JPH0345984B2 - - Google Patents
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- JPH0345984B2 JPH0345984B2 JP60151517A JP15151785A JPH0345984B2 JP H0345984 B2 JPH0345984 B2 JP H0345984B2 JP 60151517 A JP60151517 A JP 60151517A JP 15151785 A JP15151785 A JP 15151785A JP H0345984 B2 JPH0345984 B2 JP H0345984B2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 12
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 7
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
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- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は時間の経過と共に電流値が上昇する傾
斜部を有する波形の電流を断続的に生ずるインバ
ータ部を備えた電力変換装置に関する。
斜部を有する波形の電流を断続的に生ずるインバ
ータ部を備えた電力変換装置に関する。
先ず第４図のより従来の電力変換装置の一例に
ついて説明する。
ついて説明する。
直流入力端子１，２間に印加される直流電圧
は、電力変換用トランス３Ａ及びスイツチング半
導体素子たるトランジスタ３Ｂなどからなるイン
バータ部３により交流電圧に変換され、その交流
電圧は整流平滑回路４により平滑された直流電圧
に変換される。この直流電圧は出力端子５，６を
介して負荷（図示せず）に印加され、また出力電
圧検出回路７により検出され、その出力電圧検出
信号は制御回路８に与えられる。インバータ部３
のスイツチング半導体素子たるトランジスタ３Ｂ
を流れる電流は変流器９Ａ、整流器９Ｂ及び抵抗
９Ｃからなる電流検出回路９により検出される。
その抵抗９Ｃの両端の電圧が電流検出信号として
比較器１１に入力され、基準電源１２の基準電圧
と比較される。比較器１１は電流検出信号が基準
電圧を越えるとき、制御回路８に信号を出力し、
制御回路８は駆動回路１０に信号を与えトランジ
スタ３Ｂをオフさせる。
は、電力変換用トランス３Ａ及びスイツチング半
導体素子たるトランジスタ３Ｂなどからなるイン
バータ部３により交流電圧に変換され、その交流
電圧は整流平滑回路４により平滑された直流電圧
に変換される。この直流電圧は出力端子５，６を
介して負荷（図示せず）に印加され、また出力電
圧検出回路７により検出され、その出力電圧検出
信号は制御回路８に与えられる。インバータ部３
のスイツチング半導体素子たるトランジスタ３Ｂ
を流れる電流は変流器９Ａ、整流器９Ｂ及び抵抗
９Ｃからなる電流検出回路９により検出される。
その抵抗９Ｃの両端の電圧が電流検出信号として
比較器１１に入力され、基準電源１２の基準電圧
と比較される。比較器１１は電流検出信号が基準
電圧を越えるとき、制御回路８に信号を出力し、
制御回路８は駆動回路１０に信号を与えトランジ
スタ３Ｂをオフさせる。
ここで電流検出について更に詳しく述べると、
インバータ部３のトランジスタ３Ｂのスイツチン
グ動作に伴い、第３図A′に示すような出力電流
に比例した直流成分1dcと時間の経過と共に電流
値が上昇する（以下右上りと言う）傾斜部Saと
を合成した波形の電流が電力変換用トランスの１
次巻線に生じる。この右上りの傾斜部Saはイン
バータ部３Ａの電力変換用トランス（図示せず）
の励磁電流と整流平滑回路４の平滑用チヨークの
電流が時間と共に増加するために生じる。ここで
変流器９Ａのコアとして必要な磁束密度に対し
て、断面積の大きいものを用いれば、変流器９Ａ
の２次側に得られる電流は同図B′の実線で示す
ような右上りの傾斜部Sbを有する波形の検出電
流が得られる。この傾斜部Sbを有する検出電流
は抵抗９Ｃの両端に、同図C′に示すような右上り
の傾斜部Scを有する電流検出信号を生ずる。比
較器１１はこの電流検出信号と基準電源１２の基
準電圧とを比較し、電流検出信号が基準電圧を越
えるときトランジスタ３Ｂへオフ信号を送出す
る。
インバータ部３のトランジスタ３Ｂのスイツチン
グ動作に伴い、第３図A′に示すような出力電流
に比例した直流成分1dcと時間の経過と共に電流
値が上昇する（以下右上りと言う）傾斜部Saと
を合成した波形の電流が電力変換用トランスの１
次巻線に生じる。この右上りの傾斜部Saはイン
バータ部３Ａの電力変換用トランス（図示せず）
の励磁電流と整流平滑回路４の平滑用チヨークの
電流が時間と共に増加するために生じる。ここで
変流器９Ａのコアとして必要な磁束密度に対し
て、断面積の大きいものを用いれば、変流器９Ａ
の２次側に得られる電流は同図B′の実線で示す
