JP3290746B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータを含む低損失電源供給装置 - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータを含む低損失電源供給装置Info
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、出力電圧の絶対値より
も高い絶対値を持つ入力電圧から、少なくとも１つの出
力電圧を発生させるための電源供給装置に関する。
も高い絶対値を持つ入力電圧から、少なくとも１つの出
力電圧を発生させるための電源供給装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】１つまたはそれ以上の出力電圧を供給す
るＤＣ／ＤＣコンバーターを含む電源供給装置が、電子
化装置への電力供給のために必要とされている。
るＤＣ／ＤＣコンバーターを含む電源供給装置が、電子
化装置への電力供給のために必要とされている。
【０００３】クロック制御のＤＣ／ＤＣコンバーターの
なかには、基本的な形式として阻止形コンバーターおよ
び導通形フォワードコンバーターがよく使用されてい
る。
なかには、基本的な形式として阻止形コンバーターおよ
び導通形フォワードコンバーターがよく使用されてい
る。
【０００４】ここにおいては、制御可能なスイッチを通
して入力ＤＣ電圧が、方形電圧に変換され、それらは制
限されそして平滑される。
して入力ＤＣ電圧が、方形電圧に変換され、それらは制
限されそして平滑される。
【０００５】第ＥＰ２７ １７１−Ａ１号は、フォワー
ドコンバーターとして構成された第ＥＰ２７ １７１−
Ａ１号の図２に示されているような、ＤＣ／ＤＣコンバ
ーターを含む電源供給装置を説明している。このＤＣ／
ＤＣコンバーターは、ここに入力電圧が加えられる入力
コンデンサーを含む一次回路を有している。
ドコンバーターとして構成された第ＥＰ２７ １７１−
Ａ１号の図２に示されているような、ＤＣ／ＤＣコンバ
ーターを含む電源供給装置を説明している。このＤＣ／
ＤＣコンバーターは、ここに入力電圧が加えられる入力
コンデンサーを含む一次回路を有している。
【０００６】この入力コンデンサーと並列に、トランジ
スタで構成され、そして出力コンデンサーと直列な二次
側における制御回路によって制御される、制御可能なス
イッチのスイッチングパスに直列にトランスの一次巻き
線が、接続されている。
スタで構成され、そして出力コンデンサーと直列な二次
側における制御回路によって制御される、制御可能なス
イッチのスイッチングパスに直列にトランスの一次巻き
線が、接続されている。
【０００７】二次側は、整流用ダイオードと直列な二次
巻き線、およびここから出力電圧が取り出される出力コ
ンデンサーを含んでいる。
巻き線、およびここから出力電圧が取り出される出力コ
ンデンサーを含んでいる。
【０００８】
【発明の目的】小さなスペースを必要とするだけではな
く、低い電力ロスを有する前述のような電力供給装置を
提供することが、本発明の目的である。
く、低い電力ロスを有する前述のような電力供給装置を
提供することが、本発明の目的である。
【０００９】
【発明の構成】前述の電源供給装置においては、この目
的は、出力電圧を発生させるための直列分岐制御器を提
供することにより、そしてＤＣ／ＤＣコンバーターの一
次回路が、出力電圧と入力電圧から形成された異なる電
圧が加えられるように構成され、二次回路は出力電圧を
発生するように構成されていることによって達成され
る。
的は、出力電圧を発生させるための直列分岐制御器を提
供することにより、そしてＤＣ／ＤＣコンバーターの一
次回路が、出力電圧と入力電圧から形成された異なる電
圧が加えられるように構成され、二次回路は出力電圧を
発生するように構成されていることによって達成され
る。
【００１０】次に出力電圧は、直列分岐制御器およびＤ
Ｃ／ＤＣコンバーターによって同時に発生される。この
ＤＣ／ＤＣコンバーターは、出力電圧と入力電圧との間
の差異電圧から形成される供給電圧で動作する。このよ
うにＤＣ／ＤＣコンバーターは、直列分岐制御器によっ
て発生されるロス電力で動作する。このＤＣ／ＤＣコン
バーターは、またそれが供給する出力電圧に比例する。
こうして電源供給装置のより高い効率が得られる。この
ＤＣ／ＤＣコンバーターは、全体電力のわずかな部分だ
け転送される必要があり、そしてそのため比例的により
小さく、そして空間を省略することができる。
Ｃ／ＤＣコンバーターによって同時に発生される。この
ＤＣ／ＤＣコンバーターは、出力電圧と入力電圧との間
の差異電圧から形成される供給電圧で動作する。このよ
うにＤＣ／ＤＣコンバーターは、直列分岐制御器によっ
て発生されるロス電力で動作する。このＤＣ／ＤＣコン
バーターは、またそれが供給する出力電圧に比例する。
