JP2001103755A - 位相制御型ポストレギュレータ、その動作方法及びそれを用いたパワーコンバータ - Google Patents
位相制御型ポストレギュレータ、その動作方法及びそれを用いたパワーコンバータInfo
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来型の設計に関する問題点を軽減するとと
もに、フルブリッジトポロジーの効率に関する利点を保
持するパワーコンバータを提供すること。 【解決手段】 出力整流器に接続されるインバータを備
えるパワーコンバータにおいて用いるためのポストレギ
ュレータ、その動作方法及びポストレギュレータを組み
込むパワーコンバータまたはその動作方法。一つの実施
形態では、（１）少なくとも１つの制御式スイッチを備
え、前記パワーコンバータの出力に接続され、前記パワ
ーコンバータから出力電圧を受信し、そこから位相をシ
フトした波形を生成するスイッチング回路と、（２）前
記スイッチング回路に接続される一次巻線と前記整流器
に接続される二次巻線とを備え、前記パワーコンバータ
を調整するために前記位相をシフトした波形を前記整流
器に供給し、それにより前記インバータが調整されない
ことを可能にする変圧器とを備える。
もに、フルブリッジトポロジーの効率に関する利点を保
持するパワーコンバータを提供すること。 【解決手段】 出力整流器に接続されるインバータを備
えるパワーコンバータにおいて用いるためのポストレギ
ュレータ、その動作方法及びポストレギュレータを組み
込むパワーコンバータまたはその動作方法。一つの実施
形態では、（１）少なくとも１つの制御式スイッチを備
え、前記パワーコンバータの出力に接続され、前記パワ
ーコンバータから出力電圧を受信し、そこから位相をシ
フトした波形を生成するスイッチング回路と、（２）前
記スイッチング回路に接続される一次巻線と前記整流器
に接続される二次巻線とを備え、前記パワーコンバータ
を調整するために前記位相をシフトした波形を前記整流
器に供給し、それにより前記インバータが調整されない
ことを可能にする変圧器とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は全般にパワーコンバ
ータに関し、より詳細には位相制御型ポストレギュレー
タ、該ポストレギュレータを動作させる方法及びそのシ
ステム或いは方法を利用したパワーコンバータに関す
る。
ータに関し、より詳細には位相制御型ポストレギュレー
タ、該ポストレギュレータを動作させる方法及びそのシ
ステム或いは方法を利用したパワーコンバータに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】パワーエレクトロニクスの分野では引き
続いて、より効率的で、しかも低雑音のパワーコンバー
タを開発することが目標となっている。パワーコンバー
タは典型的には入力のＤＣ電圧を、該入力ＤＣ電圧とは
異なる種々の他のＤＣ電圧、すなわち該入力ＤＣ電圧よ
りも低い電圧或いは高い電圧に変換する必要がある応用
形態において用いられる。その例としては電気通信及び
コンピュータシステムなどがあり、それらのシステムで
は、高い電圧を、システムを動作させる低い電圧に変換
しなければならない。パワーコンバータは、スイッチン
グ損失、スイッチングノイズ及び電力変圧器において生
じるコモンモードノイズのような問題を抱える場合も多
い。スイッチング損失はシステム効率の低下を招き、そ
の結果、同じ出力電力を得るのに、より大きな入力電力
が必要になる。スイッチングノイズ及びコモンモード変
圧器ノイズはいずれも伝導し、かつ放射されるため、フ
ィルタリングして、他の高感度の電子機器との干渉を防
ぐか、或いは低減するようにしなければならない。
続いて、より効率的で、しかも低雑音のパワーコンバー
タを開発することが目標となっている。パワーコンバー
タは典型的には入力のＤＣ電圧を、該入力ＤＣ電圧とは
異なる種々の他のＤＣ電圧、すなわち該入力ＤＣ電圧よ
りも低い電圧或いは高い電圧に変換する必要がある応用
形態において用いられる。その例としては電気通信及び
コンピュータシステムなどがあり、それらのシステムで
は、高い電圧を、システムを動作させる低い電圧に変換
しなければならない。パワーコンバータは、スイッチン
グ損失、スイッチングノイズ及び電力変圧器において生
じるコモンモードノイズのような問題を抱える場合も多
い。スイッチング損失はシステム効率の低下を招き、そ
の結果、同じ出力電力を得るのに、より大きな入力電力
が必要になる。スイッチングノイズ及びコモンモード変
圧器ノイズはいずれも伝導し、かつ放射されるため、フ
ィルタリングして、他の高感度の電子機器との干渉を防
ぐか、或いは低減するようにしなければならない。
【０００３】現在のパワーコンバータの設計は多くの場
合、２つのフルブリッジ制御方式、すなわち従来型のフ
ルブリッジ方式或いは位相制御型のフルブリッジ方式の
いずれか１つの方式を実施している。いずれの制御方式
とも、４つの制御式スイッチ（例えばパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ）、絶縁変圧器、出力整流器及び出力フィルタを備え
るフルブリッジインバータトポロジーを用いる。制御式
スイッチを制御するためにコントローラが備えられ、用
いられる。
合、２つのフルブリッジ制御方式、すなわち従来型のフ
ルブリッジ方式或いは位相制御型のフルブリッジ方式の
いずれか１つの方式を実施している。いずれの制御方式
とも、４つの制御式スイッチ（例えばパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ）、絶縁変圧器、出力整流器及び出力フィルタを備え
るフルブリッジインバータトポロジーを用いる。制御式
スイッチを制御するためにコントローラが備えられ、用
いられる。
【０００４】従来型のフルブリッジは概ね以下のように
動作する。制御式スイッチは対角線上に２つの対をなし
て配設され、絶縁変圧器の一次巻線間に異なる極性の入
力ＤＣ電圧を印加するために、スイッチング周期の一部
の時間に交互にターンオンされる。こうして制御式スイ
ッチは、入力ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換し、絶縁変圧器
を駆動するように動作する。対角をなすスイッチ対の導
通時間の合間には、全ての制御式スイッチが、スイッチ
ング周期の一部分の間ターンオフされる。これにより理
想的には、絶縁変圧器の一次巻線にかかる電圧が強制的
に０にされるべきである。次に、出力整流器が絶縁変圧
器からのＡＣ電圧を整流する。それゆえ理想的には、整
流された絶縁変圧器の電圧は、対角をなす制御式スイッ
チ対のデューティ比に比例する平均電圧を有する方形波
になるであろう。
動作する。制御式スイッチは対角線上に２つの対をなし
て配設され、絶縁変圧器の一次巻線間に異なる極性の入
力ＤＣ電圧を印加するために、スイッチング周期の一部
の時間に交互にターンオンされる。こうして制御式スイ
ッチは、入力ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換し、絶縁変圧器
を駆動するように動作する。対角をなすスイッチ対の導
通時間の合間には、全ての制御式スイッチが、スイッチ
ング周期の一部分の間ターンオフされる。これにより理
想的には、絶縁変圧器の一次巻線にかかる電圧が強制的
に０にされるべきである。次に、出力整流器が絶縁変圧
器からのＡＣ電圧を整流する。それゆえ理想的には、整
流された絶縁変圧器の電圧は、対角をなす制御式スイッ
チ対のデューティ比に比例する平均電圧を有する方形波
になるであろう。
【０００５】出力フィルタは整流された電圧を平滑化
し、フィルタリングして、パワーコンバータの出力端に
概ね一定の出力電圧を与える。コントローラは出力電圧
をモニタし、対角をなす制御式スイッチ対のデューティ
比を調整して、入力ＤＣ電圧及び負荷が変動する場合で
も、出力電圧を一定のレベルに保持する。
し、フィルタリングして、パワーコンバータの出力端に
概ね一定の出力電圧を与える。コントローラは出力電圧
をモニタし、対角をなす制御式スイッチ対のデューティ
比を調整して、入力ＤＣ電圧及び負荷が変動する場合で
も、出力電圧を一定のレベルに保持する。
【０００６】しかしながら実際には、整流された電圧は
完全には方形波ではない。なぜなら全ての制御式スイッ
チがターンオフすることにより、絶縁変圧器の漏れイン
ダクタンスと制御式スイッチの寄生容量との間でリンギ
ングが誘発されるためである。このリンギングによりエ
ネルギーは散逸され、それによりパワーコンバータの効
率が低下する。またこのリンギングは、伝導し、放射さ
れる電磁干渉のような著しいノイズを発生させる。
完全には方形波ではない。なぜなら全ての制御式スイッ
チがターンオフすることにより、絶縁変圧器の漏れイン
ダクタンスと制御式スイッチの寄生容量との間でリンギ
ングが誘発されるためである。このリンギングによりエ
ネルギーは散逸され、それによりパワーコンバータの効
率が低下する。またこのリンギングは、伝導し、放射さ
れる電磁干渉のような著しいノイズを発生させる。
