JP3227637B2 - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
- Publication number
- JP3227637B2 JP3227637B2 JP13374295A JP13374295A JP3227637B2 JP 3227637 B2 JP3227637 B2 JP 3227637B2 JP 13374295 A JP13374295 A JP 13374295A JP 13374295 A JP13374295 A JP 13374295A JP 3227637 B2 JP3227637 B2 JP 3227637B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- load
- power supply
- switching element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電源回路に関し、さ
らに詳しくは、負荷の変動によって導通角（交流電源か
ら電源回路に電流が供給される期間を交流電源の位相で
表した角度）が変動することを確実に防止できるように
した電源回路に関する。
らに詳しくは、負荷の変動によって導通角（交流電源か
ら電源回路に電流が供給される期間を交流電源の位相で
表した角度）が変動することを確実に防止できるように
した電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は、従来の力率改善電源回路の一例
を示す回路図である。この電源回路５００は、交流電源
（商用周波数で５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）からの交流電
圧を全波整流するブリッジ整流回路Ｄｏの出力端子間
に、平滑コンデンサＣ５２とインダクタＬ５１とスイッ
チング素子Ｑ５１の直列回路および抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ
５２による分圧回路をそれぞれ並列に接続し、前記スイ
ッチング素子Ｑ５１のオン・オフを制御ＩＣ５２で制御
電圧Ｖｐに基づいてＰＷＭ（Ｐulse Width Ｍodulatio
n）制御し、さらに前記分圧回路の分圧点の電圧をコン
デンサＣ５１を介してフィードバックし、制御電圧Ｖｐ
に加えるようにした構成である。前記フィードバックに
より、ブリッジ整流回路Ｄｏが出力する全波整流電圧が
高い時は前記スイッチング素子Ｑ５１のオン時間が短く
なり、全波整流電圧が低い時は前記スイッチング素子Ｑ
５１のオン時間が長くなる。この結果、導通角を広げる
ことにより力率を改善できると共に、全波整流電圧が高
くなった時に前記スイッチング素子Ｑ５１に大きな電力
がかかるのを防止できるようになる。なお、上記電源回
路５００の基本構成は、特開平６−１４１２５６号公報
に開示されている。
を示す回路図である。この電源回路５００は、交流電源
（商用周波数で５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）からの交流電
圧を全波整流するブリッジ整流回路Ｄｏの出力端子間
に、平滑コンデンサＣ５２とインダクタＬ５１とスイッ
チング素子Ｑ５１の直列回路および抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ
５２による分圧回路をそれぞれ並列に接続し、前記スイ
ッチング素子Ｑ５１のオン・オフを制御ＩＣ５２で制御
電圧Ｖｐに基づいてＰＷＭ（Ｐulse Width Ｍodulatio
n）制御し、さらに前記分圧回路の分圧点の電圧をコン
デンサＣ５１を介してフィードバックし、制御電圧Ｖｐ
に加えるようにした構成である。前記フィードバックに
より、ブリッジ整流回路Ｄｏが出力する全波整流電圧が
高い時は前記スイッチング素子Ｑ５１のオン時間が短く
なり、全波整流電圧が低い時は前記スイッチング素子Ｑ
５１のオン時間が長くなる。この結果、導通角を広げる
ことにより力率を改善できると共に、全波整流電圧が高
くなった時に前記スイッチング素子Ｑ５１に大きな電力
がかかるのを防止できるようになる。なお、上記電源回
路５００の基本構成は、特開平６−１４１２５６号公報