こうして電源供給装置のより高い効率が得られる。この
ＤＣ／ＤＣコンバーターは、全体電力のわずかな部分だ
け転送される必要があり、そしてそのため比例的により
小さく、そして空間を省略することができる。
【００１１】直列分岐制御器が、ＤＣ／ＤＣコンバータ
ーの一次回路によって形成されるとき、さらに構成要素
が削除されるのであって、この一次回路は二次回路と直
列に接続される。この場合、入力電圧は、ＤＣ／ＤＣコ
ンバーターの一次回路のいずれの入力端子にも表れず、
しかし、一次および二次回路の共通出力端子上と同様、
１つの入力端子上のみに表れる。この電源供給装置の全
体効率は、一次および二次回路によって形成される、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバーターの効率から、および出力電圧に対
する入力電圧の比からの結果として得られる。
ーの一次回路によって形成されるとき、さらに構成要素
が削除されるのであって、この一次回路は二次回路と直
列に接続される。この場合、入力電圧は、ＤＣ／ＤＣコ
ンバーターの一次回路のいずれの入力端子にも表れず、
しかし、一次および二次回路の共通出力端子上と同様、
１つの入力端子上のみに表れる。この電源供給装置の全
体効率は、一次および二次回路によって形成される、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバーターの効率から、および出力電圧に対
する入力電圧の比からの結果として得られる。
【００１２】入力電圧の絶対値が出力電圧のそれよりも
高いとき、この全体効率は常に従来のＤＣ／ＤＣコンバ
ーターのそれを上回る。
高いとき、この全体効率は常に従来のＤＣ／ＤＣコンバ
ーターのそれを上回る。
【００１３】一次回路が少なくとも１つの入力コンデン
サーを有し、そして回路が入力コンデンサーと直列に接
続された少なくとも１つのコンデンサーを持っていると
き、入力コンデンサーおよび出力コンデンサーの直列接
続には、入力電圧が加えられるようにされ、そして出力
コンデンサーからは出力電圧を得るようにされ、入力コ
ンデンサーは、出力電圧と入力電圧との差異からつくら
れる差異電圧を負担する。
サーを有し、そして回路が入力コンデンサーと直列に接
続された少なくとも１つのコンデンサーを持っていると
き、入力コンデンサーおよび出力コンデンサーの直列接
続には、入力電圧が加えられるようにされ、そして出力
コンデンサーからは出力電圧を得るようにされ、入力コ
ンデンサーは、出力電圧と入力電圧との差異からつくら
れる差異電圧を負担する。
【００１４】このことは、入力コンデンサーが単にこの
差異電圧のみに比例する必要がある、ということであ
り、このことは入力コンデンサーが実質的により小さな
ものとして構成できるというを利点供給する。
差異電圧のみに比例する必要がある、ということであ
り、このことは入力コンデンサーが実質的により小さな
ものとして構成できるというを利点供給する。
【００１５】出力電圧の過電圧の場合における入力コン
デンサーのための極性の混乱に対する保護は、一次回路
がダイオードをとおして二次回路と直列に接続されるこ
とによって達成される。
デンサーのための極性の混乱に対する保護は、一次回路
がダイオードをとおして二次回路と直列に接続されるこ
とによって達成される。
【００１６】一次回路は、出力電圧と入力電圧との差異
電圧が加えられるようにされているため、このＤＣ／Ｄ
Ｃコンバーターは、より小さく、そして省スペース的に
製作される。
電圧が加えられるようにされているため、このＤＣ／Ｄ
Ｃコンバーターは、より小さく、そして省スペース的に
製作される。
【００１７】二次回路が阻止形コンバーターとして動作
するような、ＤＣ／ＤＣコンバーターの１つの可能性の
ある実施例は、一次回路が一次巻き線を有し、そして二
次回路が二次巻き線を有し、前記巻き線は逆方向の極性
であるときに、得られる。
するような、ＤＣ／ＤＣコンバーターの１つの可能性の
ある実施例は、一次回路が一次巻き線を有し、そして二
次回路が二次巻き線を有し、前記巻き線は逆方向の極性
であるときに、得られる。
【００１８】ＤＣ／ＤＣコンバーターが、フォワードコ
ンバーターとして動作するような、ＤＣ／ＤＣコンバー
ターの別の実施例は、一次回路が一次巻き線を有し、そ
して二次回路が二次巻き線を有し、前記巻き線は同じ方
向の極性である時に得られる。
ンバーターとして動作するような、ＤＣ／ＤＣコンバー
ターの別の実施例は、一次回路が一次巻き線を有し、そ
して二次回路が二次巻き線を有し、前記巻き線は同じ方
向の極性である時に得られる。
【００１９】このＤＣ／ＤＣコンバーターは、簡単な手
段によって容易に制御できるものであり、ＤＣ／ＤＣコ
ンバーターは制御可能なスイッチのオン時間を制御する
ための制御機器を含んでおり、ここでは、制御機器に供
給される補助的電圧を発生するための、一次および二次