【０００７】位相制御型フルブリッジは、従来型のフル
ブリッジのスイッチング損失及びスイッチングノイズの
問題を軽減するために開発されたものである。位相制御
型フルブリッジの構成は基本的には従来型のフルブリッ
ジの構成と同じである。しかしながら制御式スイッチが
ターンオンする前に、制御式スイッチ間にゼロ電圧を生
成するように制御式スイッチが動作することに起因する
利点を有する。位相制御型フルブリッジは、両方の制御
式スイッチをターンオフさせる代わりに、対角をなすス
イッチ対のうちの片方のみをターンオフさせ、ゼロ電圧
時間を開始することにより動作する。その後、別の対か
らの制御式スイッチがターンオンし、主要回路内の電流
が、絶縁変圧器間に概ね０Ｖがかかる２つの制御式スイ
ッチを通って流れることが可能になる。
ブリッジのスイッチング損失及びスイッチングノイズの
問題を軽減するために開発されたものである。位相制御
型フルブリッジの構成は基本的には従来型のフルブリッ
ジの構成と同じである。しかしながら制御式スイッチが
ターンオンする前に、制御式スイッチ間にゼロ電圧を生
成するように制御式スイッチが動作することに起因する
利点を有する。位相制御型フルブリッジは、両方の制御
式スイッチをターンオフさせる代わりに、対角をなすス
イッチ対のうちの片方のみをターンオフさせ、ゼロ電圧
時間を開始することにより動作する。その後、別の対か
らの制御式スイッチがターンオンし、主要回路内の電流
が、絶縁変圧器間に概ね０Ｖがかかる２つの制御式スイ
ッチを通って流れることが可能になる。
【０００８】こうして２つの制御式スイッチは絶縁変圧
器にかかる電圧をほぼ０Ｖにクランプし、それにより制
御式スイッチがオフする際に従来型のフルブリッジによ
りシフトされるリンギング動作を実質的になくすことが
できる。しかしながら、絶縁変圧器の一次巻線の両端を
１つのレールに、そしてその後他のレールにクランプす
ることにより、位相制御型フルブリッジは、絶縁変圧器
の固有の一次巻線−二次巻線間キャパシタンスを流れる
電流を誘発する。コンデンサの電位がレール間で交互に
充電されるので、コモンモードノイズが生成される可能
性がある。
器にかかる電圧をほぼ０Ｖにクランプし、それにより制
御式スイッチがオフする際に従来型のフルブリッジによ
りシフトされるリンギング動作を実質的になくすことが
できる。しかしながら、絶縁変圧器の一次巻線の両端を
１つのレールに、そしてその後他のレールにクランプす
ることにより、位相制御型フルブリッジは、絶縁変圧器
の固有の一次巻線−二次巻線間キャパシタンスを流れる
電流を誘発する。コンデンサの電位がレール間で交互に
充電されるので、コモンモードノイズが生成される可能
性がある。
【０００９】さらに２つの上側及び下側の制御式スイッ
チを通って一次電流が交互に流れる結果、さらに伝導損
失が生じる可能性がある。一次電流が流れている時間
に、ブリッジへの入力電流と出力フィルタにかかる出力
電圧はいずれも概ね０であり、入力及び出力両方のフィ
ルタリングを必要とする。
チを通って一次電流が交互に流れる結果、さらに伝導損
失が生じる可能性がある。一次電流が流れている時間
に、ブリッジへの入力電流と出力フィルタにかかる出力
電圧はいずれも概ね０であり、入力及び出力両方のフィ
ルタリングを必要とする。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従って当分野におい
て、従来型の設計に関する問題点を軽減するとともに、
フルブリッジトポロジーの効率に関する利点を保持する
パワーコンバータが必要とされる。
て、従来型の設計に関する問題点を軽減するとともに、
フルブリッジトポロジーの効率に関する利点を保持する
パワーコンバータが必要とされる。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の従来技術の問題点
を処理するために、本発明は、出力整流器に接続される
インバータを有するパワーコンバータに使用するための
ポストレギュレータ、該ポストレギュレータを動作させ
る方法及び該ポストレギュレータ或いはその方法を組み
込んだパワーコンバータを提供する。一実施形態では、
ポストレギュレータは、（１）少なくとも１つの制御式
スイッチを備え、パワーコンバータの出力に接続され、
該パワーコンバータから出力電圧を受信し、そこから位
相をシフトした波形を生成するスイッチング回路と、
（２）該スイッチング回路に接続される一次巻線と、整
流器に接続される二次巻線とを備え、パワーコンバータ
を調整するために位相をシフトした波形を整流器に供給
し、それによりインバータが調整されないことを可能に
する変圧器とを備える。
を処理するために、本発明は、出力整流器に接続される
インバータを有するパワーコンバータに使用するための
ポストレギュレータ、該ポストレギュレータを動作させ
る方法及び該ポストレギュレータ或いはその方法を組み
込んだパワーコンバータを提供する。一実施形態では、
ポストレギュレータは、（１）少なくとも１つの制御式
スイッチを備え、パワーコンバータの出力に接続され、
該パワーコンバータから出力電圧を受信し、そこから位
相をシフトした波形を生成するスイッチング回路と、
（２）該スイッチング回路に接続される一次巻線と、整
流器に接続される二次巻線とを備え、パワーコンバータ
を調整するために位相をシフトした波形を整流器に供給
し、それによりインバータが調整されないことを可能に
する変圧器とを備える。
【００１２】それゆえ本発明は、パワーコンバータを調
整するために位相をシフトされた波形をフィードバック
することに関する幅広い概念を導入する。これによりイ
ンバータはより効率的なモードで動作できるという利点
を有する。
整するために位相をシフトされた波形をフィードバック
することに関する幅広い概念を導入する。これによりイ
ンバータはより効率的なモードで動作できるという利点
を有する。
【００１３】本発明の一実施形態では、インバータは調
整されない。関連する実施形態では、インバータはフル
デューティサイクルにおいて動作する。当業者には、フ
ルデューティサイクルにおいてインバータを動作させる
ことに伴う効率に関して有利であることが理解されよ
う。
整されない。関連する実施形態では、インバータはフル
デューティサイクルにおいて動作する。当業者には、フ
ルデューティサイクルにおいてインバータを動作させる
ことに伴う効率に関して有利であることが理解されよ
う。
【００１４】本発明の一実施形態では、スウィッチング
回路は波形の位相をシフトし、出力電圧を増減させる。
出力電圧を増減する能力を有することにより、ポストレ
ギュレータの電力定格は実質的に低減されるようになる
（例えば１／２に低減される）。
回路は波形の位相をシフトし、出力電圧を増減させる。
出力電圧を増減する能力を有することにより、ポストレ
ギュレータの電力定格は実質的に低減されるようになる
（例えば１／２に低減される）。
【００１５】本発明の一実施形態では、インバータは、
（１）フルブリッジインバータ及び（２）ハーフブリッ
ジインバータからなるグループから選択される。しかし
ながら当業者には、任意の従来型の、或いは後に議論す
るインバータトポロジーを、本発明のポストレギュレー
タに用いることができることが理解されよう。
（１）フルブリッジインバータ及び（２）ハーフブリッ
ジインバータからなるグループから選択される。しかし
ながら当業者には、任意の従来型の、或いは後に議論す
るインバータトポロジーを、本発明のポストレギュレー
タに用いることができることが理解されよう。
【００１６】本発明の一実施形態では、スイッチング回
路は、（１）フルブリッジトポロジー及び（２）ハーフ
ブリッジトポロジーからなるグループから選択される。
しかしながら当業者には、任意の従来型の、或いは後に
議論するトポロジーを、本発明のポストレギュレータに
用いることができることは理解されよう。
路は、（１）フルブリッジトポロジー及び（２）ハーフ
ブリッジトポロジーからなるグループから選択される。
しかしながら当業者には、任意の従来型の、或いは後に
議論するトポロジーを、本発明のポストレギュレータに
用いることができることは理解されよう。
【００１７】本発明の一実施形態では、二次巻線が整流
器の第１の整流用ダイオードに接続され、変圧器が整流
器の第２の整流用ダイオードに接続される第２の二次巻
線を有する。図示及び説明される実施形態では、二次巻
線は、第１及び第２の整流用ダイオードに直列に接続さ
れる。
器の第１の整流用ダイオードに接続され、変圧器が整流
器の第２の整流用ダイオードに接続される第２の二次巻
線を有する。図示及び説明される実施形態では、二次巻
線は、第１及び第２の整流用ダイオードに直列に接続さ
れる。
【００１８】本発明の一実施形態では、スイッチング回
路はゼロ電圧スイッチングモード（最小の、好ましくは
０Ｖの電圧においてスイッチングが生じ、スイッチング
損失を低減するモード）で動作し、位相がシフトされた
波形を生成する。しかしながら当業者には、ゼロ電圧ス
イッチングは必ずしも本発明に必要ではないこと理解さ
れよう。
路はゼロ電圧スイッチングモード（最小の、好ましくは
０Ｖの電圧においてスイッチングが生じ、スイッチング