ような右上りの傾斜部Sbを有する波形の検出電
流が得られる。この傾斜部Sbを有する検出電流
は抵抗９Ｃの両端に、同図C′に示すような右上り
の傾斜部Scを有する電流検出信号を生ずる。比
較器１１はこの電流検出信号と基準電源１２の基
準電圧とを比較し、電流検出信号が基準電圧を越
えるときトランジスタ３Ｂへオフ信号を送出す
る。
このとき電流検出信号が右上りであれば、直流
成分1dcが小さい内は基準電圧に達することがな
いが、直流成分が大きくなると、電流検出信号の
傾斜部Scの右端が最初に基準電圧に達すること
になり、更に直流成分1dcが大きくなると、トラ
ンジスタ３Ｂを流れる電流のパルス幅は右端より
徐々に絞られる。すなわち、直流成分1dcの大き
さに従い連続的にパルス幅制御を行うことがで
き、出力電圧−電流特性は第３図Ｅに示すような
定電流特性を示すことになる。定電流垂下特性は
畜電池を充電する場合などには重要な特性であ
り、畜電池電圧が低下していても一定電流で充電
することを可能とするものである。
成分1dcが小さい内は基準電圧に達することがな
いが、直流成分が大きくなると、電流検出信号の
傾斜部Scの右端が最初に基準電圧に達すること
になり、更に直流成分1dcが大きくなると、トラ
ンジスタ３Ｂを流れる電流のパルス幅は右端より
徐々に絞られる。すなわち、直流成分1dcの大き
さに従い連続的にパルス幅制御を行うことがで
き、出力電圧−電流特性は第３図Ｅに示すような
定電流特性を示すことになる。定電流垂下特性は
畜電池を充電する場合などには重要な特性であ
り、畜電池電圧が低下していても一定電流で充電
することを可能とするものである。
しかし、電源のハイブリツドIC化など、電力
変換装置にも小型軽量化が強く要求されており、
この要求に応えるためには変流器の小型化も必要
になる。変流器を小型化、つまりそのコアを十分
に小さくすると、当然のことながら変流器に流れ
る励磁電流が増大する。この励磁電流の増大の傾
斜が第３図A′に示す変流器９Ａの１次側の電流
の傾斜Sa以上になると、変流器を２次側に検出
される電流は同図B′で鎖線で示すように、頂部
がフラツトか或いは時間の経過と共に電流値が低
下する（以下右下りと言う）傾斜部を有する波形
になる。この様に変流器の伝達比の低下が大きい
場合、スイツチング半導体素子を流れる電流を検
出し、その電流検出信号を制御要素として利用す
ることは実際上不可能である。
変換装置にも小型軽量化が強く要求されており、
この要求に応えるためには変流器の小型化も必要
になる。変流器を小型化、つまりそのコアを十分
に小さくすると、当然のことながら変流器に流れ
る励磁電流が増大する。この励磁電流の増大の傾
斜が第３図A′に示す変流器９Ａの１次側の電流
の傾斜Sa以上になると、変流器を２次側に検出
される電流は同図B′で鎖線で示すように、頂部
がフラツトか或いは時間の経過と共に電流値が低
下する（以下右下りと言う）傾斜部を有する波形
になる。この様に変流器の伝達比の低下が大きい
場合、スイツチング半導体素子を流れる電流を検
出し、その電流検出信号を制御要素として利用す
ることは実際上不可能である。
つまり電流検出信号が右下りの傾斜部を有する
波形になると、その電流検出信号が基準電圧を越
える場合には、必ずその立上り部が最初に基準電
圧に達することになるので、パルス幅を急激に絞
るため、連続的なパルス幅制御はできなくなる。
このときの出力電圧電流特性は図３Ｆに示すよう
にフの字特性となると共に、垂下開始点とフの字
特性を描く任意の一点とを急激に往復する不安
定、不連続なものとなる。この特性では畜電池の
充電には不具合であり、また並列運転時には、任
意の一台の垂下開始点での不安定制御（乱調）、
不連続制御を生じ、これも不具合となる。
波形になると、その電流検出信号が基準電圧を越
える場合には、必ずその立上り部が最初に基準電
圧に達することになるので、パルス幅を急激に絞
るため、連続的なパルス幅制御はできなくなる。
このときの出力電圧電流特性は図３Ｆに示すよう
にフの字特性となると共に、垂下開始点とフの字
特性を描く任意の一点とを急激に往復する不安
定、不連続なものとなる。この特性では畜電池の
充電には不具合であり、また並列運転時には、任
意の一台の垂下開始点での不安定制御（乱調）、
不連続制御を生じ、これも不具合となる。
変流器を流れる励磁電流に起因する伝達比の低
下を補償するための検出電流積分回路とインバー
タ部の動作周波数に同期して前記検出電流積分回
路の積分値をクリアするスイツチとを電流検出回
路に加える。
下を補償するための検出電流積分回路とインバー
タ部の動作周波数に同期して前記検出電流積分回
路の積分値をクリアするスイツチとを電流検出回
路に加える。
変流器を十分に小型化したことによりその２次
側に得られる検出電流が頂部の平坦な波形、又は
右下りの傾斜部を有する断続的な波形であつて
も、その検出電流を積分する検出電流積分回路の
両端の電圧を電流検出信号とし、またその積分値
をインバータの動作周波数に同期させてクリアし
ているので、右上りの傾斜部を有する波形の電流
検出信号を得ることが出来る。
側に得られる検出電流が頂部の平坦な波形、又は