に開示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】負荷の変動によって導
通角が変動するような電源回路では、導通角が狭くなっ
たときに力率が変化する。また、負荷として例えばＤＣ
−ＤＣコンバータを用いる場合、高性能のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにする必要があり、ＤＣ−ＤＣコンバータの回
路設計が困難になる。しかし、上記従来の電源回路５０
０では、負荷の変動が出力電圧Ｖｏのリップルの変動と
して表れない場合には、負荷の変動が制御にフィードバ
ックされないため、負荷の変動によって導通角が変動し
てしまう問題点がある。そこで、この発明の目的は、負
荷の変動によって導通角が変動することを確実に防止で
きるようにし、導通角が狭くなることによる力率の低下
を防止すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路設計を
容易にした電源回路を提供することにある。
通角が変動するような電源回路では、導通角が狭くなっ
たときに力率が変化する。また、負荷として例えばＤＣ
−ＤＣコンバータを用いる場合、高性能のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにする必要があり、ＤＣ−ＤＣコンバータの回
路設計が困難になる。しかし、上記従来の電源回路５０
０では、負荷の変動が出力電圧Ｖｏのリップルの変動と
して表れない場合には、負荷の変動が制御にフィードバ
ックされないため、負荷の変動によって導通角が変動し
てしまう問題点がある。そこで、この発明の目的は、負
荷の変動によって導通角が変動することを確実に防止で
きるようにし、導通角が狭くなることによる力率の低下
を防止すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路設計を
容易にした電源回路を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この発明の電源回路（１
００）は、交流電圧を整流する整流回路（Ｄｏ）の出力
端子間に、チョークコイル（Ｌ１）と平滑コンデンサと
（Ｃ１）とスイッチング素子（Ｑ１）と充電電流検出手
段（Ｒ１）の直列回路を接続し、前記チョークコイル
（Ｌ１）と前記平滑コンデンサ（Ｃ１）の直列回路に第
１のダイオード（Ｄ１）を並列に接続し、前記スイッチ
ング素子（Ｑ１）と前記充電電流検出抵抗（Ｒ１）の直
列回路に第２のダイオード（Ｄ２）を並列に接続し、さ
らに、前記第１のダイオード（Ｄ１）と前記第２のダイ
オード（Ｄ２）の直列回路に負荷と負荷電流検出手段
（Ｒ２）とからなる直列回路を並列接続し、前記充電電
流検出手段（Ｒ１）により検出した充電電流（Ｉｃ）と
前記負荷電流検出手段（Ｒ２）により検出した負荷電流
（ＩＬ）とを比較しその比較結果に基づいて前記スイッ
チング素子（Ｑ１）を制御する制御回路（Ｕ３，Ｕ４，
Ｕ５）とを設けたことを構成上の特徴とするものであ
る。
００）は、交流電圧を整流する整流回路（Ｄｏ）の出力
端子間に、チョークコイル（Ｌ１）と平滑コンデンサと
（Ｃ１）とスイッチング素子（Ｑ１）と充電電流検出手
段（Ｒ１）の直列回路を接続し、前記チョークコイル
（Ｌ１）と前記平滑コンデンサ（Ｃ１）の直列回路に第
１のダイオード（Ｄ１）を並列に接続し、前記スイッチ
ング素子（Ｑ１）と前記充電電流検出抵抗（Ｒ１）の直
列回路に第２のダイオード（Ｄ２）を並列に接続し、さ
らに、前記第１のダイオード（Ｄ１）と前記第２のダイ
オード（Ｄ２）の直列回路に負荷と負荷電流検出手段
（Ｒ２）とからなる直列回路を並列接続し、前記充電電
流検出手段（Ｒ１）により検出した充電電流（Ｉｃ）と
前記負荷電流検出手段（Ｒ２）により検出した負荷電流
（ＩＬ）とを比較しその比較結果に基づいて前記スイッ
チング素子（Ｑ１）を制御する制御回路（Ｕ３，Ｕ４，
Ｕ５）とを設けたことを構成上の特徴とするものであ
る。
【０００５】
【作用】この発明の電源回路（１００）では、平滑コン
デンサ（Ｃ１）への充電電流（Ｉｃ）と負荷電流（Ｉ
Ｌ）とを比較し、その比較結果に基づいて、スイッチン
グ素子（Ｑ１）を制御するようにした。このため、負荷