損失を低減するモード）で動作し、位相がシフトされた
波形を生成する。しかしながら当業者には、ゼロ電圧ス
イッチングは必ずしも本発明に必要ではないこと理解さ
れよう。
【００１９】上記記載は、当業者が以下に記載する本発
明の詳細な説明をより理解できるように、やや広範に、
本発明の好ましい特徴及び別の特徴の概要を記載してい
る。本発明の請求の範囲の主題を構成する本発明のさら
に別の特徴は、後に記載されるであろう。当業者には、
本発明の同じ目的を果たすために、他の構造を設計した
り、或いは変更したりするための原理として、開示され
る概念及び特定の実施形態を容易に用いることができる
ことが理解されよう。また当業者には、そのような等価
な構成が、その最も広範な形において本発明の精神及び
範囲から逸脱しないことも理解されよう。
明の詳細な説明をより理解できるように、やや広範に、
本発明の好ましい特徴及び別の特徴の概要を記載してい
る。本発明の請求の範囲の主題を構成する本発明のさら
に別の特徴は、後に記載されるであろう。当業者には、
本発明の同じ目的を果たすために、他の構造を設計した
り、或いは変更したりするための原理として、開示され
る概念及び特定の実施形態を容易に用いることができる
ことが理解されよう。また当業者には、そのような等価
な構成が、その最も広範な形において本発明の精神及び
範囲から逸脱しないことも理解されよう。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明をより完全に理解するため
に、ここで添付の図面とともに取り上げられる以下の詳
細な説明を参照する。
に、ここで添付の図面とともに取り上げられる以下の詳
細な説明を参照する。
【００２１】最初に図１を参照すると、従来技術のパワ
ーコンバータ１００の一実施形態の模式図が示される。
パワーコンバータ１００は、パワーコンバータ１００の
入力に接続されるインバータ１１０を備える。さらにパ
ワーコンバータ１００は第１の絶縁変圧器Ｔ１及び第２
の絶縁変圧器Ｔ２も備えており、変圧器はＴ１、Ｔ２は
それぞれインバータ１１０に接続される一次巻線Ｔ１
ｐ、Ｔ２ｐを有している。さらにパワーコンバータ１０
０は、第１及び第２の絶縁変圧器Ｔ１、Ｔ２の各二次巻
線Ｔ１ｓ、Ｔ２ｓに接続され、第１及び第２の絶縁変圧
器Ｔ１、Ｔ２により供給される周期的な波形を整流する
出力整流器１４０を備える。さらにパワーコンバータ１
００は、出力整流器１４０に接続される出力フィルタ１
５０も備える。出力フィルタ１５０は、出力整流器１４
０からの整流された波形をフィルタリングし、パワーコ
ンバータ１００の出力端において出力電圧ＶOUTを負荷
１９０に供給する。
ーコンバータ１００の一実施形態の模式図が示される。
パワーコンバータ１００は、パワーコンバータ１００の
入力に接続されるインバータ１１０を備える。さらにパ
ワーコンバータ１００は第１の絶縁変圧器Ｔ１及び第２
の絶縁変圧器Ｔ２も備えており、変圧器はＴ１、Ｔ２は
それぞれインバータ１１０に接続される一次巻線Ｔ１
ｐ、Ｔ２ｐを有している。さらにパワーコンバータ１０
０は、第１及び第２の絶縁変圧器Ｔ１、Ｔ２の各二次巻
線Ｔ１ｓ、Ｔ２ｓに接続され、第１及び第２の絶縁変圧
器Ｔ１、Ｔ２により供給される周期的な波形を整流する
出力整流器１４０を備える。さらにパワーコンバータ１
００は、出力整流器１４０に接続される出力フィルタ１
５０も備える。出力フィルタ１５０は、出力整流器１４
０からの整流された波形をフィルタリングし、パワーコ
ンバータ１００の出力端において出力電圧ＶOUTを負荷
１９０に供給する。
【００２２】インバータ１１０は、ハーフブリッジセク
ション及びフルブリッジセクションを含むハイブリッド
結合体である。ハーフブリッジセクションは、入力間に
接続される第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２を備え
る。さらにハーフブリッジセクションは、入力間に接続
される第１及び第２の制御式スイッチＱ１、Ｑ２も備え
る。第１の絶縁変圧器Ｔ１の一次巻線Ｔ１ｐは、インバ
ータ１１０の第１のノード１２０（第１コンデンサＣ１
と第２のコンデンサＣ２との間に位置する）と、第２の
ノード１２５（第１の制御式スイッチＱ１と第２の制御
式スイッチＱ２との間に位置する）との間に接続され
る。
ション及びフルブリッジセクションを含むハイブリッド
結合体である。ハーフブリッジセクションは、入力間に
接続される第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２を備え
る。さらにハーフブリッジセクションは、入力間に接続
される第１及び第２の制御式スイッチＱ１、Ｑ２も備え
る。第１の絶縁変圧器Ｔ１の一次巻線Ｔ１ｐは、インバ
ータ１１０の第１のノード１２０（第１コンデンサＣ１
と第２のコンデンサＣ２との間に位置する）と、第２の
ノード１２５（第１の制御式スイッチＱ１と第２の制御
式スイッチＱ２との間に位置する）との間に接続され
る。
【００２３】フルブリッジセクションは第１及び第２の
制御式スイッチＱ１及びＱ２と、その第１及び第２の制
御式スイッチＱ１及びＱ２間に接続される第３及び第４
の制御式スイッチＱ３及びＱ４を備える。第２の絶縁変
圧器Ｔ２の一次巻線Ｔ２ｐは、インバータ１１０の第２
のノード１２５と第３のノード１３０（第３及び第４の
制御式スイッチＱ３及びＱ４間に位置する）の間に接続
される。第１及び第２の制御式スイッチＱ１及びＱ２は
ハーフブリッジセクションとフルブリッジセクションと
の両方により共通に用いられるため、インバータ１１０
は、（従来型のフルブリッジインバータと同じく）４つ
のみの制御式スイッチを用いてハイブリッド結合体を実
現できるという利点がある。その後ハーフブリッジセク
ション及びフルブリッジセクションの出力は、第１及び
第２の絶縁変圧器Ｔ１及びＴ２の第１及び第２の二次巻
線Ｔ１ｓ、Ｔ２ｓを直列に接続することにより結合され
る。
制御式スイッチＱ１及びＱ２と、その第１及び第２の制
御式スイッチＱ１及びＱ２間に接続される第３及び第４
の制御式スイッチＱ３及びＱ４を備える。第２の絶縁変
圧器Ｔ２の一次巻線Ｔ２ｐは、インバータ１１０の第２
のノード１２５と第３のノード１３０（第３及び第４の
制御式スイッチＱ３及びＱ４間に位置する）の間に接続
される。第１及び第２の制御式スイッチＱ１及びＱ２は
ハーフブリッジセクションとフルブリッジセクションと
の両方により共通に用いられるため、インバータ１１０
は、（従来型のフルブリッジインバータと同じく）４つ
のみの制御式スイッチを用いてハイブリッド結合体を実
現できるという利点がある。その後ハーフブリッジセク
ション及びフルブリッジセクションの出力は、第１及び
第２の絶縁変圧器Ｔ１及びＴ２の第１及び第２の二次巻
線Ｔ１ｓ、Ｔ２ｓを直列に接続することにより結合され
る。
【００２４】出力整流器１４０は、ブリッジ整流器トポ
ロジーに配列される第１、第２、第３及び第４の整流用
ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４を備える。第１、
第２、第３及び第４の整流用ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ
３及びＤ４は、第１及び第２の変圧器Ｔ１、Ｔ２の第１
及び第２の二次巻線Ｔ１ｓ、Ｔ２ｓに接続され、そこか
ら周期的な波形を受信する。出力整流器１４０は周期的
な波形を整流し、出力フィルタ１５０に整流された波形
を供給する。当業者には、出力整流器はよく知られてい
る。当然、同期整流器を用いるトポロジーのような他の
整流器のトポロジーも、広範な本発明の範囲内にある。
ロジーに配列される第１、第２、第３及び第４の整流用
ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４を備える。第１、
第２、第３及び第４の整流用ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ
３及びＤ４は、第１及び第２の変圧器Ｔ１、Ｔ２の第１
及び第２の二次巻線Ｔ１ｓ、Ｔ２ｓに接続され、そこか
ら周期的な波形を受信する。出力整流器１４０は周期的
な波形を整流し、出力フィルタ１５０に整流された波形
を供給する。当業者には、出力整流器はよく知られてい
る。当然、同期整流器を用いるトポロジーのような他の
整流器のトポロジーも、広範な本発明の範囲内にある。
【００２５】出力フィルタ１５０は、出力コイルＬOUT
と、そのコイルに接続される出力コンデンサＣOUTとを
備える。出力フィルタ１５０は、出力整流器１４０から
整流された波形を受信し、その整流された波形を平滑化
かつフィルタリングして、出力電圧ＶOUTを概ね一定の
レベルに保持する。当業者には、図示かつ説明される出
力フィルタはよく知られている。当然、他のフィルタの
トポロジーも広範な本発明の範囲内にある。
と、そのコイルに接続される出力コンデンサＣOUTとを
備える。出力フィルタ１５０は、出力整流器１４０から
整流された波形を受信し、その整流された波形を平滑化
かつフィルタリングして、出力電圧ＶOUTを概ね一定の