右下りの傾斜部を有する断続的な波形であつて
も、その検出電流を積分する検出電流積分回路の
両端の電圧を電流検出信号とし、またその積分値
をインバータの動作周波数に同期させてクリアし
ているので、右上りの傾斜部を有する波形の電流
検出信号を得ることが出来る。
第１図により本発明の係る電力変換装置の一実
施例を説明する。前述した第４図における記号と
同一の記号は等しい部材を示す。
施例を説明する。前述した第４図における記号と
同一の記号は等しい部材を示す。
電流検出回路９において、抵抗９Ｃとコンデン
サ９Ｄとが検出電流積分回路を構成し、スイツチ
ング素子たるトランジスタ９Ｅがコンデンサ９Ｄ
の積分値を周期的にクリアする。
サ９Ｄとが検出電流積分回路を構成し、スイツチ
ング素子たるトランジスタ９Ｅがコンデンサ９Ｄ
の積分値を周期的にクリアする。
変流器９Ａはその２次側の検出電流の傾斜部が
右上りであつても傾斜が非常に緩やか、或いはフ
ラツト、又は右下りになる程度に小型化されてい
る。
右上りであつても傾斜が非常に緩やか、或いはフ
ラツト、又は右下りになる程度に小型化されてい
る。
変流器９Ａの２次側に得られる検出電流が、第
３図Ｂで示される右下り傾斜の波形である場合、
その検出電流は整流器９Ｂにより整流され、抵抗
９Ｃを介してコンデンサ９Ｄに流れ、これを充電
する。この期間は勿論、トランジスタ９Ｅは開い
た状態にある。従つて、検出電流積分回路の両端
の電圧は抵抗９Ｃの電圧降下とコンデンサ９Ｄの
充電電圧との和となる。抵抗９Ｃの両端の電圧
は、それを流れる電流が第３図Ｂで示すような右
下りの傾斜部を有する波形なので、同様の右下り
の傾斜部を有する波形となる。そしてコンデンサ
９Ｄの充電電圧は積分波形で、同図Ｄに示すよう
な右上りの傾斜波形となる。従つて、これらの電
圧の和は第３図Ｃで示すような右上りの波形とな
る。そして所定の右上りの傾斜部を有するような
検出電流積分回路の充電時定数を選定すれば、右
上りの傾斜を有する電流検出信号が得られる。そ
して好ましくは変流器９Ａの１次側の電流の傾斜
部と電流検出信号との傾斜部とがほぼ等しくなる
よう、前記時定数を選ぶのがよい。
３図Ｂで示される右下り傾斜の波形である場合、
その検出電流は整流器９Ｂにより整流され、抵抗
９Ｃを介してコンデンサ９Ｄに流れ、これを充電
する。この期間は勿論、トランジスタ９Ｅは開い
た状態にある。従つて、検出電流積分回路の両端
の電圧は抵抗９Ｃの電圧降下とコンデンサ９Ｄの
充電電圧との和となる。抵抗９Ｃの両端の電圧
は、それを流れる電流が第３図Ｂで示すような右
下りの傾斜部を有する波形なので、同様の右下り
の傾斜部を有する波形となる。そしてコンデンサ
９Ｄの充電電圧は積分波形で、同図Ｄに示すよう
な右上りの傾斜波形となる。従つて、これらの電
圧の和は第３図Ｃで示すような右上りの波形とな
る。そして所定の右上りの傾斜部を有するような
検出電流積分回路の充電時定数を選定すれば、右
上りの傾斜を有する電流検出信号が得られる。そ
して好ましくは変流器９Ａの１次側の電流の傾斜
部と電流検出信号との傾斜部とがほぼ等しくなる
よう、前記時定数を選ぶのがよい。
この様にして得られた電流検出信号の右上りの
傾斜部が基準電源１２の基準電圧を越えると、比
較器１１は信号を制御回路８に出力する。制御回
路８はこの信号に基づいて駆動信号をトランジス
タ９Ｅのベースに与え、これをオンさせ、コンデ
ンサ９Ｄの充電電荷を放電させる。この積分値の
クリアは次のサイクルの電流が通過する前にクリ
アされていれば良く、かつ次のサイクルの電流が
通過する時点ではスイツチ９Ｅが開いていなけれ
ばいけない。このようにして、変流器のコア断面
積が不充分で、伝達比が低下している場合におい
ても、第３図Ｅに示すような望ましい定電流垂下
特性を得ることができる。
傾斜部が基準電源１２の基準電圧を越えると、比
較器１１は信号を制御回路８に出力する。制御回
路８はこの信号に基づいて駆動信号をトランジス
タ９Ｅのベースに与え、これをオンさせ、コンデ
ンサ９Ｄの充電電荷を放電させる。この積分値の
クリアは次のサイクルの電流が通過する前にクリ
アされていれば良く、かつ次のサイクルの電流が
通過する時点ではスイツチ９Ｅが開いていなけれ
ばいけない。このようにして、変流器のコア断面
積が不充分で、伝達比が低下している場合におい
ても、第３図Ｅに示すような望ましい定電流垂下
特性を得ることができる。
次に第２図により本発明の別の実施例を説明す
る。この図において、第１図の記号と同一の記号
のものは等しい部材を示す。
る。この図において、第１図の記号と同一の記号
のものは等しい部材を示す。
電流検出回路９において、第１の変流器９
A′はインバータ部３の２次側を流れる主回路電
流に応じた電流を得て、その出力端子１３、１４
にインバータ部３のスイツチング半導体素子の逆
バイアス用エネルギー、或いは駆動用エネルギー
など必要とされる制御電力を与えるためのもので
ある。第２の変流器９Ａは第１の変流器９A′の
２次側を流れる電流を検出し、検出された電流は
ダイオード９Ｂ、電圧分割用の抵抗９Ｆ、及び抵
抗９Ｃを介してコンデンサ９Ｄに流れる。