の変動が直接的にスイッチング素子（Ｑ１）の制御にフ
ィードバックされ、負荷の変動によって導通角が変動す
ることを確実に防止できるようになる。従って、負荷と
して例えばＤＣ−ＤＣコンバータを用いる場合、高性能
のＤＣ−ＤＣコンバータにする必要がなくなり、ＤＣ−
ＤＣコンバータの回路設計が容易になる。
デンサ（Ｃ１）への充電電流（Ｉｃ）と負荷電流（Ｉ
Ｌ）とを比較し、その比較結果に基づいて、スイッチン
グ素子（Ｑ１）を制御するようにした。このため、負荷
の変動が直接的にスイッチング素子（Ｑ１）の制御にフ
ィードバックされ、負荷の変動によって導通角が変動す
ることを確実に防止できるようになる。従って、負荷と
して例えばＤＣ−ＤＣコンバータを用いる場合、高性能
のＤＣ−ＤＣコンバータにする必要がなくなり、ＤＣ−
ＤＣコンバータの回路設計が容易になる。
【０００６】
【実施例】以下、図に示す実施例によりこの発明をさら
に詳細に説明する。なお、これによりこの発明が限定さ
れるものではない。
に詳細に説明する。なお、これによりこの発明が限定さ
れるものではない。
【０００７】図１は、この発明の一実施例の電源回路を
示す回路図である。この電源回路１００では、チョーク
コイルＬ１と平滑コンデンサＣ１とスイッチング素子Ｑ
１と充電電流検出抵抗Ｒ１の直列回路が、交流電源から
給電された交流電圧を全波整流するブリッジ整流回路Ｄ
ｏの出力端子間に接続されている。また、第１のダイオ
ードＤ１が、前記チョークコイルＬ１と前記平滑コンデ
ンサＣ１の直列回路に並列に接続されている。また、第
２のダイオードＤ２が、前記スイッチング素子Ｑ１と前
記充電電流検出抵抗Ｒ１の直列回路に並列に接続されて
いる。また、負荷電流検出抵抗Ｒ２が、負荷Ｚと直列に
設けられている。さらに、前記充電電流検出抵抗Ｒ１の
端子電圧を増幅するアンプＵ１と、前記負荷電流検出抵
抗Ｒ２の端子電圧を増幅し平滑する増幅平滑回路Ｕ２
と、その増幅平滑回路Ｕ２の出力電圧を調整する可変抵
抗器ＶＲと、前記アンプＵ１の出力電圧Ｖｃと前記可変
抵抗器ＶＲの出力電圧Ｖｆを比較するコンパレータＵ３
と、そのコンパレータＵ３の出力電圧Ｖｕの立ち下りで
トリガパルスを出力する微分回路Ｕ４と、通常は“Ｌ”
レベルを出力し前記トリガパルスが入力されると所定時
間だけ“Ｈ”レベルを出力するタイマ回路Ｕ５と、
“Ｌ”レベルが入力されると前記スイッチング素子Ｑ１
をオンにすると共に“Ｈ”レベルが入力されると前記ス
イッチング素子Ｑ１をオフにする駆動回路Ｕ６とが設け
られている。
示す回路図である。この電源回路１００では、チョーク
コイルＬ１と平滑コンデンサＣ１とスイッチング素子Ｑ
１と充電電流検出抵抗Ｒ１の直列回路が、交流電源から
給電された交流電圧を全波整流するブリッジ整流回路Ｄ
ｏの出力端子間に接続されている。また、第１のダイオ
ードＤ１が、前記チョークコイルＬ１と前記平滑コンデ
ンサＣ１の直列回路に並列に接続されている。また、第
２のダイオードＤ２が、前記スイッチング素子Ｑ１と前
記充電電流検出抵抗Ｒ１の直列回路に並列に接続されて
いる。また、負荷電流検出抵抗Ｒ２が、負荷Ｚと直列に
設けられている。さらに、前記充電電流検出抵抗Ｒ１の
端子電圧を増幅するアンプＵ１と、前記負荷電流検出抵
抗Ｒ２の端子電圧を増幅し平滑する増幅平滑回路Ｕ２
と、その増幅平滑回路Ｕ２の出力電圧を調整する可変抵
抗器ＶＲと、前記アンプＵ１の出力電圧Ｖｃと前記可変
抵抗器ＶＲの出力電圧Ｖｆを比較するコンパレータＵ３
と、そのコンパレータＵ３の出力電圧Ｖｕの立ち下りで
トリガパルスを出力する微分回路Ｕ４と、通常は“Ｌ”
レベルを出力し前記トリガパルスが入力されると所定時
間だけ“Ｈ”レベルを出力するタイマ回路Ｕ５と、
“Ｌ”レベルが入力されると前記スイッチング素子Ｑ１
をオンにすると共に“Ｈ”レベルが入力されると前記ス
イッチング素子Ｑ１をオフにする駆動回路Ｕ６とが設け
られている。
【０００８】通常、タイマ回路Ｕ５は“Ｌ”レベルを出
力しており、スイッチング素子Ｑ１はオン状態になって
いる。しかし、全波整流電圧が平滑コンデンサＣ１の端
子間電圧よりも低いので充電電流Ｉｃは流れない。この
ときは、平滑コンデンサＣ１，チョークコイルＬ１，負
荷Ｚ，負荷電流検出抵抗Ｒ２，第２のダイオードＤ２の
経路で負荷電流ＩＬが流れている。全波整流電圧が平滑