巻き線に結合するトランスのさらに別の二次巻き線を備
えている。
段によって容易に制御できるものであり、ＤＣ／ＤＣコ
ンバーターは制御可能なスイッチのオン時間を制御する
ための制御機器を含んでおり、ここでは、制御機器に供
給される補助的電圧を発生するための、一次および二次
巻き線に結合するトランスのさらに別の二次巻き線を備
えている。
【００２０】一次回路が高いクロック周波数で動作する
ための制御可能なスイッチを有しているとき、小さなＤ
Ｃ／ＤＣコンバーターが得られる。本発明はこの後、実
施例を示す図面をもとに詳細に説明される。
ための制御可能なスイッチを有しているとき、小さなＤ
Ｃ／ＤＣコンバーターが得られる。本発明はこの後、実
施例を示す図面をもとに詳細に説明される。
【００２１】
【実施例】図１に示す電源供給装置は、出力電圧Ｕａの
それよりも高い絶対値の入力電圧Ｕｅから出力電圧Ｕａ
を発生させるように働く。入力電圧Ｕｅは、入力端子１
０および１２の間に加えられ、そして出力電圧Ｕａは出
力端子１１および１２の間に得ることができる。この電
源供給装置は、直列分岐制御器Ｌを有し、その両端には
差異電圧Ｕｃ1が降下する。この差異電圧Ｕｃ1は出力電
圧Ｕａと入力電圧Ｕｅとの間の差異から形成され、一次
回路１および二次回路２を有するＤＣ／ＤＣコンバータ
ーＧのための入力電圧として働く。
それよりも高い絶対値の入力電圧Ｕｅから出力電圧Ｕａ
を発生させるように働く。入力電圧Ｕｅは、入力端子１
０および１２の間に加えられ、そして出力電圧Ｕａは出
力端子１１および１２の間に得ることができる。この電
源供給装置は、直列分岐制御器Ｌを有し、その両端には
差異電圧Ｕｃ1が降下する。この差異電圧Ｕｃ1は出力電
圧Ｕａと入力電圧Ｕｅとの間の差異から形成され、一次
回路１および二次回路２を有するＤＣ／ＤＣコンバータ
ーＧのための入力電圧として働く。
【００２２】図１に示す電源供給装置においては、出力
電圧Ｕａは縦型への制御器ＬおよびＤＣ／ＤＣコンバー
ターＧによって同時に発生される。
電圧Ｕａは縦型への制御器ＬおよびＤＣ／ＤＣコンバー
ターＧによって同時に発生される。
【００２３】差異電圧Ｕｃ1は供給電圧として、すなわ
ちＤＣ／ＤＣコンバーターＧのための入力電圧として用
いられ、そのようにしてＤＣ／ＤＣコンバーターＧは直
列分岐制御器Ｌによって発生される以外の電力損失で動
作する。このＤＣ／ＤＣコンバーターＧは、比例してい
るので、それはまた出力電圧Ｕａを供給する。一次回路
１および二次回路２の変換比は、二次回路２もまた出力
電圧Ｕａを発生させるように選択される。このＤＣ／Ｄ
ＣコンバーターＧは、全体の電力Ｐａのわずかな部分だ
けを、すなわち約（Ｕｅ−Ｕａ）／Ｕａ＊Ｐａだけを、
変換する必要があるため、より小さく比例することがで
き、そしてそのためスペースが省かれる。図１に示す電
源供給装置の全体効率は、ＤＣ／ＤＣコンバーターＧの
効率および電圧比Ｕａ／Ｕｅに影響される。この全体効
率は常に単にＤＣ／ＤＣコンバーターを含む電源供給装
置を用いてつくられるときよりは高い。
ちＤＣ／ＤＣコンバーターＧのための入力電圧として用
いられ、そのようにしてＤＣ／ＤＣコンバーターＧは直
列分岐制御器Ｌによって発生される以外の電力損失で動
作する。このＤＣ／ＤＣコンバーターＧは、比例してい
るので、それはまた出力電圧Ｕａを供給する。一次回路
１および二次回路２の変換比は、二次回路２もまた出力
電圧Ｕａを発生させるように選択される。このＤＣ／Ｄ
ＣコンバーターＧは、全体の電力Ｐａのわずかな部分だ
けを、すなわち約（Ｕｅ−Ｕａ）／Ｕａ＊Ｐａだけを、
変換する必要があるため、より小さく比例することがで
き、そしてそのためスペースが省かれる。図１に示す電
源供給装置の全体効率は、ＤＣ／ＤＣコンバーターＧの
効率および電圧比Ｕａ／Ｕｅに影響される。この全体効
率は常に単にＤＣ／ＤＣコンバーターを含む電源供給装
置を用いてつくられるときよりは高い。
【００２４】図２は入力端子１０および１２の間に表れ
るより高い絶対値の入力電圧のＵｅから出力端子１１お
よび１２の間に表れる出力電圧Ｕａを発生するための電
源供給装置の別の実施例を示している。この目的のため
に、一次回路１および二次回路２を含むＤＣ／ＤＣコン
バーターＧが用いられる。このＤＣ／ＤＣコンバーター
Ｇは、端子１０および１１の間に表れ、そして出力電圧
Ｕａと入力電圧Ｕｅとの差異でつくられる差異電圧Ｕｃ
1が供給される。ダイオードＤ１を通って、一次回路１
は直列に二次回路２に接続される。ダイオードＤ１の代
わりの破線１３は、ダイオードＤ１の代わりに提供され
る可能性のある、直接接続を表している。
るより高い絶対値の入力電圧のＵｅから出力端子１１お
よび１２の間に表れる出力電圧Ｕａを発生するための電
源供給装置の別の実施例を示している。この目的のため
に、一次回路１および二次回路２を含むＤＣ／ＤＣコン
バーターＧが用いられる。このＤＣ／ＤＣコンバーター
Ｇは、端子１０および１１の間に表れ、そして出力電圧
Ｕａと入力電圧Ｕｅとの差異でつくられる差異電圧Ｕｃ
1が供給される。ダイオードＤ１を通って、一次回路１
は直列に二次回路２に接続される。ダイオードＤ１の代
わりの破線１３は、ダイオードＤ１の代わりに提供され
る可能性のある、直接接続を表している。
【００２５】図２に示される電源供給装置は、たとえば
入力電圧Ｕｅから、わずかに低い出力電圧Ｕａが発生さ
れる時に用いることができ、そして発生する電力損失、
そして必要とされるスペースは最小化される。一次回路
１、および二次回路２の直列接続の結果として、ＤＣ／
ＤＣコンバーターＧは全体電力のわずかな部分だけを変
換する必要がある。結果として、ＤＣ／ＤＣコンバータ
ーＧは、より小さくなるように比例し、その結果スペー
スが省かれる。入力電圧Ｕｅは、ＤＣ／ＤＣコンバータ
ーＧの一次回路の両方の入力端子１０および１１上に表
れないが、しかし、入力端子１０と一次および二次回路
の共通入力／出力端子１２との間に表れる。電源供給装
置全体の総合効率ηgesはＤＣ／ＤＣコンバーターＧの
効率ηwから、および入力電圧Ｕｅに対する出力電圧Ｕ
ａの比から、結果として得られるものであり、その式
は、 ηges＝Ｕａ＊Ｉａ／（Ｕｅ＊Ｉｅ）＝Ｕａ／Ｕｅ（１−ηw）＋ηw ここで、関係式 Ｉａ＝Ｉｅ＋Ｉｅ＊ηw（Ｕｅ−Ｕａ）／Ｕａ はＩｅに関して用いられる。ここでは、ダイオードＤ１
両端間の電圧降下は、配慮されていない。ηw＜１，で
あると仮定すれば、総合効率は常に出力電圧Ｕａの絶対
値が入力電圧Ｕｅのそれよりも小さいならば、一般的な
ＤＣ／ＤＣコンバーターを用いてつくられたときよりも
良好である。スイッチング周波数を約１００ｋＨｚを用
いて、実験室試験が用いて行われたが、約９５パーセン
トの総合効率ηgesが得られた。図２に示す電源供給装
置は、用いられているＤＣ／ＤＣコンバーターの形式か
ら独立している。満足されるべき条件は、一次および二
次側の間の電気的絶縁が配慮されるということを含んで
いる。ダイオードＤ１が用いられるとき、差異電圧Ｕｃ
1はダイオードＤ１両端間の電圧よりも大きくされるべ
きである。
入力電圧Ｕｅから、わずかに低い出力電圧Ｕａが発生さ
れる時に用いることができ、そして発生する電力損失、
そして必要とされるスペースは最小化される。一次回路
１、および二次回路２の直列接続の結果として、ＤＣ／
ＤＣコンバーターＧは全体電力のわずかな部分だけを変
換する必要がある。結果として、ＤＣ／ＤＣコンバータ
ーＧは、より小さくなるように比例し、その結果スペー
スが省かれる。入力電圧Ｕｅは、ＤＣ／ＤＣコンバータ
ーＧの一次回路の両方の入力端子１０および１１上に表
れないが、しかし、入力端子１０と一次および二次回路
の共通入力／出力端子１２との間に表れる。電源供給装
置全体の総合効率ηgesはＤＣ／ＤＣコンバーターＧの
効率ηwから、および入力電圧Ｕｅに対する出力電圧Ｕ
ａの比から、結果として得られるものであり、その式
は、 ηges＝Ｕａ＊Ｉａ／（Ｕｅ＊Ｉｅ）＝Ｕａ／Ｕｅ（１−ηw）＋ηw ここで、関係式 Ｉａ＝Ｉｅ＋Ｉｅ＊ηw（Ｕｅ−Ｕａ）／Ｕａ はＩｅに関して用いられる。ここでは、ダイオードＤ１
両端間の電圧降下は、配慮されていない。ηw＜１，で
あると仮定すれば、総合効率は常に出力電圧Ｕａの絶対
値が入力電圧Ｕｅのそれよりも小さいならば、一般的な
ＤＣ／ＤＣコンバーターを用いてつくられたときよりも
良好である。スイッチング周波数を約１００ｋＨｚを用
いて、実験室試験が用いて行われたが、約９５パーセン
トの総合効率ηgesが得られた。図２に示す電源供給装
置は、用いられているＤＣ／ＤＣコンバーターの形式か
ら独立している。満足されるべき条件は、一次および二
次側の間の電気的絶縁が配慮されるということを含んで
いる。ダイオードＤ１が用いられるとき、差異電圧Ｕｃ
1はダイオードＤ１両端間の電圧よりも大きくされるべ
きである。
【００２６】図３は、より高い絶対値の入力電圧Ｕｅか
ら出力電圧Ｕａを発生させるための別の実施例を示して
いる。この電源供給装置は、一次回路１および二次回路
２を有するＤＣ／ＤＣコンバーター１、２を有してい
る。この一次回路は、一次巻き線Ｗ１と直列に接続され
ている制御可能なスイッチＳ，制御可能なスイッチＳの
スイッチング路の直列接続に並列に接続された入力コン
デンサーＣ１および一次巻き線Ｗ１とを含んでいる。こ
の二次回路２は、整流用ダイオードＤ２と直列な二次巻
き線Ｗ２、整流用ダイオードの直列接続に並列に接続さ
れた出力コンデンサーＣ２、および二次巻き線Ｗ２とを
含んでいる。制御可能なスイッチＳは、出力電圧Ｕａか
ら得られた制御電圧を通して、制御されることのでき
る、たとえば、パルス幅モジュレータのような制御装置
Ｒによって制御される。一次回路１は、接続１３を通し
て、またはダイオードＤ１を通して二次回路２と直列に
接続される。
ら出力電圧Ｕａを発生させるための別の実施例を示して
いる。この電源供給装置は、一次回路１および二次回路
２を有するＤＣ／ＤＣコンバーター１、２を有してい
る。この一次回路は、一次巻き線Ｗ１と直列に接続され
ている制御可能なスイッチＳ，制御可能なスイッチＳの
スイッチング路の直列接続に並列に接続された入力コン
デンサーＣ１および一次巻き線Ｗ１とを含んでいる。こ
の二次回路２は、整流用ダイオードＤ２と直列な二次巻
き線Ｗ２、整流用ダイオードの直列接続に並列に接続さ
れた出力コンデンサーＣ２、および二次巻き線Ｗ２とを
含んでいる。制御可能なスイッチＳは、出力電圧Ｕａか
ら得られた制御電圧を通して、制御されることのでき
る、たとえば、パルス幅モジュレータのような制御装置
Ｒによって制御される。一次回路１は、接続１３を通し
て、またはダイオードＤ１を通して二次回路２と直列に
接続される。
【００２７】一次回路１および二次回路２の直列接続に
よって、出力電圧Ｕａと、入力電圧Ｕｅとの差異からな
る差異電圧Ｕｃ1だけがＤＣ／ＤＣコンバーター１、２
の入力コンデンサーＣ１両端間に表れる。このことは、
入力コンデンサーＣ１がこの差異電圧Ｕｃ1に関しての
み比例すればよく、そしてそのために実質的により小さ
く構成できるという利点を提供する。図３に示された実
施例においては、一次巻き線Ｗ１、および二次巻き線Ｗ
２は差異電圧Ｕｃ1および出力電圧Ｕａに関して、反対
巻きに巻かれている。制御可能なスイッチＳの導通性お
よび阻止性フェーズの間に実質的に一定の電流が回路の
入力から出力に向かって流れ、これは入力コンデンサー
Ｃ１がすでに導通性、および阻止性フェーズに関する平
均値を形成しているからである。加えて、阻止性フェー
ズの間は、順次減少する電流が二次巻き線Ｗ２を通って
出力に流れる。入力コンデンサーＣ１は、こうしてま
た、出力電圧Ｕａの平滑にも寄与し、出力電圧Ｕａの同
じリップルに関して出力コンデンサーＣ２は比例してお
り、実質的により小さくなる。
よって、出力電圧Ｕａと、入力電圧Ｕｅとの差異からな
る差異電圧Ｕｃ1だけがＤＣ／ＤＣコンバーター１、２
の入力コンデンサーＣ１両端間に表れる。このことは、
入力コンデンサーＣ１がこの差異電圧Ｕｃ1に関しての
み比例すればよく、そしてそのために実質的により小さ
く構成できるという利点を提供する。図３に示された実
施例においては、一次巻き線Ｗ１、および二次巻き線Ｗ
２は差異電圧Ｕｃ1および出力電圧Ｕａに関して、反対
巻きに巻かれている。制御可能なスイッチＳの導通性お
よび阻止性フェーズの間に実質的に一定の電流が回路の
入力から出力に向かって流れ、これは入力コンデンサー
Ｃ１がすでに導通性、および阻止性フェーズに関する平
均値を形成しているからである。加えて、阻止性フェー
ズの間は、順次減少する電流が二次巻き線Ｗ２を通って
出力に流れる。入力コンデンサーＣ１は、こうしてま
た、出力電圧Ｕａの平滑にも寄与し、出力電圧Ｕａの同
じリップルに関して出力コンデンサーＣ２は比例してお
り、実質的により小さくなる。
【００２８】図４は、一次回路１および二次回路２を有
する電源供給装置のさらに別の実施例を示している。こ
の図においては、参照記号はすでに図１から図３に参照
されて用いられたものが再び用いられている。一次回路
１の構成は、図３において示された実施例に相当してい
る。二次回路２は基本的に図３に示されたＤＣ／ＤＣコ
ンバーターに相当している。単に二次回路２のトランス
Ｔｒの二次巻き線が直列二次巻き線Ｗ２１、Ｗ２２によ
って構成されている。このトランスＴｒはまた、そこに
ダイオードＤ３がコンデンサーＣ３に直列に接続されて
いるさらに別の二次巻き線Ｗ３を含んでいる。制御装置
Ｒに電力を与えるための補助的電圧Ｕｈは、コンデンサ
ーＣ３から得られる。この目的のためにコンデンサーＣ
３は、一次回路１の入力端子１０に接続される。図４に
示される電源供給装置の機能は、基本的には図３を参照
して説明された動作に相当している。二次巻き線の２つ
の直列に接続された二次巻き線Ｗ２１、およびＷ２２へ
の再分割は、一次および二次巻き線の間に改善された結
合が発生するという利点を提供する。
する電源供給装置のさらに別の実施例を示している。こ
の図においては、参照記号はすでに図１から図３に参照
されて用いられたものが再び用いられている。一次回路
１の構成は、図３において示された実施例に相当してい
る。二次回路２は基本的に図３に示されたＤＣ／ＤＣコ
ンバーターに相当している。単に二次回路２のトランス
Ｔｒの二次巻き線が直列二次巻き線Ｗ２１、Ｗ２２によ
って構成されている。このトランスＴｒはまた、そこに
ダイオードＤ３がコンデンサーＣ３に直列に接続されて
いるさらに別の二次巻き線Ｗ３を含んでいる。制御装置
Ｒに電力を与えるための補助的電圧Ｕｈは、コンデンサ
ーＣ３から得られる。この目的のためにコンデンサーＣ
３は、一次回路１の入力端子１０に接続される。図４に
示される電源供給装置の機能は、基本的には図３を参照
して説明された動作に相当している。二次巻き線の２つ
の直列に接続された二次巻き線Ｗ２１、およびＷ２２へ
の再分割は、一次および二次巻き線の間に改善された結
合が発生するという利点を提供する。
【００２９】図５は、電源供給装置のさらに別の実施例
を示している。ここでは、図１から図４に関連して用い
られた参照記号が再び用いられている。図３および図４
に示された電源回路とはことなり、図５ａに示される実
施例においては、トランスＴｒの二次巻き線Ｗ２に接続
されている二次回路２は、そこに出力コンデンサーＣ２
が接続されているブロック４を単に含んでいるだけであ
る。図５ｂおよび図５ｃは、このブロック４を実行する
回路技術を示している。図５ａに示される二次回路２
は、フォワードコンバーター（図５ｂ）と同様に、フラ
イバックコンバーター（図５ｃ）として構成されること
ができるということは明かである。二次回路がフライバ
ックコンバーターとして構成されるとき、一次巻き線Ｗ
１および二次巻き線Ｗ２は反対の極性とされる。二次回
路２がフォワードコンバーターとして構成されるとき、
一次巻き線および二次巻き線は同じ極性が与えられる。
を示している。ここでは、図１から図４に関連して用い
られた参照記号が再び用いられている。図３および図４
に示された電源回路とはことなり、図５ａに示される実
施例においては、トランスＴｒの二次巻き線Ｗ２に接続
されている二次回路２は、そこに出力コンデンサーＣ２
が接続されているブロック４を単に含んでいるだけであ
る。図５ｂおよび図５ｃは、このブロック４を実行する
回路技術を示している。図５ａに示される二次回路２
は、フォワードコンバーター（図５ｂ）と同様に、フラ
イバックコンバーター（図５ｃ）として構成されること
ができるということは明かである。二次回路がフライバ
ックコンバーターとして構成されるとき、一次巻き線Ｗ
１および二次巻き線Ｗ２は反対の極性とされる。二次回
路２がフォワードコンバーターとして構成されるとき、
一次巻き線および二次巻き線は同じ極性が与えられる。
【００３０】図３から図５に示される実施例は、それぞ
れの電源供給装置が負の入力および出力電圧を持つよう
に表されている。原理的には、示されている電源供給装
置はまた、正の入力および出力電圧を持つものにも適し
ている。図３に示された実施例に関して、それを実行す
るためには回路素子を出力端子から制御装置Ｒへの接続
リードに関して反対がえしにし、そしてスイッチングト
ランジスタを適性に適応できるトランジスタに置き換え
ることによって得られる。
れの電源供給装置が負の入力および出力電圧を持つよう
に表されている。原理的には、示されている電源供給装
置はまた、正の入力および出力電圧を持つものにも適し
ている。図３に示された実施例に関して、それを実行す
るためには回路素子を出力端子から制御装置Ｒへの接続
リードに関して反対がえしにし、そしてスイッチングト
ランジスタを適性に適応できるトランジスタに置き換え
ることによって得られる。
【００３１】
【発明の効果】小さなスペースを必要とするだけではな
く、低い電力ロスを有する電力供給装置を提供すること
ができる。
く、低い電力ロスを有する電力供給装置を提供すること
ができる。
【図１】電源供給装置の回路図。
【図２】電源供給装置の別の回路図。
【図３】電源供給装置のための一つの例としての回路
図。
図。
【図４】電源供給装置の別の実施例の回路図。
【図５】ＤＣ／ＤＣコンバーターに適した実施例を含む
電源供給装置の回路図。
電源供給装置の回路図。
１ 一次回路 ２ 二次回路 １０ 入力端子 １１ 出力端子 １２ 共通端子 １３ 接続 Ｃ１ 入力コンデンサー Ｃ２ 出力コンデンサー Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード Ｓ スイッチ Ｗ「」 巻き線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (73)特許権者 597084238 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ｄｒｉｖｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ，ＮＪ，Ｕ. Ｓ．Ａ. (56)参考文献 特開 平１−198274（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−25389（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/00
Claims (3)
- 【請求項１】 出力電圧の絶対値よりも高い絶対値を持
つ入力電圧（Ｕｅ）から、少なくとも１つの出力電圧
（Ｕａ）を発生させるための電源供給装置において、１次回路および２次回路を有するＤＣ／ＤＣコンバータ