A′はインバータ部３の２次側を流れる主回路電
流に応じた電流を得て、その出力端子１３、１４
にインバータ部３のスイツチング半導体素子の逆
バイアス用エネルギー、或いは駆動用エネルギー
など必要とされる制御電力を与えるためのもので
ある。第２の変流器９Ａは第１の変流器９A′の
２次側を流れる電流を検出し、検出された電流は
ダイオード９Ｂ、電圧分割用の抵抗９Ｆ、及び抵
抗９Ｃを介してコンデンサ９Ｄに流れる。
この実施例では変流器９A′及び９Ａ双方の伝
達比の低下が重畳されるので、コンデンサ９Ｄの
充電時定数を選択することにより、本発明は特に
有効に働く。この回路の動作は第１図のものと同
様であるので省略する。
達比の低下が重畳されるので、コンデンサ９Ｄの
充電時定数を選択することにより、本発明は特に
有効に働く。この回路の動作は第１図のものと同
様であるので省略する。
以上の実施例では変流器の２次側の検出電流が
右下りになる場合について述べたが、検出電流右
上りの傾斜部を有する波形であつても、その傾斜
がかなり緩やかな場合には非常に精度の高い比較
器が必要となり、またノイズなどによつて動作が
不安定かつ不正確になるので、この様な場合にも
本発明は非常に有効である。
右下りになる場合について述べたが、検出電流右
上りの傾斜部を有する波形であつても、その傾斜
がかなり緩やかな場合には非常に精度の高い比較
器が必要となり、またノイズなどによつて動作が
不安定かつ不正確になるので、この様な場合にも
本発明は非常に有効である。
以上述べたように、本発明によれば、変流器を
小型化したことによるその１次、２次間の伝達比
の低下が大きくなつても、小さな電子部品を数点
加えるだけでその伝達比の低下による電流検出信
号の波形ひずみを十分に補償できるので、全体的
に装置を小型化できると共に、電力変換装置の検
出電流による制御を正確に行うことが出来る。
小型化したことによるその１次、２次間の伝達比
の低下が大きくなつても、小さな電子部品を数点
加えるだけでその伝達比の低下による電流検出信
号の波形ひずみを十分に補償できるので、全体的
に装置を小型化できると共に、電力変換装置の検
出電流による制御を正確に行うことが出来る。
第１図及び第２図は本発明に係る電力変換装置
の異なる実施例を示す図、第３図は電力変換装置
を説明するための波形を示す図、第４図は従来の
電力変換装置を示す図である。 １，２……直流入力端子、３……インバータ
部、４……整流平滑回路、５，６……出力端子、
７……電圧検出回路、８……制御回路、９……電
流検出回路、１０……駆動回路、１１……比較
器。
の異なる実施例を示す図、第３図は電力変換装置
を説明するための波形を示す図、第４図は従来の
電力変換装置を示す図である。 １，２……直流入力端子、３……インバータ
部、４……整流平滑回路、５，６……出力端子、
７……電圧検出回路、８……制御回路、９……電
流検出回路、１０……駆動回路、１１……比較
器。
Claims (1)
- １ 時間の経過と共に上昇する傾斜部を有する波
形の電流を断続的に生ずるインバータ部、前記電
流を検出する変流器を少なくとも備えた電流検出
回路、及び前記電流の電流検出信号が設定レベル
を越えるとき前記インバータ部の出力を制限する
よう制御する機能を少なくとも有する制御回路を
備えた電力変換装置において、前記電流検出回路
がその変流器を流れる励磁電流に起因する伝達比
の低下を補償するための検出電流積分回路、及び
前記インバータ部の動作周波数と同期して前記検
出電流積分回路の積分値をクリアするスイツチを
備え、前記検出電流積分回路の両端の電圧を前記
電流検出信号と加算することを特徴とする電力変
換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15151785A JPS6216073A (ja) | 1985-07-10 | 1985-07-10 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15151785A JPS6216073A (ja) | 1985-07-10 | 1985-07-10 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6216073A JPS6216073A (ja) | 1987-01-24 |
| JPH0345984B2 true JPH0345984B2 (ja) | 1991-07-12 |
Family
ID=15520237
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15151785A Granted JPS6216073A (ja) | 1985-07-10 | 1985-07-10 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6216073A (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0626473B2 (ja) * | 1988-02-27 | 1994-04-06 | 富士通電装株式会社 | 電流バランス型スイッチングレギュレータ |