コンデンサＣ１の端子間電圧よりも高くなると、充電電
流Ｉｃは流れ始める。
力しており、スイッチング素子Ｑ１はオン状態になって
いる。しかし、全波整流電圧が平滑コンデンサＣ１の端
子間電圧よりも低いので充電電流Ｉｃは流れない。この
ときは、平滑コンデンサＣ１，チョークコイルＬ１，負
荷Ｚ，負荷電流検出抵抗Ｒ２，第２のダイオードＤ２の
経路で負荷電流ＩＬが流れている。全波整流電圧が平滑
コンデンサＣ１の端子間電圧よりも高くなると、充電電
流Ｉｃは流れ始める。
【０００９】図２は、上記電源回路１００の動作を説明
する波形図である。時刻ｔｏの直前では、タイマ回路Ｕ
５が“Ｈ”レベルを出力しており、図２の（ａ）に示す
ようにスイッチング素子Ｑ１がオフ状態になっている。
従って、充電電流Ｉｃが流れず、コンパレータＵ３の負
入力端子に入力される電圧Ｖｃは図２の（ｂ）に示すよ
うに“０”である。一方、負荷電流ＩＬは流れており、
図２の（ｂ）に示すように負荷電流ＩＬに応じた電圧Ｖ
ｆ１がコンパレータＵ３の正入力端子に入力されてい
る。Ｖｃ＜Ｖｆ１であるから、コンパレータＵ３の出力
電圧Ｖｕは図２の（ｃ）に示すように“Ｈ”レベルであ
り、タイマ回路Ｕ５への入力電圧Ｖｔも図２の（ｄ）に
示すように“Ｈ”レベルになっている。
する波形図である。時刻ｔｏの直前では、タイマ回路Ｕ
５が“Ｈ”レベルを出力しており、図２の（ａ）に示す
ようにスイッチング素子Ｑ１がオフ状態になっている。
従って、充電電流Ｉｃが流れず、コンパレータＵ３の負
入力端子に入力される電圧Ｖｃは図２の（ｂ）に示すよ
うに“０”である。一方、負荷電流ＩＬは流れており、
図２の（ｂ）に示すように負荷電流ＩＬに応じた電圧Ｖ
ｆ１がコンパレータＵ３の正入力端子に入力されてい
る。Ｖｃ＜Ｖｆ１であるから、コンパレータＵ３の出力
電圧Ｖｕは図２の（ｃ）に示すように“Ｈ”レベルであ
り、タイマ回路Ｕ５への入力電圧Ｖｔも図２の（ｄ）に
示すように“Ｈ”レベルになっている。
【００１０】時刻ｔｏになると、タイマ回路Ｕ５の出力
が“Ｌ”レベルに復帰する。すると、図２の（ａ）に示
すようにスイッチング素子Ｑ１がオン状態に戻る。時刻
ｔｏ〜ｔ１では、スイッチング素子Ｑ１がオン状態なの
で、全波整流電圧が平滑コンデンサＣ１の端子間電圧よ
りも高い期間（図３のＴｃ参照）は、充電電流Ｉｃが流
れ得る。この充電電流ＩｃはチョークコイルＬ１の働き
により直線的に増加するため、図２の（ｂ）に示すよう
電圧Ｖｃは直線的に上昇する。時刻ｔ１の直前まではＶ
ｃ＜Ｖｆ１であるから、コンパレータＵ３の出力電圧Ｖ
ｕは図２の（ｃ）に示すように“Ｈ”レベルであり、タ
イマ回路Ｕ５への入力電圧Ｖｔも図２の（ｄ）に示すよ
うに“Ｈ”レベルになっている。
が“Ｌ”レベルに復帰する。すると、図２の（ａ）に示
すようにスイッチング素子Ｑ１がオン状態に戻る。時刻
ｔｏ〜ｔ１では、スイッチング素子Ｑ１がオン状態なの
で、全波整流電圧が平滑コンデンサＣ１の端子間電圧よ
りも高い期間（図３のＴｃ参照）は、充電電流Ｉｃが流
れ得る。この充電電流ＩｃはチョークコイルＬ１の働き
により直線的に増加するため、図２の（ｂ）に示すよう
電圧Ｖｃは直線的に上昇する。時刻ｔ１の直前まではＶ
ｃ＜Ｖｆ１であるから、コンパレータＵ３の出力電圧Ｖ
ｕは図２の（ｃ）に示すように“Ｈ”レベルであり、タ
イマ回路Ｕ５への入力電圧Ｖｔも図２の（ｄ）に示すよ
うに“Ｈ”レベルになっている。
【００１１】時刻ｔ１になると、図２の（ａ）に示すよ
うに電圧Ｖｃが電圧Ｖｆ１を越える。すると、Ｖｃ＞Ｖ
ｆ１であるから、コンパレータＵ３の出力電圧Ｖｕは図
２の（ｃ）に示すように“Ｌ”レベルになり、タイマ回
路Ｕ５への入力電圧Ｖｔは図２の（ｄ）に示すようにト
リガパルスＳになり、タイマ回路Ｕ５は所定時間（Ｔ
ｆ）だけ“Ｈ”レベルを出力する。従って、図２の
（ａ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１が所定時間
（Ｔｆ）だけオフ状態になる。時刻ｔ１の直後では、ス
イッチング素子Ｑ１がオフ状態になり、充電電流Ｉｃが
流れなくなるため、図２の（ｂ）に示すように電圧Ｖｃ
は“０”に戻る。また、Ｖｃ＜Ｖｆ１であるから、コン
パレータＵ３の出力電圧Ｖｕは図２の（ｃ）に示すよう