レベルに保持する。当業者には、図示かつ説明される出
力フィルタはよく知られている。当然、他のフィルタの
トポロジーも広範な本発明の範囲内にある。
【００２６】パワーコンバータ１００は、インバータ１
１０の第１の経路（第１及び第２の制御式スイッチＱ
１、Ｑ２を含む）とインバータ１１０の第２の経路（第
３及び第４の制御式スイッチＱ３、Ｑ４を含む）との間
で位相のシフトを変更することによりフルブリッジセク
ションのパルス幅を制御する間に、ハーフブリッジセク
ションを制御しないハイブリッドモードで動作する。第
１、第２、第３及び第４の制御式スイッチＱ１、Ｑ２、
Ｑ３及びＱ４が全て５０％のデューティサイクルで動作
するため、第１の絶縁変圧器Ｔ１にかかる電圧は、フル
デューティサイクルで方形波にすることができる。その
後、第２の絶縁変圧器Ｔ２にかかる電圧は、第１の経路
と第２の経路との間の位相シフトを変更し、パルス幅変
調された波形を生成することにより調整することができ
る。その後方形波及びパルス幅変調された波形は出力整
流器１４０において結合され、所望の出力電圧ＶOUTを
生成するために整流される。
１０の第１の経路（第１及び第２の制御式スイッチＱ
１、Ｑ２を含む）とインバータ１１０の第２の経路（第
３及び第４の制御式スイッチＱ３、Ｑ４を含む）との間
で位相のシフトを変更することによりフルブリッジセク
ションのパルス幅を制御する間に、ハーフブリッジセク
ションを制御しないハイブリッドモードで動作する。第
１、第２、第３及び第４の制御式スイッチＱ１、Ｑ２、
Ｑ３及びＱ４が全て５０％のデューティサイクルで動作
するため、第１の絶縁変圧器Ｔ１にかかる電圧は、フル
デューティサイクルで方形波にすることができる。その
後、第２の絶縁変圧器Ｔ２にかかる電圧は、第１の経路
と第２の経路との間の位相シフトを変更し、パルス幅変
調された波形を生成することにより調整することができ
る。その後方形波及びパルス幅変調された波形は出力整
流器１４０において結合され、所望の出力電圧ＶOUTを
生成するために整流される。
【００２７】例示されたパワーコンバータ１００では、
位相シフト、したがって、フルブリッジセクションの第
１及び第２の経路のパルス幅を変更することにより入力
電圧ＶINと負荷１９０における変動に対して調整され
る。例示されたパワーコンバータ１００はいくつかの応
用形態では十分に満足するものではあるが、以下に記載
する問題を抱えている。
位相シフト、したがって、フルブリッジセクションの第
１及び第２の経路のパルス幅を変更することにより入力
電圧ＶINと負荷１９０における変動に対して調整され
る。例示されたパワーコンバータ１００はいくつかの応
用形態では十分に満足するものではあるが、以下に記載
する問題を抱えている。
【００２８】パワーコンバータ１００では、ハーフブリ
ッジセクション及びフルブリッジセクションが一対の制
御式スイッチ（すなわち第１及び第２の制御式スイッチ
Ｑ１及びＱ２）を共有する。それゆえパワーコンバータ
１００は、ハーフブリッジセクション及びフルブリッジ
セクションの相対的な位相を調整することにより、出力
電圧ＶOUTのレベルを増加、或いは減少するように配列
することができる。しかしながらパワーコンバータ１０
０は、出力電圧ＶOUTを増加も減少もできるような位相
シフトに対応することはできない。さらにパワーコンバ
ータ１００では、ハーフブリッジセクション及びフルブ
リッジセクションのいずれもがパワーコンバータ１００
の入力から電力を受信する。従ってパワーコンバータ１
００は２つの変圧器（第１及び第２の絶縁変圧器Ｔ１及
びＴ２の両方）を必要とし、そのためコモンモード電流
が、インバータ１１０とパワーコンバータ１００の出力
との間を流れるように２つの経路を形成する。さらに正
常な動作条件下では、フルブリッジセクションは、電圧
レギュレーション範囲の約半分の出力電圧ＶOUTから電
圧を減じることしかできない。
ッジセクション及びフルブリッジセクションが一対の制
御式スイッチ（すなわち第１及び第２の制御式スイッチ
Ｑ１及びＱ２）を共有する。それゆえパワーコンバータ
１００は、ハーフブリッジセクション及びフルブリッジ
セクションの相対的な位相を調整することにより、出力
電圧ＶOUTのレベルを増加、或いは減少するように配列
することができる。しかしながらパワーコンバータ１０
０は、出力電圧ＶOUTを増加も減少もできるような位相
シフトに対応することはできない。さらにパワーコンバ
ータ１００では、ハーフブリッジセクション及びフルブ
リッジセクションのいずれもがパワーコンバータ１００
の入力から電力を受信する。従ってパワーコンバータ１
００は２つの変圧器（第１及び第２の絶縁変圧器Ｔ１及
びＴ２の両方）を必要とし、そのためコモンモード電流
が、インバータ１１０とパワーコンバータ１００の出力
との間を流れるように２つの経路を形成する。さらに正
常な動作条件下では、フルブリッジセクションは、電圧
レギュレーション範囲の約半分の出力電圧ＶOUTから電
圧を減じることしかできない。
【００２９】ここで図２を参照すると、本発明の原理に
従って構成されるパワーコンバータ２００の一実施形態
の模式図が示される。パワーコンバータ２００は、パワ
ーコンバータ２００の入力に接続されるインバータ２１
０を備える。さらにパワーコンバータ２００は、インバ
ータ２１０に接続される一次巻線Ｔ１ｐを有する絶縁変
圧器Ｔ１を備える。さらにパワーコンバータ２００は、
絶縁変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔ１ｓに接続され、絶縁変圧
器Ｔ１により供給される周期的な波形を整流する出力整
流器２４０も備える。さらにパワーコンバータ２００
は、出力整流器２４０に接続される出力フィルタ２５０
も備える。出力フィルタ２５０は出力整流器２４０から
の整流された波形をフィルタリングし、パワーコンバー
タ２００の出力端において出力電圧ＶOUTを負荷２９０
に供給する。さらにパワーコンバータ２００は、パワー
コンバータ２００の出力及び出力整流器２４０に接続さ
れ、パワーコンバータ２００の出力電圧ＶOUTを調整す
るポストレギュレータ２６０も備える。
従って構成されるパワーコンバータ２００の一実施形態
の模式図が示される。パワーコンバータ２００は、パワ
ーコンバータ２００の入力に接続されるインバータ２１
０を備える。さらにパワーコンバータ２００は、インバ
ータ２１０に接続される一次巻線Ｔ１ｐを有する絶縁変
圧器Ｔ１を備える。さらにパワーコンバータ２００は、
絶縁変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔ１ｓに接続され、絶縁変圧
器Ｔ１により供給される周期的な波形を整流する出力整
流器２４０も備える。さらにパワーコンバータ２００
は、出力整流器２４０に接続される出力フィルタ２５０
も備える。出力フィルタ２５０は出力整流器２４０から
の整流された波形をフィルタリングし、パワーコンバー
タ２００の出力端において出力電圧ＶOUTを負荷２９０
に供給する。さらにパワーコンバータ２００は、パワー
コンバータ２００の出力及び出力整流器２４０に接続さ
れ、パワーコンバータ２００の出力電圧ＶOUTを調整す
るポストレギュレータ２６０も備える。
【００３０】例示される実施形態では、インバータ２１
０は、フルブリッジトポロジーに配列される第１、第
２、第３及び第４の制御式スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３及
びＱ４を備える。絶縁変圧器Ｔ１の一次巻線Ｔ１ｐは、
インバータ２１０の第１のノード２２０（第１及び第３
の制御式スイッチＱ１及びＱ３間に位置する）と、第２
のノード２２５（第２及び第４の制御式スイッチＱ２及
びＱ４間に位置する）との間に接続される。例示された
実施形態はフルブリッジインバータ２１０を開示する
が、当業者には、本発明の原理を、ハーフブリッジイン
バータを含む数多くの種類のインバータトポロジーとと
もに用いることができることは理解されよう。
０は、フルブリッジトポロジーに配列される第１、第
２、第３及び第４の制御式スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３及
びＱ４を備える。絶縁変圧器Ｔ１の一次巻線Ｔ１ｐは、
インバータ２１０の第１のノード２２０（第１及び第３
の制御式スイッチＱ１及びＱ３間に位置する）と、第２
のノード２２５（第２及び第４の制御式スイッチＱ２及
びＱ４間に位置する）との間に接続される。例示された
実施形態はフルブリッジインバータ２１０を開示する
が、当業者には、本発明の原理を、ハーフブリッジイン
バータを含む数多くの種類のインバータトポロジーとと
もに用いることができることは理解されよう。
【００３１】出力整流器２４０は、全波整流器として配
列される第１及び第２の整流用ダイオードＤ１及びＤ２
を備える。第１及び第２の整流用ダイオードＤ１および
Ｄ２は、絶縁変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔ１ｓに接続され、
そこから周期的な波形を受信する。出力整流器２４０は
周期的な波形を整流し、出力フィルタ２５０に整流され