| US7697027B2 (en) | 2001-07-31 | 2010-04-13 | Donnelly Corporation | Vehicular video system |
| EP1504276B1 (en) | 2002-05-03 | 2012-08-08 | Donnelly Corporation | Object detection system for vehicle |
| US7526103B2 (en) | 2004-04-15 | 2009-04-28 | Donnelly Corporation | Imaging system for vehicle |
| US7720580B2 (en) | 2004-12-23 | 2010-05-18 | Donnelly Corporation | Object detection system for vehicle |
| WO2008024639A2 (en) | 2006-08-11 | 2008-02-28 | Donnelly Corporation | Automatic headlamp control system |
| US8017898B2 (en) | 2007-08-17 | 2011-09-13 | Magna Electronics Inc. | Vehicular imaging system in an automatic headlamp control system |
| US9357208B2 (en) | 2011-04-25 | 2016-05-31 | Magna Electronics Inc. | Method and system for dynamically calibrating vehicular cameras |
| US9762880B2 (en) | 2011-12-09 | 2017-09-12 | Magna Electronics Inc. | Vehicle vision system with customized display |
| US10457209B2 (en) | 2012-02-22 | 2019-10-29 | Magna Electronics Inc. | Vehicle vision system with multi-paned view |
| US9723272B2 (en) | 2012-10-05 | 2017-08-01 | Magna Electronics Inc. | Multi-camera image stitching calibration system |
| US9743002B2 (en) | 2012-11-19 | 2017-08-22 | Magna Electronics Inc. | Vehicle vision system with enhanced display functions |
| US10179543B2 (en) | 2013-02-27 | 2019-01-15 | Magna Electronics Inc. | Multi-camera dynamic top view vision system |
| US9688200B2 (en) | 2013-03-04 | 2017-06-27 | Magna Electronics Inc. | Calibration system and method for multi-camera vision system |
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| US9563951B2 (en) | 2013-05-21 | 2017-02-07 | Magna Electronics Inc. | Vehicle vision system with targetless camera calibration |
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Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5858905A (ja) * | 1981-10-05 | 1983-04-07 | Kawasaki Steel Corp | 熱間圧延における最適圧延制御方法 |
-
1985
- 1985-07-10 JP JP15151785A patent/JPS6216073A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5858905A (ja) * | 1981-10-05 | 1983-04-07 | Kawasaki Steel Corp | 熱間圧延における最適圧延制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6216073A (ja) | 1987-01-24 |
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