に“Ｈ”レベルに戻り、タイマ回路Ｕ５への入力電圧Ｖ
ｔも図２の（ｄ）に示すように“Ｈ”レベルに戻る。時
刻ｔ２の直前の状態は、上記時刻ｔｏの直前の状態と同
じである。
うに電圧Ｖｃが電圧Ｖｆ１を越える。すると、Ｖｃ＞Ｖ
ｆ１であるから、コンパレータＵ３の出力電圧Ｖｕは図
２の（ｃ）に示すように“Ｌ”レベルになり、タイマ回
路Ｕ５への入力電圧Ｖｔは図２の（ｄ）に示すようにト
リガパルスＳになり、タイマ回路Ｕ５は所定時間（Ｔ
ｆ）だけ“Ｈ”レベルを出力する。従って、図２の
（ａ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１が所定時間
（Ｔｆ）だけオフ状態になる。時刻ｔ１の直後では、ス
イッチング素子Ｑ１がオフ状態になり、充電電流Ｉｃが
流れなくなるため、図２の（ｂ）に示すように電圧Ｖｃ
は“０”に戻る。また、Ｖｃ＜Ｖｆ１であるから、コン
パレータＵ３の出力電圧Ｖｕは図２の（ｃ）に示すよう
に“Ｈ”レベルに戻り、タイマ回路Ｕ５への入力電圧Ｖ
ｔも図２の（ｄ）に示すように“Ｈ”レベルに戻る。時
刻ｔ２の直前の状態は、上記時刻ｔｏの直前の状態と同
じである。
【００１２】さて、時刻ｔａにおいて時刻ｔｏよりも負
荷Ｚが重くなっているとすると、負荷電流ＩＬが増加し
ているため、図２の（ｂ）に示すように電圧Ｖｆは電圧
Ｖｆ１よりも高い電圧Ｖｆ２になっている。すると、電
圧Ｖｃが電圧Ｖｆ２を越えるまでに要する時間（Ｔｎ
２）は、電圧Ｖｃが電圧Ｖｆ１を越えるまでに要する時
間（Ｔｎ１）よりも長くなる。従って、図２の（ａ）に
示すようにスイッチング素子Ｑ１のオン状態の時間（Ｔ
ｎ２）が長くなる。一方、図２の（ａ）に示すようにス
イッチング素子Ｑ１のオフ状態の時間（Ｔｆ）は、タイ
マ回路Ｕ５の“Ｈ”レベル出力時間が一定であるため、
一定である。
荷Ｚが重くなっているとすると、負荷電流ＩＬが増加し
ているため、図２の（ｂ）に示すように電圧Ｖｆは電圧
Ｖｆ１よりも高い電圧Ｖｆ２になっている。すると、電
圧Ｖｃが電圧Ｖｆ２を越えるまでに要する時間（Ｔｎ
２）は、電圧Ｖｃが電圧Ｖｆ１を越えるまでに要する時
間（Ｔｎ１）よりも長くなる。従って、図２の（ａ）に
示すようにスイッチング素子Ｑ１のオン状態の時間（Ｔ
ｎ２）が長くなる。一方、図２の（ａ）に示すようにス
イッチング素子Ｑ１のオフ状態の時間（Ｔｆ）は、タイ
マ回路Ｕ５の“Ｈ”レベル出力時間が一定であるため、
一定である。
【００１３】結局のところ、負荷Ｚが相対的に小さいと
きは、図３の（ａ）のような出力電圧Ｖｏが得られ、図
３の（ｂ）に示すような交流電源からの入力電流Ｉｉｎ
が流れる。また、負荷Ｚが相対的に大きいときは、図４
の（ａ）のような出力電圧Ｖｏが得られ、図４の（ｂ）
に示すような交流電源からの入力電流Ｉｉｎが流れる。
きは、図３の（ａ）のような出力電圧Ｖｏが得られ、図
３の（ｂ）に示すような交流電源からの入力電流Ｉｉｎ
が流れる。また、負荷Ｚが相対的に大きいときは、図４
の（ａ）のような出力電圧Ｖｏが得られ、図４の（ｂ）
に示すような交流電源からの入力電流Ｉｉｎが流れる。
【００１４】以上の電源回路１００によれば、負荷Ｚの
変動が直接的にスイッチング素子Ｑ１のデューティ比に
フィードバックされるため、負荷Ｚの変動によって導通
角が変動することが確実に防止される。
変動が直接的にスイッチング素子Ｑ１のデューティ比に
フィードバックされるため、負荷Ｚの変動によって導通
角が変動することが確実に防止される。
【００１５】なお、上記電源回路１００は、図５の従来
の電源回路５００に較べると、チョークコイルＬ１およ
び平滑コンデンサＣ１に蓄えられたエネルギーをダイオ
ードＤ１，Ｄ２により負荷Ｚへ完全に送り込むことが出
来る利点がある。また、電圧制御発振器を必要としない
利点がある。
の電源回路５００に較べると、チョークコイルＬ１およ
び平滑コンデンサＣ１に蓄えられたエネルギーをダイオ
ードＤ１，Ｄ２により負荷Ｚへ完全に送り込むことが出
来る利点がある。また、電圧制御発振器を必要としない
利点がある。
【００１６】
【発明の効果】この発明の電源回路によれば、負荷の変
動が直接的にスイッチング素子の制御にフィードバック
されるため、負荷の変動によって導通角が変動すること
を確実に防止できるようになる。従って、良好な力率を
維持できると共に、負荷として例えばＤＣ−ＤＣコンバ