ーを有しており、 前記１次回路は、前記２次回路と直列に接続されてお
り、 前記 ＤＣ／ＤＣコンバーターの１次回路は、出力電圧と
入力電圧とから形成される差異電圧（Ｕｃ１）が印加さ
れるように構成されており、前記 ２次回路は、出力電圧を発生させるように構成され
ており、前記１次回路は少なくとも１つの入力コンデンサーを有
しており、 前記２次回路は、前記入力コンデンサーと直列接続され
た少なくとも１つの出力コンデンサーを有しており、 入力電圧は、前記入力コンデンサーと前記出力コンデン
サーの直列接続に印加され、 前記出力コンデンサーは出力電圧を導出するよう構成さ
れている、 ことを特徴とする電源供給装置。 - 【請求項２】 前記１次回路および２次回路は、それぞ
れ、トランスの１次巻き線および２次巻き線と、前記１
次巻き線に接続された制御可能なスイッチとを有してお
り、 前記ＤＣ／ＤＣコンバーターは、前記制御可能なスイッ
チのターンオン時間を制御するための制御装置と、前記
トランスの別の２次巻き線とを有しており、 当該別の２
次巻き線は、前記制御装置に電圧を印加するための補助
電圧を発生させるために、前記１次巻き線と２次巻き線
を結合する、 請求項１記載の電源供給装置。 - 【請求項３】 前記１次回路は、ダイオードを介して前
記２次回路と直列に接続されている、請求項１記載の電
源供給装置。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| DE4210980.9 | 1992-04-02 | ||
| DE4210980A DE4210980A1 (de) | 1992-04-02 | 1992-04-02 | Verlustarme Stromversorgungseinrichtung mit einem Gleichspannungswandler |
Publications (2)
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|---|---|
| JPH06141536A JPH06141536A (ja) | 1994-05-20 |
| JP3290746B2 true JP3290746B2 (ja) | 2002-06-10 |
Family
ID=6455825
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07653693A Expired - Fee Related JP3290746B2 (ja) | 1992-04-02 | 1993-04-02 | Ｄｃ／ｄｃコンバータを含む低損失電源供給装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5442536A (ja) |
| EP (1) | EP0568123B1 (ja) |
| JP (1) | JP3290746B2 (ja) |
| DE (2) | DE4210980A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| US5457379A (en) * | 1993-10-15 | 1995-10-10 | At&T Ipm Corp. | High efficiency switch mode regulator |
| US5621623A (en) * | 1994-01-28 | 1997-04-15 | Fujitsu Limited | DC-DC converter using flyback voltage |
| US5610804A (en) * | 1994-06-20 | 1997-03-11 | Tdk Corporation | Power supply with dual energy transfer circuits for power factor correction |
| KR970031200A (ko) * | 1995-11-13 | 1997-06-26 | 이준 | 단일 전력단 고역률 컨버터 |
| AT409568B (de) * | 1997-08-12 | 2002-09-25 | Felix Dipl Ing Dr Himmelstoss | Schaltungen zur umformung von gleichspannungen mit hilfe von spartransformatoren |
| US20080317807A1 (en) * | 2007-06-22 | 2008-12-25 | The University Of Hong Kong | Strontium fortified calcium nano-and microparticle compositions and methods of making and using thereof |
| US10181798B2 (en) | 2013-12-18 | 2019-01-15 | Danmarks Tekniske Universitet | Step-up DC-DC power converter |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1591630C3 (de) * | 1967-01-12 | 1974-03-28 | Telefunken Patentverwertungsgesellschaft Mbh, 7900 Ulm | Schaltungsanordnung zur Spannungsregelung für Stromversorgungsgeräte der Nachrichtentechnik, insbesondere der Fernmeldetechnik |
| US3889177A (en) * | 1972-06-15 | 1975-06-10 | Amp Inc | Power supply having substantially constant output during load switching |
| DE2936464A1 (de) * | 1979-09-10 | 1981-03-12 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Durchfluss-gleichstromumrichter |
| SU930301A1 (ru) * | 1980-09-18 | 1982-05-23 | Предприятие П/Я Г-4084 | Импульсный регул тор посто нного напр жени |
| US4549254A (en) * | 1983-02-03 | 1985-10-22 | Chrysler Corporation | Buck-boost regulated D.C. to D.C. power supply |
| DE3310678C2 (de) * | 1983-03-24 | 1986-09-25 | Braun Ag, 6000 Frankfurt | Schaltung zur Regelung der Ausgangsspannung eines elektronischen Schaltnetzteiles |
| DE3534580A1 (de) * | 1985-09-27 | 1987-04-02 | Siemens Ag | Schaltspannungsregler |
| US4767978A (en) * | 1986-04-25 | 1988-08-30 | Halliburton Company | Hybrid switching circuit in a DC to DC converter |
| US4829232A (en) * | 1988-09-02 | 1989-05-09 | General Motors Corporation | Nonlinear resonant switch and converter |
| DE69010664T2 (de) * | 1990-03-12 | 1994-11-17 | Alcatel Nv | Schaltnetzteil. |
-
1992
- 1992-04-02 DE DE4210980A patent/DE4210980A1/de not_active Withdrawn
-
1993
- 1993-03-05 US US08/026,710 patent/US5442536A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-03-24 DE DE59307301T patent/DE59307301D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-03-24 EP EP93200840A patent/EP0568123B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-02 JP JP07653693A patent/JP3290746B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0568123A1 (de) | 1993-11-03 |
| EP0568123B1 (de) | 1997-09-10 |
| JPH06141536A (ja) | 1994-05-20 |
| US5442536A (en) | 1995-08-15 |
| DE59307301D1 (de) | 1997-10-16 |
| DE4210980A1 (de) | 1993-10-07 |
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