JP3525148B2 - コンバータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を入力と
するコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】図７は、従来のコンデンサインプット方
式の回路構成図である。交流電源１を入力とし、ダイオ
ードブリッジ２及びコンデンサ３により整流平滑して負
荷４に供給する方式である。図８は、コンデンサインプ
ット方式における入力波形を示す図である。図８に示す
ように、入力電流は入力電圧のピーク付近でしか流れ
ず、商用電源周波数の高調波成分を多く含むため、他の
装置や送電設備等に悪影響を及ぼしている。

【０００３】この高調波電流を抑制するために現在各種
の方法が提案されており、そのうちの１つにコンバータ
と呼ばれる、昇圧チョッパ回路をダイオードブリッジと
コンデンサの間に挿入する方法がある。図９は、従来の
昇圧チョッパ方式の回路構成図である。交流電源１がダ
イオードブリッジ２に入力され、ダイオードブリッジ２
の出力の一方にリアクトル６の一端が接続され、リアク
トル６の他端がダイオード８のアノードに接続される。
ダイオード８のカソードはコンデンサ３の一端に接続さ
れ、コンデンサ３の他端はダイオードブリッジ２の出力
の他方に接続される。負荷４はコンデンサ３の両端に接
続される。スイッチ素子７は、リアクトル６の他端とダ
イオード８のアノードとの接続点と、ダイオードブリッ
ジ２の出力の他方との間に接続される。回路の出力電圧
を検出して出力電圧を所定の値に制御する制御回路（図
示していない）により、スイッチ７をオン／オフ制御す
る。コンデンサ５はダイオードブリッジ２の出力の両端
に接続される。図９において、リアクトル６、スイッチ
７およびダイオード８で昇圧チョッパ回路を構成する。
コンデンサ５は容量の小さいもの（例えば１μＦ）を用
い、昇圧チョッパ回路のスイッチングに伴う高調波電流
を流すものであり、商用周波数に対してはほとんど影響
しない。

【０００４】この昇圧チョッパ回路の制御方法にもいく
つかの方法があり、そのうちの１つに境界値モード制御
と呼ばれる方法がある。図１０は、昇圧チョッパ回路の
境界値モード制御における理論波形を示す図である。境
界値モード制御は、リアクトル電流が連続モードと不連
続モードの境目で動作する。スイッチ素子を交流入力電
源よりも高い周波数でオン／オフする。このとき、リア
クトル電流のピーク値を入力電圧ｖi(t)に比例するよう
に、例えば図１０ではｋ×ｖi(t)になるように制御する
と、リアクトル電流の平均値すなわち入力電流はｋ×ｖ
i(t)／２となり入力電圧に比例する。その結果、交流電
源の場合は入力電流波形も正弦波となり、高調波成分を
抑制することができる。このとき、コンバータの出力電
圧Ｖ0 は、昇圧チョッパ回路であるため、入力電圧以上
であれば任意の値に設定が可能である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来の技術では、出力
電圧の値をＶ0 と設定した場合、図９におけるスイッチ
素子７及びダイオード８の定格電圧はＶ0 以上が必要と
なり、また交流電源の入力電流をピーク値がＩの正弦波
とすると、２Ｉの電流ピーク値に対する定格電流が必要
となる。従って本発明の第１の目的は、スイッチ素子に
かかる電圧あるいは電流ストレスを低減する、あるいは
使用する素子の選択の自由度を広げることにある。

【０００６】また、境界値モード制御のコンバータで
は、制御回路によって入力電流波形を入力電圧波形に相
似となるように制御するため、理論上は入力電流は完全
な正弦波となる。しかしながら実際には、例えばダイオ
ードブリッジの順方向電圧により入力電圧のゼロクロス
付近においては電流が流れない、あるいは、制御回路で
波形を検出する際ノイズ等によって波形が乱れる等、完
全な正弦波にならない場合があり、高調波成分を完全に
は抑制することができない。従って本発明の第２の目的
は、高調波成分をより一層抑制することにある。

【０００７】また、境界値モード制御では、リアクトル
の電流が連続モードと不連続モードの境界で動作するよ
うに制御するため、そのスイッチング周波数は一定では
なく、入力電圧の１周期の間でもある一定の周波数幅を
もって変化する。従って本発明の第３の目的は、チョッ
パから発生するノイズに対する対策を容易にすることに
ある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明においては、境界値モードを利用した昇圧
チョッパ方式のコンバータにおいて、交流電源を入力と
するダイオードブリッジと、第１，第２および第３のそ
れぞれの端子を有するトランスと、スイッチ素子とを具
備し、前記第１の端子が前記ダイオードブリッジの出力
の一方に接続され、前記第２の端子が前記スイッチ素子
を介して前記ダイオードブリッジの出力の他方に接続さ
れ、前記第３の端子が電流平滑回路に接続されていて、
前記第１の端子と前記第２の端子間の前記トランスの巻
き数と前記第１の端子と前記第３の端子間の前記トラン
スの巻き数の比を１対ｎとすると、ｎ＞１またはｎ＜１
である構成のコンバータとした。