ータを用いる場合、高性能のＤＣ−ＤＣコンバータにす
る必要がなくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路設計が
容易になる。
動が直接的にスイッチング素子の制御にフィードバック
されるため、負荷の変動によって導通角が変動すること
を確実に防止できるようになる。従って、良好な力率を
維持できると共に、負荷として例えばＤＣ−ＤＣコンバ
ータを用いる場合、高性能のＤＣ−ＤＣコンバータにす
る必要がなくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路設計が
容易になる。
【図１】この発明の一実施例の電源回路を示す回路図で
ある。
ある。
【図２】図１の電源回路の各部の波形を示す説明図であ
る。
る。
【図３】負荷が相対的に小さいときの出力電圧および入
力電流を示す波形図である。
力電流を示す波形図である。
【図４】負荷が相対的に大きいときの出力電圧および入
力電流を示す波形図である。
力電流を示す波形図である。
【図５】従来の電源回路の一例を示す回路図である。
１００ 電源回路 １ タイマＩＣ Ｄｏ ブリッジ整流回路 Ｄ１，Ｄ２ ダイオード Ｌ１ チョークコイル Ｃ１ 平滑コンデンサ Ｃ２ コンデンサ Ｑ１ スイッチング素子 Ｒ１ 充電電流検出抵抗 Ｒ２ 負荷電流検出抵抗 Ｔｒ トランジスタ Ｕ１，Ｕ２ アンプ Ｕ３ コンパレータ Ｚ 負荷
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/21 G05F 1/10 H02M 3/155
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電圧を整流する整流回路（Ｄｏ）の
出力端子間に、チョークコイル（Ｌ１）と平滑コンデン
サと（Ｃ１）とスイッチング素子（Ｑ１）と充電電流検
出手段（Ｒ１）の直列回路を接続し、前記チョークコイ
ル（Ｌ１）と前記平滑コンデンサ（Ｃ１）の直列回路に
第１のダイオード（Ｄ１）を並列に接続し、前記スイッ
チング素子（Ｑ１）と前記充電電流検出抵抗（Ｒ１）の
直列回路に第２のダイオード（Ｄ２）を並列に接続し、
さらに、前記第１のダイオード（Ｄ１）と前記第２のダ
イオード（Ｄ２）の直列回路に負荷と負荷電流検出手段
（Ｒ２）とからなる直列回路を並列接続し、前記充電電
流検出手段（Ｒ１）により検出した充電電流（Ｉｃ）と
前記負荷電流検出手段（Ｒ２）により検出した負荷電流
（ＩＬ）とを比較しその比較結果に基づいて前記スイッ
チング素子（Ｑ１）を制御する制御回路（Ｕ３，Ｕ４，
Ｕ５）とを設けたことを特徴とする電源回路（１０
０）。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13374295A JP3227637B2 (ja) | 1995-05-31 | 1995-05-31 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13374295A JP3227637B2 (ja) | 1995-05-31 | 1995-05-31 | 電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08331852A JPH08331852A (ja) | 1996-12-13 |
| JP3227637B2 true JP3227637B2 (ja) | 2001-11-12 |
Family
ID=15111868
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13374295A Expired - Fee Related JP3227637B2 (ja) | 1995-05-31 | 1995-05-31 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3227637B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB201100219D0 (en) * | 2011-01-07 | 2011-02-23 | Tdk Lambada Uk Ltd | Power factor correction device |