た波形を供給する。当業者には全波整流器はよく知られ
ており、同期整流器を用いるトポロジーを含む他の整流
器のトポロジーも同様に、広範な本発明の範囲内にある
ことが理解されよう。
列される第１及び第２の整流用ダイオードＤ１及びＤ２
を備える。第１及び第２の整流用ダイオードＤ１および
Ｄ２は、絶縁変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔ１ｓに接続され、
そこから周期的な波形を受信する。出力整流器２４０は
周期的な波形を整流し、出力フィルタ２５０に整流され
た波形を供給する。当業者には全波整流器はよく知られ
ており、同期整流器を用いるトポロジーを含む他の整流
器のトポロジーも同様に、広範な本発明の範囲内にある
ことが理解されよう。
【００３２】出力フィルタ２５０は、出力コイルＬOUT
と、そのコイルに接続される出力コンデンサＣOUTとを
含む。出力フィルタ２５０は出力整流器２４０から整流
された波形を受信し、その整流された波形を平滑化かつ
フィルタリングして、出力電圧ＶOUTを概ね一定のレベ
ルに保持する。当業者には、出力フィルタはよく知られ
ている。当然、他のフィルタのトポロジーも広範な本発
明の範囲内にある。
と、そのコイルに接続される出力コンデンサＣOUTとを
含む。出力フィルタ２５０は出力整流器２４０から整流
された波形を受信し、その整流された波形を平滑化かつ
フィルタリングして、出力電圧ＶOUTを概ね一定のレベ
ルに保持する。当業者には、出力フィルタはよく知られ
ている。当然、他のフィルタのトポロジーも広範な本発
明の範囲内にある。
【００３３】ポストレギュレータ２６０は、スイッチン
グ回路２６５と、レギュレータ変圧器Ｔ２とを備える。
例示される実施形態では、スイッチング回路２６５は、
パワーコンバータ２００の出力に接続される第５及び第
６の制御式スイッチＱ５及びＱ６を備える。さらにスイ
ッチング回路２６５は、第５及び第６の制御式スイッチ
Ｑ５及びＱ６間に接続される第１及び第２のコンデンサ
Ｃ１及びＣ２も備える。図示及び説明されるスイッチン
グ回路２６５はハーフブリッジトポロジーを有するが、
当業者には、他のスイッチングトポロジーも広範な本発
明の範囲内にあることは理解されよう。
グ回路２６５と、レギュレータ変圧器Ｔ２とを備える。
例示される実施形態では、スイッチング回路２６５は、
パワーコンバータ２００の出力に接続される第５及び第
６の制御式スイッチＱ５及びＱ６を備える。さらにスイ
ッチング回路２６５は、第５及び第６の制御式スイッチ
Ｑ５及びＱ６間に接続される第１及び第２のコンデンサ
Ｃ１及びＣ２も備える。図示及び説明されるスイッチン
グ回路２６５はハーフブリッジトポロジーを有するが、
当業者には、他のスイッチングトポロジーも広範な本発
明の範囲内にあることは理解されよう。
【００３４】例示される実施形態では、レギュレータ変
圧器Ｔ２は、スイッチング回路２６５の第３のノード２
７０（第５及び第６の制御式スイッチＱ５及びＱ６間に
位置する）と、第４のノード２７５（第１及び第２のコ
ンデンサＣ１及びＣ２間に位置する）との間に接続され
る一次巻線Ｔ２ｐを有する。さらにレギュレータ変圧器
Ｔ２は、絶縁変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔ１ｓと、それぞれ
第１及び第２の整流用ダイオードＤ１及びＤ２との間に
直列に接続される第１の及び第２の二次巻線Ｔ２ｓ１及
びＴ２ｓ２を有する。スイッチング回路２６５はパワー
コンバータ２００から出力電圧ＶOUTを受信し、そこか
ら位相シフトした波形を生成する。その後レギュレータ
変圧器Ｔ２は位相シフトした波形を出力整流器２４０に
供給し、パワーコンバータ２００を調整する。例示され
る実施形態では、第１及び第２の整流用ダイオードＤ
１、Ｄ２は、絶縁変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔ１ｓと、レギ
ュレータ変圧器Ｔ２のそれぞれ第１及び第２の二次巻線
Ｔ２ｓ１、Ｔ２ｓ２との両方から受信した電力を処理す
る。
圧器Ｔ２は、スイッチング回路２６５の第３のノード２
７０（第５及び第６の制御式スイッチＱ５及びＱ６間に
位置する）と、第４のノード２７５（第１及び第２のコ
ンデンサＣ１及びＣ２間に位置する）との間に接続され
る一次巻線Ｔ２ｐを有する。さらにレギュレータ変圧器
Ｔ２は、絶縁変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔ１ｓと、それぞれ
第１及び第２の整流用ダイオードＤ１及びＤ２との間に
直列に接続される第１の及び第２の二次巻線Ｔ２ｓ１及
びＴ２ｓ２を有する。スイッチング回路２６５はパワー
コンバータ２００から出力電圧ＶOUTを受信し、そこか
ら位相シフトした波形を生成する。その後レギュレータ
変圧器Ｔ２は位相シフトした波形を出力整流器２４０に
供給し、パワーコンバータ２００を調整する。例示され
る実施形態では、第１及び第２の整流用ダイオードＤ
１、Ｄ２は、絶縁変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔ１ｓと、レギ
ュレータ変圧器Ｔ２のそれぞれ第１及び第２の二次巻線
Ｔ２ｓ１、Ｔ２ｓ２との両方から受信した電力を処理す
る。
【００３５】例示される実施形態では、ポストレギュレ
ータ２６０はパワーコンバータ２００の出力から電力を
受信し、それによりコモンモード電流がパワーコンバー
タ２００の入出力間を流れる経路を１つ（すなわち絶縁
変圧器Ｔ１）しか与えないという利点を有する。それゆ
えパワーコンバータ２００は、図１に関して図示及び説
明されたパワーコンバータ１００の第２のコモンモード
電流経路が生じるのを回避する。さらにスイッチング回
路２６５、すなわち、例示される実施形態では、インバ
ータ２１０とは異なるスイッチング回路を用いることに
より、本発明のポストレギュレータ２６０は、電圧の加
算及び減算の両方を行うことができ、その結果ポストレ
ギュレータ２６０の電力定格要件が一般に低くなる。さ
らにインバータ２１０及びポストレギュレータ２６０の
ために個別の制御式スイッチを用いることにより、入力
リップル電流を、特に標準的な動作条件下で低減するこ
とができる。
ータ２６０はパワーコンバータ２００の出力から電力を
受信し、それによりコモンモード電流がパワーコンバー
タ２００の入出力間を流れる経路を１つ（すなわち絶縁
変圧器Ｔ１）しか与えないという利点を有する。それゆ
えパワーコンバータ２００は、図１に関して図示及び説
明されたパワーコンバータ１００の第２のコモンモード
電流経路が生じるのを回避する。さらにスイッチング回
路２６５、すなわち、例示される実施形態では、インバ
ータ２１０とは異なるスイッチング回路を用いることに
より、本発明のポストレギュレータ２６０は、電圧の加
算及び減算の両方を行うことができ、その結果ポストレ
ギュレータ２６０の電力定格要件が一般に低くなる。さ
らにインバータ２１０及びポストレギュレータ２６０の
ために個別の制御式スイッチを用いることにより、入力
リップル電流を、特に標準的な動作条件下で低減するこ
とができる。
【００３６】ここで、図３を参照すると、図２のパワー
コンバータ２００の典型的なスイッチング波形が示され
る。より具体的には、図３Ａは絶縁変圧器Ｔ１の二次巻
線Ｔｓ１にかかる電圧ＶT1sを示す。図３Ｂは、レギュ
レータ変圧器Ｔ２の第１の二次巻線Ｔ２ｓ１にかかる電
圧ＶT2s1を示す。図３Ｃは、出力コイルＬOUTにかかる
コイル電圧ＶLOUTを示す。パワーコンバータ２００の動
作を、続けて、図２及び図３を参照しながら記載する。
コンバータ２００の典型的なスイッチング波形が示され
る。より具体的には、図３Ａは絶縁変圧器Ｔ１の二次巻
線Ｔｓ１にかかる電圧ＶT1sを示す。図３Ｂは、レギュ
レータ変圧器Ｔ２の第１の二次巻線Ｔ２ｓ１にかかる電
圧ＶT2s1を示す。図３Ｃは、出力コイルＬOUTにかかる
コイル電圧ＶLOUTを示す。パワーコンバータ２００の動
作を、続けて、図２及び図３を参照しながら記載する。
【００３７】例示される実施形態では、インバータ２１
０はフルブリッジトポロジーである。フルブリッジイン
バータは典型的には、対称に、かつフルデューティサイ
クルで動作する際により効率が高い。フルデューティサ
イクル動作は、（１）コモンモードノイズ及び伝導損失
を発生する制御式スイッチのアイドル状態の回避、
（２）制御式スイッチ及び絶縁変圧器のより効率的な使
用、（３）実質的に低減されたリップル成分で入力電流
を流すことによる入力フィルタリング要件の低減及び入
力フィルタコンデンサの寿命の改善、（４）ゼロ電圧ス
イッチングモード動作及び（５）整流した出力電圧のＡ
Ｃ成分を低減することによる出力フィルタリング要件の
低減を含む数多くの利点を有する。
０はフルブリッジトポロジーである。フルブリッジイン
バータは典型的には、対称に、かつフルデューティサイ
クルで動作する際により効率が高い。フルデューティサ
イクル動作は、（１）コモンモードノイズ及び伝導損失
を発生する制御式スイッチのアイドル状態の回避、
（２）制御式スイッチ及び絶縁変圧器のより効率的な使