【０００９】あるいはまた、前記トランスは、一次巻線
と二次巻線のそれぞれ一方を互いに接続してこれを前記
第１の端子とし、一次巻線の他方を前記第２の端子と
し、二次巻線の他方を前記第３の端子とした。あるいは
また、前記トランスは、センタータップを有する単巻の
トランスで、巻線の一方を前記第１の端子とし、センタ
ータップを前記第２の端子とし、巻線の他方を前記第３
の端子とした。

【００１０】あるいはまた、前記トランスは、巻線の他
方を前記第２の端子とし、センタータップを前記第３の
端子とした。また、コンデンサが前記ダイオードブリッ
ジの出力の両端に接続される構成の上記コンバータとし
た。リアクトルをトランス構造とすることにより、従来
の方式におけるリアクトルに発生する電圧あるいはリア
クトルに流れる電流を、トランスの巻数比により変化さ
せ、スイッチ素子あるいはダイオードに発生する電圧や
流れる電流を変化させること（素子へのストレス低減、
素子選択の自由度向上）ができる。また、スイッチ素子
がオンの時とオフの時のリアクトルの見かけ上のインダ
クタンスを変化させることにより、入力電流波形の改善
（高調波電流の抑制）及びスイッチング周波数帯域の変
化（ノイズ対策の容易化）を図ることができる。

【００１１】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施例を示す回
路構成図である。図９との相違点は、リアクトル６のか
わりにトランス９を用いた点であり、トランス９の一次
巻線および二次巻線のそれぞれ一方を接続する接続部が
ダイオードブリッジ２の出力の一方に接続され、一次巻
線の他方はスイッチ素子７を介してダイオードブリッジ
２の出力の他方に接続され、二次巻線の他方はダイオー
ド８のアノードに接続される。その他の構成要素は図９
と同じである。なお、スイッチ素子７としては、バイポ
ーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等が用いられる。図示
していないが、回路の出力電圧を検出して出力電圧を所
定の値にするように制御する制御回路によって、スイッ
チ７をオン／オフ制御する。

【００１２】図２（ａ）は、図１において、スイッチ素
子７がオンの時の電流の流れを示す図であり、図２
（ｂ）は、図１において、スイッチ素子７がオフの時の
電流の流れを示す図である。図２に示すように、電流は
スイッチ素子７がオンの状態とオフの状態とでトランス
９の一次巻線あるいは二次巻線を流れるため、それぞれ
の巻線の巻数比に応じた電圧、電流となる。なお、巻数
比を１：１にすると従来回路と等価な動作となる。

【００１３】トランス９の巻数比を１：ｎとしたとき、
ｎ＞１の場合には、スイッチ素子７のオフ時にスイッチ
素子に加わる電圧を小さく、ダイオード８の電流ピーク
値を小さく抑えることができる。ｎ＜１の場合には、ス
イッチ素子７のオン時の電流ピーク値を小さく抑えるこ
とができる。また、交流電源から入力される電流波形
は、次式で表される。

【００１４】

【数１】 この式から、巻数比ｎに対する入力電流の変化の様子
は、ｎ＝１のときは入力電流は正弦波、ｎ＜１のときは
入力電流は入力電圧のピーク付近（ｗｔ＝９０°付近）
で大きくなり、ｎ＞１のときは入力電流は入力電圧のピ
ーク付近（ｗｔ＝９０°付近）で小さくなる。この様子
を図に表したものが図３である。このように理論上波形
が変化することを応用して、実際のコンバータにおい
て、入力電流に歪みが発生した場合、これを補正するこ
とが可能となる。

【００１５】さらに、昇圧比をＭ（＝Ｖin／Ｖ0 ）とお
く。また、境界値モード制御のコンバータではスイッチ
ング周波数が変化するが、その最大値と最小値をそれぞ
れｆmax ，ｆmin とする。図４は、スイッチング周波数
の最大値／最小値の昇圧比に対する変化を示す図であ
る。図４において、巻数比ｎを小さくすると周波数の変
化を小さくすることができ、巻数比ｎを大きくすると周
波数の変化を大きくすることができる。

