ２は飽和する。それによ
つて巻線のインダクタンスが小さくなるので制御
用トランジスタＱ２のベース電位が上昇し、該ト
ランジスタＱ２はオンとなる。つまり、トランジ
スタＱ３がオンすると、発振用トランジスタＱ１
のベース電流が制御用トランジスタＱ２の方に流
れるため、発振用トランジスタＱ１はオフするこ
とになる。次に発振用トランジスタＱ１がオフし
続けて出力電圧が低下すると、可飽和トランスＴ
２は不飽和の領域に戻り、制御用トランジスタＱ
２はオフし、発振用トランジスタＱ１のベースに
電流が流れ、該発振用トランジスタＱ１がオンと
なる。以上の繰返しでオン・オフのパルス幅制御
が行なわれる。

前述のような共通抵抗を用いた電圧検知回路で
＋Ｖ１，＋Ｖ２の出力電圧を検知し一次側にフイ
ードバツクさせると、＋Ｖ１の負荷変動、＋Ｖ２の
負荷変動、或いは入力電圧変動に対して発振用ト
ランジスタＱ１のパルス幅をコントロールするこ
とができる。実際に試作して測定した結果によれ
ば、低電圧側出力（＋Ｖ１）及び高電圧側出力
（＋Ｖ２）を同時に±３％程度の精度で安定化出
来ることが判明した。この種のDC−DCコンバー
タにおいては、通常の用途において、出力の安定
性はせいぜい±５％程度あれば良いので、上記±
３％という値は実用上充分な性能である。本回路
において２出力を同時に安定化させることが出来
る理由は次の如きものと考えられる。共通抵抗Ｒ
２の端子電圧Vaは、＋Ｖ１に対しては抵抗Ｒ１，
Ｒ２で分圧された電位であり、＋Ｖ２に対しては
抵抗Ｒ３，Ｒ２で分圧された電圧であるため（抵
抗Ｒ２は両者に共通）、＋Ｖ１又はＶ２のどちらか
の出力が変化すると、大きく変化した方の電圧に
比例して発振用トランジスタＱ１のパルス幅がコ
ントロールされるためである。また高電圧側出力
（＋Ｖ２）は低電圧側出力（＋Ｖ１）の上に上乗
せられた形になつているので、トランスの出力は
差分電圧△Ｖだけ出ればよく、±Ｖ１の安定化率
分だけ＋Ｖ２の安定度が良くなるからである。

上記実施例は、過飽和型リンギングチヨークコ
ンバータを用いた２出力タイプのものであるが、
本考案は、かかる実施例のもののみに限定される
ものではないこと勿論である。例えば主トランス
の二次側巻線を増すことによつて、３出力以上の
場合にも適用することが可能であるし、他の方式
のスイツチングレギユレータにも本考案を適用す
ることが可能である。

本考案は上記のように構成したDC−DCコンバ
ータであるから、電圧の異なる複数の出力を単一
の安定化回路で比較的安定に制御でき、しかも回
路が極めて簡単であり、それ故、装置の小型化並
びに低廉化を図ることができるなど実用的効果は
極めて大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術を示す回路図、第２図は本考
案に係るDC−DCコンバータの一実施例を示す回
路図である。 Ｔ１……主トランス、Ｔ２……過飽和トラン
ス、Ｑ１……発振用トランジスタ、Ｑ２……制御
用トランジスタ、Ｒ１，Ｒ３……抵抗、Ｒ２……
共通抵抗、ZD……ツエナーダイオード。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. トランスの一次側に設けたスイツチング部と、
   トランスの二次側に設けた複数の整流回路と、前
   記スイツチング部のパルス幅を出力電圧に応じて
   制御し出力を安定化させるパルス幅制御回路とを
   備えた多出力型DC−DCコンバータにおいて、ト
   ランスの二次側の整流回路は、複数の二次巻線を
   直列に接続して高電圧側出力を低電圧側出力に上
   乗せして取出す構成にするとともに、各整流回路
   の出力電圧を共通抵抗を備えた分圧抵抗によつて
   同時に分割検知し、該分割検知出力と基準電圧と
   を比較して、その誤差により前記パルス幅制御回
   路を駆動するようにしたことを特徴とするDC−
   DCコンバータ。