用、（３）実質的に低減されたリップル成分で入力電流
を流すことによる入力フィルタリング要件の低減及び入
力フィルタコンデンサの寿命の改善、（４）ゼロ電圧ス
イッチングモード動作及び（５）整流した出力電圧のＡ
Ｃ成分を低減することによる出力フィルタリング要件の
低減を含む数多くの利点を有する。
【００３８】それゆえ有利な実施形態では、インバータ
２１０は実質的にフルデューティサイクル（１００％）
で動作することができ、その場合、第２及び第３の制御
式スイッチＱ２及びＱ３がスイッチング時間の概ね前半
の間にオンして、入力電圧Ｖ INを絶縁変圧器Ｔ１の一次
巻線Ｔ１ｐ間に印加する。その後スイッチング時間の概
ね後半の間に第１及び第４の制御式スイッチＱ１及びＱ
４がオンして、逆の極性の入力電圧ＶINを一次巻線Ｔ１
ｐ間に印加する。このようにして第１、第２、第３及び
第４の制御式スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４は入力
電圧ＶINを、絶縁変圧器Ｔ１を動作させるのに必要な周
期的な交流波形に変換することができる（図３Ａを参照
されたい）。導通時間の合間には、第１、第２、第３及
び第４の制御式スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４はス
イッチング時間のわずかな間ターンオフすることができ
る。実質的にフルデューティサイクルでインバータ２１
０を動作させることにより、インバータ２１０に対する
入力電流のリップルを実質的になくすことができる。
２１０は実質的にフルデューティサイクル（１００％）
で動作することができ、その場合、第２及び第３の制御
式スイッチＱ２及びＱ３がスイッチング時間の概ね前半
の間にオンして、入力電圧Ｖ INを絶縁変圧器Ｔ１の一次
巻線Ｔ１ｐ間に印加する。その後スイッチング時間の概
ね後半の間に第１及び第４の制御式スイッチＱ１及びＱ
４がオンして、逆の極性の入力電圧ＶINを一次巻線Ｔ１
ｐ間に印加する。このようにして第１、第２、第３及び
第４の制御式スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４は入力
電圧ＶINを、絶縁変圧器Ｔ１を動作させるのに必要な周
期的な交流波形に変換することができる（図３Ａを参照
されたい）。導通時間の合間には、第１、第２、第３及
び第４の制御式スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４はス
イッチング時間のわずかな間ターンオフすることができ
る。実質的にフルデューティサイクルでインバータ２１
０を動作させることにより、インバータ２１０に対する
入力電流のリップルを実質的になくすことができる。
【００３９】しかしながらインバータ２１０が実質的に
フルデューティサイクルで動作するため、インバータ２
１０は調整されない。こうしてパワーコンバータ２００
の出力電圧ＶOUTは、入力電圧ＶIN及び負荷２９０が変
動するのに応じて変化する場合がある。出力電圧ＶOUT
のレギュレーションを維持するために、パワーコンバー
タ２００はポストレギュレータ２６０を用いる。ポスト
レギュレータ２６０は、出力電圧ＶOUTのレベルを増減
し、パワーコンバータ２００の出力を調整することがで
きる。例示される実施形態では、スイッチング回路２６
５はハーフブリッジトポロジーである。スイッチング回
路２６５は、インバータ２１０のデューティサイクルに
概ね等しい固定されたデューティサイクルで動作するこ
とができる（図３Ｂを参照されたい）。そして、インバ
ータ２１０とスイッチング回路２６５との相対的な位相
は、レギュレータ変圧器Ｔ２の一次及び二次巻線Ｔ２ｓ
１及びＴ２ｓ２にかかる電圧ＶT2s1及びＶT2s2が、絶縁
変圧器Ｔ１の二次巻線にかかる電圧ＶT1sに対して加算
したり、或いは減算したりされるように制御される。こ
うしてスイッチング回路２６５は、その回路自体の電力
定格の約２倍の範囲にわたって出力電力を制御すること
ができる。
フルデューティサイクルで動作するため、インバータ２
１０は調整されない。こうしてパワーコンバータ２００
の出力電圧ＶOUTは、入力電圧ＶIN及び負荷２９０が変
動するのに応じて変化する場合がある。出力電圧ＶOUT
のレギュレーションを維持するために、パワーコンバー
タ２００はポストレギュレータ２６０を用いる。ポスト
レギュレータ２６０は、出力電圧ＶOUTのレベルを増減
し、パワーコンバータ２００の出力を調整することがで
きる。例示される実施形態では、スイッチング回路２６
５はハーフブリッジトポロジーである。スイッチング回
路２６５は、インバータ２１０のデューティサイクルに
概ね等しい固定されたデューティサイクルで動作するこ
とができる（図３Ｂを参照されたい）。そして、インバ
ータ２１０とスイッチング回路２６５との相対的な位相
は、レギュレータ変圧器Ｔ２の一次及び二次巻線Ｔ２ｓ
１及びＴ２ｓ２にかかる電圧ＶT2s1及びＶT2s2が、絶縁
変圧器Ｔ１の二次巻線にかかる電圧ＶT1sに対して加算
したり、或いは減算したりされるように制御される。こ
うしてスイッチング回路２６５は、その回路自体の電力
定格の約２倍の範囲にわたって出力電力を制御すること
ができる。
【００４０】インバータ２１０が、所望の出力電圧Ｖ
OUTを生成している場合には、スイッチング回路２６５
は、インバータ２１０に対して直交して動作することが
でき、その結果、出力電圧ＶOUTには実質的に変化は生
じない。しかしながら入力電圧ＶIN及び負荷２９０に変
動が生じる場合、レギュレーションを維持するために、
出力電圧ＶOUTは調整される必要がある。それゆえイン
バータ２１０とスイッチング回路２６５との間の相対的
な位相は、出力電圧ＶOUTを調整するために変化させる
ことができる。
OUTを生成している場合には、スイッチング回路２６５
は、インバータ２１０に対して直交して動作することが
でき、その結果、出力電圧ＶOUTには実質的に変化は生
じない。しかしながら入力電圧ＶIN及び負荷２９０に変
動が生じる場合、レギュレーションを維持するために、
出力電圧ＶOUTは調整される必要がある。それゆえイン
バータ２１０とスイッチング回路２６５との間の相対的
な位相は、出力電圧ＶOUTを調整するために変化させる
ことができる。
【００４１】図３に関して例示される実施形態では、イ
ンバータ２１０とスイッチング回路２６５との間の相対
的な位相は、絶縁変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔｓ１にかかる
電圧ＶT1s及びレギュレータ変圧器Ｔ２の第１の二次巻
線Ｔ２ｓ１にかかる電圧ＶT2s 1の同相成分がわずかに付
加されるように調整され、その結果、スイッチング回路
２６５が関わることにより出力電圧ＶOUTがわずかに増
加するようになる。さらにスイッチング回路２６５の第
５及び第６の制御式スイッチＱ５及びＱ６が正の（電界
効果トランジスタの場合にはドレインからソースへ）電
流を流すため、スイッチング回路２６５は、スイッチン
グ損失を最小限にするためにゼロ電圧スイッチングモー
ドで動作することができる。例示される実施形態はゼロ
電圧スイッチングモードで動作するが、当業者には、本
発明には必ずしもゼロ電圧スイッチングが必要ではない
ことは理解されよう。
ンバータ２１０とスイッチング回路２６５との間の相対
的な位相は、絶縁変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔｓ１にかかる
電圧ＶT1s及びレギュレータ変圧器Ｔ２の第１の二次巻
線Ｔ２ｓ１にかかる電圧ＶT2s 1の同相成分がわずかに付
加されるように調整され、その結果、スイッチング回路
２６５が関わることにより出力電圧ＶOUTがわずかに増
加するようになる。さらにスイッチング回路２６５の第
５及び第６の制御式スイッチＱ５及びＱ６が正の（電界
効果トランジスタの場合にはドレインからソースへ）電
流を流すため、スイッチング回路２６５は、スイッチン
グ損失を最小限にするためにゼロ電圧スイッチングモー
ドで動作することができる。例示される実施形態はゼロ
電圧スイッチングモードで動作するが、当業者には、本
発明には必ずしもゼロ電圧スイッチングが必要ではない
ことは理解されよう。
【００４２】ここで図４を参照すると、図２のパワーコ
ンバータ２００の交流スイッチング波形が示される。よ
り具体的には、図４Ａは絶縁変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔｓ
１にかかる電圧ＶTs1を示す。図４Ｂは、レギュレータ
変圧器Ｔ２の第１の二次巻線Ｔ２ｓ１にかかる電圧Ｖ
T2s1を示す。図４Ｃは、出力コイルＬOUTにかかるコイ
ル電圧ＶLOUTを示す。
ンバータ２００の交流スイッチング波形が示される。よ
り具体的には、図４Ａは絶縁変圧器Ｔ１の二次巻線Ｔｓ
１にかかる電圧ＶTs1を示す。図４Ｂは、レギュレータ
変圧器Ｔ２の第１の二次巻線Ｔ２ｓ１にかかる電圧Ｖ
T2s1を示す。図４Ｃは、出力コイルＬOUTにかかるコイ
ル電圧ＶLOUTを示す。
【００４３】例示的な実施形態では、パワーコンバータ
２００は、非ゼロ電圧スイッチングモード（non-zero v
oltage switching mode）で動作する。インバータ２１
０とポストレギュレータ２６０との間の相対的な位相
は、第５及び第６の制御式スイッチＱ５及びＱ６が、オ
ン時に負の電流を流すようになされ、その結果スイッチ
ング効率が低下する。
２００は、非ゼロ電圧スイッチングモード（non-zero v
oltage switching mode）で動作する。インバータ２１
０とポストレギュレータ２６０との間の相対的な位相
は、第５及び第６の制御式スイッチＱ５及びＱ６が、オ
ン時に負の電流を流すようになされ、その結果スイッチ
ング効率が低下する。
【００４４】当業者は、パワーコンバータの出力を調整
するために位相シフトした出力波形をフィードバックす
るためのポストレギュレータ及びその動作方法の上記実
施形態が例示のみを目的として示されており、位相シフ
トした波形でパワーコンバータを調整することができる
他の実施形態も広範な本発明の範囲内にあることを理解
されたい。さらに、本発明の典型的な実施形態は、特定
の電子部品に関して記載されてきた。しかしながら、当
業者は、所望の状態を作り出したり、或いは所望の結果
を達成するために、部品を置き換えることもできる（必
ずしも同じタイプの部品を用いる必要はない）ことに気
付かれよう。例えば多数の部品を１つの部品に置き換え
たり、或いはその逆のことを行うことができる。本発明
の原理は幅広い電力回路トポロジーに適用することもで
きる。さらに本発明の原理は、離散或いは集積された磁
気回路を用いる種々のハーフブリッジ、フルブリッジ、
フライバック及びブーストコンバータトポロジーにも適
用することができる。離散及び集積された磁気回路技術
を用いる種々のパワーコンバータトポロジーをより理解
するためには、全体を参照して本明細書の一部としてい
る「Modern DC-to-DC Switchmode Power Converter Cir
cuit」（Rudolph P. Severns及びGordon Bloom、Van No
strand Reinhold 社、ニューヨーク州ニューヨーク市、
１９８５年）を参照されたい。
するために位相シフトした出力波形をフィードバックす
るためのポストレギュレータ及びその動作方法の上記実
施形態が例示のみを目的として示されており、位相シフ
トした波形でパワーコンバータを調整することができる
他の実施形態も広範な本発明の範囲内にあることを理解
されたい。さらに、本発明の典型的な実施形態は、特定
の電子部品に関して記載されてきた。しかしながら、当
業者は、所望の状態を作り出したり、或いは所望の結果
を達成するために、部品を置き換えることもできる（必
ずしも同じタイプの部品を用いる必要はない）ことに気
付かれよう。例えば多数の部品を１つの部品に置き換え
たり、或いはその逆のことを行うことができる。本発明
の原理は幅広い電力回路トポロジーに適用することもで
きる。さらに本発明の原理は、離散或いは集積された磁
気回路を用いる種々のハーフブリッジ、フルブリッジ、
フライバック及びブーストコンバータトポロジーにも適
用することができる。離散及び集積された磁気回路技術
を用いる種々のパワーコンバータトポロジーをより理解
するためには、全体を参照して本明細書の一部としてい
る「Modern DC-to-DC Switchmode Power Converter Cir
cuit」（Rudolph P. Severns及びGordon Bloom、Van No
strand Reinhold 社、ニューヨーク州ニューヨーク市、
１９８５年）を参照されたい。
【００４５】本発明は詳細に記載されてきたが、当業者
は、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく、本発
明の最も広範な形態において、種々の変形形態、代替形
態及び別形態を実施できることを理解されたい。
は、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく、本発
明の最も広範な形態において、種々の変形形態、代替形
態及び別形態を実施できることを理解されたい。
【００４６】
【発明の効果】上記のように本発明によれば、従来型の
設計に関する問題点を軽減するとともに、フルブリッジ
トポロジーの効率に関する利点を保持するパワーコンバ
ータを実現することができる。
設計に関する問題点を軽減するとともに、フルブリッジ
トポロジーの効率に関する利点を保持するパワーコンバ
ータを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術のパワーコンバータの一実施形態の模
式図である。
式図である。
【図２】本発明の原理に従って構成されるパワーコンバ
ータの一実施形態の模式図である。
ータの一実施形態の模式図である。
【図３】Ａは、図２のパワーコンバータの典型的なスイ
ッチング波形を示す図である。Ｂは、図２のパワーコン
バータの典型的なスイッチング波形を示す図である。Ｃ
は、図２のパワーコンバータの典型的なスイッチング波
形を示す図である。
ッチング波形を示す図である。Ｂは、図２のパワーコン
バータの典型的なスイッチング波形を示す図である。Ｃ
は、図２のパワーコンバータの典型的なスイッチング波
形を示す図である。
【図４】Ａは、図２のパワーコンバータの別のスイッチ
ング波形を示す図である。Ｂは、図２のパワーコンバー
タの別のスイッチング波形を示す図である。Ｃは、図２
のパワーコンバータの別のスイッチング波形を示す図で
ある。
ング波形を示す図である。Ｂは、図２のパワーコンバー
タの別のスイッチング波形を示す図である。Ｃは、図２
のパワーコンバータの別のスイッチング波形を示す図で
ある。
１００ パワーコンバータ １１０ インバータ １２０ 第１のノード １２５ 第２のノード １３０ 第３のノード １４０ 出力整流器 １５０ 出力フィルタ １９０ 負荷 ２００ パワーコンバータ ２１０ インバータ ２２０ 第１のノード ２２５ 第２のノード ２４０ 出力整流器 ２５０ 出力フィルタ ２６０ ポストレギュレータ ２６５ スイッチング回路 ２７０ 第３のノード ２７５ 第４のノード ２９０ 負荷
Claims (24)
- 【請求項１】 出力整流器に接続されるインバータを備
えるパワーコンバータにおいて用いるためのポストレギ
ュレータであって、 少なくとも１つの制御式スイッチを備え、前記パワーコ
ンバータの出力に接続され、前記パワーコンバータから
出力電圧を受信し、そこから位相シフトされた波形を生
成するスイッチング回路と、 前記スイッチング回路に接続される一次巻線と前記整流
器に接続される二次巻線とを備え、前記パワーコンバー
タを調整するために前記位相シフトされた波形を前記整
流器に供給し、それにより前記インバータが調整されな
いようにする変圧器とを備えることを特徴とするポスト
レギュレータ。 - 【請求項２】 前記インバータは、調整されないことを
特徴とする、請求項１記載のポストレギュレータ。 - 【請求項３】 前記インバータは、フルデューティサイ
クルで動作することを特徴とする、請求項１記載のポス
トレギュレータ。 - 【請求項４】 前記スイッチング回路は、前記波形の位
相をシフトし、前記出力電圧を増減することを特徴とす
る、請求項１記載のポストレギュレータ。 - 【請求項５】 前記インバータは、 フルブリッジインバータと、 ハーフブリッジインバータとからなるグループから選択
されることを特徴とする、請求項１記載のポストレギュ
レータ。 - 【請求項６】 前記スイッチング回路は、 フルブリッジトポロジーと、 ハーフブリッジトポロジーとからなるグループから選択
されることを特徴とする、請求項１記載のポストレギュ
レータ。 - 【請求項７】 前記二次巻線は、前記整流器の第１の整
流用ダイオードに接続され、前記変圧器は、前記整流器
の第２の整流用ダイオードに接続される第２の二次巻線
を有することを特徴とする、請求項１記載のポストレギ
ュレータ。 - 【請求項８】 前記スイッチング回路は、ゼロ電圧スイ
ッチングモードで動作し、前記位相シフトされた波形を
生成することを特徴とする、請求項１記載のポストレギ
ュレータ。 - 【請求項９】 出力整流器に接続されるインバータを備
えるパワーコンバータに関連するポストレギュレータを
動作させる方法であって、 少なくとも１つの制御式スイッチを備え、前記パワーコ
ンバータに接続されるスイッチング回路において前記パ
ワーコンバータから出力電圧を受信するステップと、 位相シフトされた波形を生成するために前記スイッチン
グ回路で前記出力電圧の位相をシフトするステップと、 前記スイッチング回路に接続される一次巻線と前記整流
器に接続される二次巻線とを有し、前記パワーコンバー
タを調整し、それにより前記インバータが調整されない
ようにする変圧器を備える前記整流器に前記位相シフト
された波形を供給するステップとを有することを特徴と
する方法。 - 【請求項１０】 調整されないモードで前記インバータ
を動作させるステップをさらに有することを特徴とす
る、請求項９記載の方法。 - 【請求項１１】 フルデューティサイクルで前記インバ
ータを動作させるステップをさらに有することを特徴と
する、請求項９記載の方法。 - 【請求項１２】 前記位相シフトされた波形は、前記出
力電圧を増減することを特徴とする、請求項９記載の方
法。 - 【請求項１３】 前記インバータは、 フルブリッジインバータと、 ハーフブリッジインバータとからなるグループから選択
されることを特徴とする、請求項９記載の方法。 - 【請求項１４】 前記スイッチング回路は、 フルブリッジトポロジーと、 ハーフブリッジトポロジーとからなるグループから選択
されることを特徴とする、請求項９記載の方法。 - 【請求項１５】 前記二次巻線は、前記整流器の第１の
整流用ダイオードに接続され、前記変圧器は、前記整流
器の第２の整流用ダイオードに接続される第２の二次巻
線を有することを特徴とする、請求項９記載の方法。 - 【請求項１６】 前記位相をシフトするステップは、、
ゼロ電圧スイッチングモードで前記スイッチング回路を
動作させるステップを含むことを特徴とする、請求項９
記載の方法。 - 【請求項１７】 パワーコンバータであって、 インバータと、 前記インバータに接続される一次巻線を有する絶縁変圧
器と、 前記絶縁変圧器の二次巻線に接続される出力整流器と、 ポストレギュレータとを備え、 前記ポストレギュレータは、 少なくとも１つの制御式スイッチを備え、前記パワーコ
ンバータの出力に接続され、前記パワーコンバータから
出力電圧を受信し、そこから位相シフトされた波形を生
成するスイッチング回路と、 前記スイッチング回路に接続される一次巻線と前記整流
器に接続される二次巻線とを備え、前記パワーコンバー
タを調整するために前記位相シフトされた波形を前記整
流器に供給し、それにより前記インバータが調整されな
いようにするレギュレータ変圧器とを備えることを特徴
とするパワーコンバータ。 - 【請求項１８】 前記インバータは、調整されないこと
を特徴とする、請求項１７記載のパワーコンバータ。 - 【請求項１９】 前記インバータは、フルデューティサ
イクルで動作することを特徴とする、請求項１７記載の
パワーコンバータ。 - 【請求項２０】 前記スイッチング回路は、前記波形の
位相をシフトし、前記出力電圧を増減することを特徴と
する、請求項１７記載のパワーコンバータ。 - 【請求項２１】 前記インバータは、 フルブリッジインバータと、 ハーフブリッジインバータとからなるグループから選択
されることを特徴とする、請求項１７記載パワーコンバ
ータ。 - 【請求項２２】 前記スイッチング回路は、 フルブリッジトポロジーと、 ハーフブリッジトポロジーとからなるグループから選択
されることを特徴とする、請求項１７記載のパワーコン
バータ。 - 【請求項２３】 前記二次巻線は、前記整流器の第１の
整流用ダイオードに接続され、前記レギュレータ変圧器
は、前記整流器の第２の整流用ダイオードに接続される
第２の二次巻線を有することを特徴とする、請求項１７
記載のパワーコンバータ。 - 【請求項２４】 前記スイッチング回路は、ゼロ電圧ス
イッチングモードで動作し、前記位相シフトされた波形
を生成することを特徴とする、請求項１７記載のパワー
コンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/401,728 US6178098B1 (en) | 1999-09-22 | 1999-09-22 | Phase-shifted post-regulator, method of operation thereof and power converter employing the same |
| US09/401728 | 1999-09-22 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001103755A true JP2001103755A (ja) | 2001-04-13 |
Family
ID=23588975
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000287827A Pending JP2001103755A (ja) | 1999-09-22 | 2000-09-22 | 位相制御型ポストレギュレータ、その動作方法及びそれを用いたパワーコンバータ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6178098B1 (ja) |
| EP (1) | EP1087510A1 (ja) |
| JP (1) | JP2001103755A (ja) |
| CN (1) | CN1289171A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017085808A (ja) * | 2015-10-29 | 2017-05-18 | Tdk株式会社 | スイッチング電源装置 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7388761B1 (en) | 2006-03-28 | 2008-06-17 | University Of Central Florida Research Foundation, Inc. | High efficiency parallel post regulator for wide range input DC/DC converter |
| CN101847873B (zh) * | 2010-06-03 | 2013-01-30 | 长沙理工大学 | 一种新型有源滤波器的非线性控制方法 |
| US8325488B2 (en) | 2010-07-08 | 2012-12-04 | Tyco Electronics Corporation | Card module and module connector assembly |
| CN115864859B (zh) * | 2023-03-02 | 2023-05-09 | 南京杰芯源科技有限公司 | 一种新型pwm控制软开关半桥dc-dc变换器 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5198969A (en) * | 1990-07-13 | 1993-03-30 | Design Automation, Inc. | Soft-switching full-bridge dc/dc converting |
| US5625539A (en) * | 1994-05-30 | 1997-04-29 | Sharp Kabushiki Kaisha | Method and apparatus for controlling a DC to AC inverter system by a plurality of pulse-width modulated pulse trains |
| US5563775A (en) * | 1994-06-16 | 1996-10-08 | Reliance Comm/Tech Corporation | Full bridge phase displaced resonant transition circuit for obtaining constant resonant transition current from 0° phase angle to 180° phase angle |
| DE4443551A1 (de) * | 1994-12-07 | 1996-06-20 | Philips Patentverwaltung | Anordnung zur Leistungsversorgung eines elektrischen Verbrauchers, insbesondere Röntgen-Apparat |
-
1999
- 1999-09-22 US US09/401,728 patent/US6178098B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-09-11 EP EP00307860A patent/EP1087510A1/en not_active Withdrawn
- 2000-09-21 CN CN00128773A patent/CN1289171A/zh active Pending
- 2000-09-22 JP JP2000287827A patent/JP2001103755A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017085808A (ja) * | 2015-10-29 | 2017-05-18 | Tdk株式会社 | スイッチング電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6178098B1 (en) | 2001-01-23 |
| EP1087510A1 (en) | 2001-03-28 |
| CN1289171A (zh) | 2001-03-28 |
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