【００１６】なお、図５は、本発明のｎ＞１の場合の他
の実施例を示す回路構成図である。図１と相違する点は
次のとおりである。トランス１０がセンタータップを有
する単巻のトランスであり、このトランス１０の巻線の
一方はダイオードブリッジ２の出力部の一方に接続さ
れ、巻線の他方はダイオード８のアノードに接続され
る。センタータップはスイッチ素子７の一端に接続され
る構成である。

【００１７】図６は、本発明のｎ＜１の場合の他の実施
例を示す回路構成図である。図５と相違する点は次のと
おりである。トランス１１の巻線の他方がスイッチ素子
７の一端に接続され、センタータップがダイオード８の
アノードに接続される構成である。

【００１８】

【発明の効果】上述したように、トランスの巻数比ｎ＞
１とすると、スイッチ素子のオフ時にスイッチ素子に加
わる電圧を小さく、ダイオードの電流ピーク値を小さく
抑えることができ、ｎ＜１とすると、スイッチ素子のオ
ン時の電流ピーク値を小さく抑えることができるので、
トランスの巻数比を適切に選定することによって、スイ
ッチ素子及びダイオードの電圧、電流定格を小さくする
ことができ、低コストな部品あるいは入手性の良い部品
等、部品選定の幅を広げることができる。

【００１９】また、トランスの巻数比を適切に選定する
ことによって、入力電流の歪みを補正することができる
ので、高調波電流の抑制効果を高めることができる。ま
た、トランスの巻数比を適切に選定することによって、
スイッチング周波数の周波数帯域を狭くすることによ
り、スイッチングに伴うノイズの発生帯域を小さくで
き、ノイズ対策用フィルタの周波数帯域も小さくするこ
とができる。また、逆にスイッチング周波数の周波数帯
域を広くすることにより、スイッチングに伴うノイズの
発生帯域が広がるため、特定の周波数におけるノイズの
強度を小さくすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例を示す回路構成図。

【図２】図１のスイッチ素子のオン／オフ時の電流の流
れを示す図で、（ａ）はスイッチ素子がオンの時の電流
の流れを示す図、（ｂ）はスイッチ素子がオフの時の電
流の流れを示す図。

【図３】入力電流波形を示す図。

【図４】スイッチング周波数の最大値／最小値の昇圧比
に対する変化を示す図。

【図５】この発明のｎ＞１の場合の他の実施例を示す回
路構成図。

【図６】この発明のｎ＜１の場合の他の実施例を示す回
路構成図。

【図７】従来のコンデンサインプット方式の回路構成
図。

【図８】コンデンサインプット方式における入力波形を
示す図。

【図９】従来の昇圧チョッパ方式の回路構成図。

【図１０】昇圧チョッパ回路の境界値モード制御におけ
る理論波形を示す図。

【符号の説明】

１…交流電源、２…ダイオードブリッジ、３，５…コン
デンサ、４…負荷、６…リアクトル、７…スイッチ素
子、８…ダイオード、９，１０，１１…トランス。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/155 H02M 1/12 H02M 7/06 H02M 7/217

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】境界値モードを利用した昇圧チョッパ方式
   のコンバータにおいて、交流電源を入力とするダイオー
   ドブリッジと、第１，第２および第３のそれぞれの端子
   を有するトランスと、スイッチ素子とを具備し、前記第
   １の端子が前記ダイオードブリッジの出力の一方に接続
   され、前記第２の端子が前記スイッチ素子を介して前記
   ダイオードブリッジの出力の他方に接続され、前記第３
   の端子が電流平滑回路に接続されていて、前記第１の端
   子と前記第２の端子間の前記トランスの巻き数と前記第
   １の端子と前記第３の端子間の前記トランスの巻き数の
   比を１対ｎとすると、ｎ＞１またはｎ＜１であることを
   特徴とするコンバータ。
2. 【請求項２】前記トランスは、一次巻線と二次巻線のそ
   れぞれ一方を互いに接続してこれを前記第１の端子と
   し、一次巻線の他方を前記第２の端子とし、二次巻線の
   他方を前記第３の端子とすることを特徴とする請求項１
   に記載のコンバータ。
3. 【請求項３】前記トランスは、センタータップを有する
   単巻のトランスで、巻線の一方を前記第１の端子とし、
   センタータップを前記第２の端子とし、巻線の他方を前
   記第３の端子とすることを特徴とする請求項１に記載の
   コンバータ。
4. 【請求項４】巻線の他方を前記第２の端子とし、センタ
   ータップを前記第３の端子とすることを特徴とする請求
   項３に記載のコンバータ。
5. 【請求項５】コンデンサが前記ダイオードブリッジの出
   力の両端に接続されることを特徴とする請求項１乃至４
   に記載のコンバータ。