| GB201105145D0 (en) | 2011-03-28 | 2011-05-11 | Tdk Lambda Uk Ltd | Controller |
-
1995
- 1995-05-31 JP JP13374295A patent/JP3227637B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08331852A (ja) | 1996-12-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3535902B2 (ja) | 力率補正回路 | |
| US5912552A (en) | DC to DC converter with high efficiency for light loads | |
| US7064527B2 (en) | Transition mode operating device for the correction of the power factor in switching power supply units | |
| US6333624B1 (en) | Circuit and method for a switching power supply with primary side transformer sensing | |
| US5646513A (en) | Dynamic loop compensator for continuous mode power converters | |
| US4293902A (en) | Transformerless fast current limiter with symetry correction for a switched-mode power supply | |
| JP3962466B2 (ja) | スイッチング型直流電源装置 | |
| US6778412B2 (en) | Synchronous converter with reverse current protection through variable inductance | |
| KR19990012879A (ko) | 전원공급장치의 역률개선회로 | |
| JPH0345984B2 (ja) | ||
| JP3196554B2 (ja) | 電流モード型スイッチング安定化電源装置 | |
| JP3227637B2 (ja) | 電源回路 | |
| JP2609330B2 (ja) | 電源装置 | |
| US5745357A (en) | Regulator circuit and multi-output switching power unit using the regulator circuit | |
| JP2653712B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP2512040B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH06103987B2 (ja) | ピーク電流制御方式コンバータ | |
| JP3027284B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3571959B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3436463B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2002142456A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH06327149A (ja) | 電源回路 | |
| JPS6364149B2 (ja) | ||
| JPH06233541A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JPH0749539Y2 (ja) | スイッチング電源 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |