JP3301147B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交流入力電流に含まれる
高調波電流を抑制した高調波歪対策の電源装置に関する
ものである。
高調波電流を抑制した高調波歪対策の電源装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来のフィードフォワード型高調
波歪対策の電源装置の回路図を示す。図５において、１
は交流入力電源、２はローパスフィルタ、３は整流回
路、４はトランス、５，１５はスイッチング手段、６，
７，１０，１３はダイオード、８，１６はチョーク、
９，１２はコンデンサである。
波歪対策の電源装置の回路図を示す。図５において、１
は交流入力電源、２はローパスフィルタ、３は整流回
路、４はトランス、５，１５はスイッチング手段、６，
７，１０，１３はダイオード、８，１６はチョーク、
９，１２はコンデンサである。
【０００３】以上のように構成した高調波歪対策の電源
装置について、以下その動作について説明する。交流入
力電源１がローパスフィルタ２を介して整流回路３によ
り全波整流される。高周波スイッチングしているスイッ
チング手段１５のオン期間にチョーク１６に電流が流れ
励磁エネルギーが蓄積され、スイッチング手段１５のオ
フ期間に発生するチョーク１６の逆電圧と整流回路３の
出力電圧の加算電圧がダイオード１０を介してコンデン
サ１２に印加され直流電圧を得る。
装置について、以下その動作について説明する。交流入
力電源１がローパスフィルタ２を介して整流回路３によ
り全波整流される。高周波スイッチングしているスイッ
チング手段１５のオン期間にチョーク１６に電流が流れ
励磁エネルギーが蓄積され、スイッチング手段１５のオ
フ期間に発生するチョーク１６の逆電圧と整流回路３の
出力電圧の加算電圧がダイオード１０を介してコンデン
サ１２に印加され直流電圧を得る。
【０００４】スイッチング手段５の高周波スイッチング
動作によりトランス４の１次巻線４ａにコンデンサ１２
の両端の電圧レベルの矩形波を印加し、トランス４の２
次巻線４ｂに所望の電圧に降圧又は昇圧された矩形波出
力を得、ダイオード６，７、チョーク８、コンデンサ９
により整流平滑して所望の直流出力を得る。
動作によりトランス４の１次巻線４ａにコンデンサ１２
の両端の電圧レベルの矩形波を印加し、トランス４の２
次巻線４ｂに所望の電圧に降圧又は昇圧された矩形波出
力を得、ダイオード６，７、チョーク８、コンデンサ９
により整流平滑して所望の直流出力を得る。
【０００５】ここでスイッチング手段１５はコンデンサ
１２の両端の直流電圧を安定化しつつ、交流入力電流波
形が正弦波になるように制御しながらスイッチングす
る。
１２の両端の直流電圧を安定化しつつ、交流入力電流波
形が正弦波になるように制御しながらスイッチングす
る。
【０００６】またスイッチング手段５はコンデンサ９の
両端の直流出力が安定化するように制御しながらスイッ
チングする。またトランス４の巻線４ｃとダイオード１
３によりスイッチング手段５のオン期間でのトランス４
の励磁エネルギーをオフ期間にコンデンサ１２へ帰還さ
せている。
両端の直流出力が安定化するように制御しながらスイッ
チングする。またトランス４の巻線４ｃとダイオード１
３によりスイッチング手段５のオン期間でのトランス４
の励磁エネルギーをオフ期間にコンデンサ１２へ帰還さ
せている。
【０００７】このような動作により安定化された直流出
力を得ながら交流入力電流に含まれる高調波電流を抑制
している。
力を得ながら交流入力電流に含まれる高調波電流を抑制
している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし上記の従来の構
成では、インダクタ３個、スイッチング手段２個を必要
とし、また１次側コンデンサより前段の昇圧コンバータ
と後段のＤＣ−ＤＣコンバータの２つのコンバータの部
品点数となり、回路が複雑でコスト高になるという課題
があった。
成では、インダクタ３個、スイッチング手段２個を必要
とし、また１次側コンデンサより前段の昇圧コンバータ
と後段のＤＣ−ＤＣコンバータの２つのコンバータの部
品点数となり、回路が複雑でコスト高になるという課題
があった。
【０００９】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、部品点数が少なく安価でありながらほぼ同等な特性
が得られる高調波歪対策の電源装置を提供することを目
的とする。
で、部品点数が少なく安価でありながらほぼ同等な特性
が得られる高調波歪対策の電源装置を提供することを目
的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の電源装置は、交流入力電源にローパスフィル
タを介して接続した整流回路と、この整流回路の出力端
子間に接続されかつトランスの第１の１次巻線と第１の
ダイオードとスイッチング手段とからなる直列回路と、
前記第１のダイオードに並列に接続されかつ第２のダイ
オードと第３のダイオードと前記トランスの第２の１次
巻線とからなる直列回路と、前記第２のダイオードと前
記第３のダイオードとの接続点と前記整流回路の出力端
子間に接続したコンデンサと、このコンデンサに並列に
接続されかつ第４のダイオードと前記トランスの第３の
１次巻線とからなる直列回路と、前記トランスの２次巻
線に接続されかつダイオードとチョークとコンデンサと
からなる整流平滑回路とで構成したものである。
に本発明の電源装置は、交流入力電源にローパスフィル
タを介して接続した整流回路と、この整流回路の出力端
子間に接続されかつトランスの第１の１次巻線と第１の
ダイオードとスイッチング手段とからなる直列回路と、
前記第１のダイオードに並列に接続されかつ第２のダイ
オードと第３のダイオードと前記トランスの第２の１次
巻線とからなる直列回路と、前記第２のダイオードと前
記第３のダイオードとの接続点と前記整流回路の出力端
子間に接続したコンデンサと、このコンデンサに並列に
接続されかつ第４のダイオードと前記トランスの第３の
１次巻線とからなる直列回路と、前記トランスの２次巻
線に接続されかつダイオードとチョークとコンデンサと
からなる整流平滑回路とで構成したものである。
【００１１】また別の電源装置は、交流入力電源にロー
パスフィルタを介して接続した整流回路と、この整流回
路の出力端子間に接続されかつトランスの第１の１次巻
線とスイッチング手段と第１のダイオードとからなる直
列回路と、前記トランスの第１の１次巻線と前記スイッ
チング手段の直列回路に並列に接続されかつコンデンサ
と第２のダイオードとからなる直列回路と、前記コンデ
ンサと前記第２のダイオードとの接続点と前記整流回路
の出力端子間に接続されかつ第３のダイオードと前記ト
ランスの第２の１次巻線とからなる直列回路と、前記コ
ンデンサに並列に接続されかつ第４のダイオードと前記
トランスの第３の１次巻線とからなる直列回路と、前記
トランスの２次巻線に接続されかつダイオードとチョー
クとコンデンサとからなる整流平滑回路とで構成したも
のである。
パスフィルタを介して接続した整流回路と、この整流回
路の出力端子間に接続されかつトランスの第１の１次巻
線とスイッチング手段と第１のダイオードとからなる直
列回路と、前記トランスの第１の１次巻線と前記スイッ
チング手段の直列回路に並列に接続されかつコンデンサ
と第２のダイオードとからなる直列回路と、前記コンデ
ンサと前記第２のダイオードとの接続点と前記整流回路
の出力端子間に接続されかつ第３のダイオードと前記ト
ランスの第２の１次巻線とからなる直列回路と、前記コ
ンデンサに並列に接続されかつ第４のダイオードと前記
トランスの第３の１次巻線とからなる直列回路と、前記
トランスの２次巻線に接続されかつダイオードとチョー
クとコンデンサとからなる整流平滑回路とで構成したも
のである。
【００１２】
【作用】上記構成とすることにより、トランスの１次巻
線と高周波スイッチングしているスイッチング手段によ
り交流入力電圧を昇圧した電圧をコンデンサに印加して
直流出力を得、前記スイッチング手段によりトランスの
前記１次巻線、または別の１次巻線にこのコンデンサの
両端電圧を印加し、トランスの２次巻線出力を整流平滑
して直流出力を得ている。
線と高周波スイッチングしているスイッチング手段によ
り交流入力電圧を昇圧した電圧をコンデンサに印加して
直流出力を得、前記スイッチング手段によりトランスの
前記１次巻線、または別の１次巻線にこのコンデンサの
両端電圧を印加し、トランスの２次巻線出力を整流平滑
して直流出力を得ている。
【００１３】このようにすると従来例の昇圧コンバータ
部の構成部品で昇圧コンバータ用チョークはＤＣ−ＤＣ
コンバータのトランスと共用し、昇圧コンバータ用スイ
ッチング手段はＤＣ−ＤＣコンバータ用のスイッチング
手段と共用したことになり、昇圧兼ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作をする１つのコンバータとなる。
部の構成部品で昇圧コンバータ用チョークはＤＣ−ＤＣ
コンバータのトランスと共用し、昇圧コンバータ用スイ
ッチング手段はＤＣ−ＤＣコンバータ用のスイッチング
手段と共用したことになり、昇圧兼ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作をする１つのコンバータとなる。
【００１４】そしてコストに大きく影響する主部品であ
るインダクタは２個、スイッチング手段は１個となり、
従来例に比べてインダクタとスイッチング手段が共に１
個減少し、従来例の特性とほぼ同等な特性が得られなが
ら部品点数が減少し、回路が簡素化し、コストダウンと
なる。
るインダクタは２個、スイッチング手段は１個となり、
従来例に比べてインダクタとスイッチング手段が共に１
個減少し、従来例の特性とほぼ同等な特性が得られなが
ら部品点数が減少し、回路が簡素化し、コストダウンと
なる。
【００１５】
【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照しな
がら説明する。図１は本発明の第１の実施例における高
調波歪対策形の電源装置の回路図を示すものである。図
１において１は交流入力電源、２はローパスフィルタ、
３は整流回路、４はトランス、４ａは第２の１次巻線、
４ｃは第３の１次巻線、４ｄは第１の１次巻線、４ｂは
２次巻線、５はスイッチング手段、６，７はダイオー
ド、１０は第２のダイオード、１１は第１のダイオー
ド、１３は第４のダイオード、１４は第３のダイオー
ド、８はチョーク、９，１２はコンデンサである。図２
は第１の実施例の動作説明図である。
がら説明する。図１は本発明の第１の実施例における高
調波歪対策形の電源装置の回路図を示すものである。図
１において１は交流入力電源、２はローパスフィルタ、
３は整流回路、４はトランス、４ａは第２の１次巻線、
４ｃは第３の１次巻線、４ｄは第１の１次巻線、４ｂは
２次巻線、５はスイッチング手段、６，７はダイオー
ド、１０は第２のダイオード、１１は第１のダイオー
ド、１３は第４のダイオード、１４は第３のダイオー
ド、８はチョーク、９，１２はコンデンサである。図２
は第１の実施例の動作説明図である。
【００１６】以上のように構成した高調波歪対策形の電
源装置の動作を説明する。交流入力電源１からの交流入
力電圧はローパスフィルタ２を介して整流回路３で絶対
値正弦波電圧に変換される。商用周期のある期間では高
周波スイッチングしているスイッチング手段５のオン期
間に第１のダイオード１１を介してトランス４の第１の
１次巻線４ｄに絶対値正弦波電圧を印加するとトランス
４の２次巻線４ｂに電圧が誘起されると同時にトランス
４に励磁エネルギーが蓄積され、スイッチング手段５の
オフ期間にトランス４の第１の１次巻線４ｄに発生する
逆電圧し、整流回路３の出力である絶対値正弦波電圧と
の加算電圧が第２のダイオード１０を介してコンデンサ
１２に印加され直流出力が得られる。つまりトランス４
の第１の１次巻線４ｄとスイッチング手段５により、絶
対値正弦波電圧をそれより高い直流電圧に昇圧したこと
になる。
源装置の動作を説明する。交流入力電源１からの交流入
力電圧はローパスフィルタ２を介して整流回路３で絶対
値正弦波電圧に変換される。商用周期のある期間では高
周波スイッチングしているスイッチング手段５のオン期
間に第１のダイオード１１を介してトランス４の第１の
１次巻線４ｄに絶対値正弦波電圧を印加するとトランス
４の２次巻線４ｂに電圧が誘起されると同時にトランス
４に励磁エネルギーが蓄積され、スイッチング手段５の
オフ期間にトランス４の第１の１次巻線４ｄに発生する
逆電圧し、整流回路３の出力である絶対値正弦波電圧と
の加算電圧が第２のダイオード１０を介してコンデンサ
１２に印加され直流出力が得られる。つまりトランス４
の第１の１次巻線４ｄとスイッチング手段５により、絶
対値正弦波電圧をそれより高い直流電圧に昇圧したこと
になる。
【００１７】スイッチング手段５のオン期間にトランス
４の２次巻線４ｂに誘起された電圧がダイオード６，
７、チョーク８、コンデンサ９で整流平滑されて直流出
力となる。
４の２次巻線４ｂに誘起された電圧がダイオード６，
７、チョーク８、コンデンサ９で整流平滑されて直流出
力となる。
【００１８】また商用周期の別の期間ではスイッチング
手段５のオン期間にトランス４の第２の１次巻線４ａに
第３のダイオード１４を介してコンデンサ１２の昇圧さ
れた直流電圧が印加され、トランス４の２次巻線４ｂに
誘起された電圧がダイオード６，７、チョーク８、コン
デンサ９で整流平滑されて直流出力となる。
手段５のオン期間にトランス４の第２の１次巻線４ａに
第３のダイオード１４を介してコンデンサ１２の昇圧さ
れた直流電圧が印加され、トランス４の２次巻線４ｂに
誘起された電圧がダイオード６，７、チョーク８、コン
デンサ９で整流平滑されて直流出力となる。
【００１９】つまりトランス４、スイッチング手段５、
ダイオード６，７、チョーク８、コンデンサ９によりコ
ンデンサ１２の両端の直流電圧が所望の直流電圧に変換
されたことになる。
ダイオード６，７、チョーク８、コンデンサ９によりコ
ンデンサ１２の両端の直流電圧が所望の直流電圧に変換
されたことになる。
【００２０】この動作により図５の従来例と比較して昇
圧用チョーク１６は図１のトランス４の第１の１次巻線
４ｄで同一動作をさせ、図５のスイッチング手段１５は
図１のスイッチング手段５で共用させることにより図１
は昇圧兼ＤＣ−ＤＣコンバータの動作をする１つのコン
バータとなる。
圧用チョーク１６は図１のトランス４の第１の１次巻線
４ｄで同一動作をさせ、図５のスイッチング手段１５は
図１のスイッチング手段５で共用させることにより図１
は昇圧兼ＤＣ−ＤＣコンバータの動作をする１つのコン
バータとなる。
【００２１】以上述べた動作で図２（ｃ）に示すように
整流回路３の出力である絶対値正弦波電圧｜ｖi｜があ
る電圧レベルＶ１より高い期間はトランス４の第１の１
次巻線４ｄより２次巻線４ｂへ出力伝達し、Ｖ１より低
い期間は第２の１次巻線４ａより２次巻線４ｂへ出力伝
達する。コンデンサ１２の両端電圧Ｖcは整流回路３の
出力である絶対値正弦波電圧波形のピーク値とスイッチ
ング手段５の時比率で決まる昇圧電圧となる。スイッチ
ング手段５のオン期間にトランス４の第１の１次巻線４
ｄ（巻線数Ｎd）に印加する１ターン当たりの電圧は｜
ｖi｜／Ｎdで、一方１次巻線４ａ（巻線数Ｎa）に印加
する１ターン当たりの電圧はＶc／Ｎaとなり、｜ｖi｜
／Ｎd＝Ｖc／Ｎaの条件が成立するような絶対値正弦波
電圧｜ｖi｜値がＶ１となる。
整流回路３の出力である絶対値正弦波電圧｜ｖi｜があ
る電圧レベルＶ１より高い期間はトランス４の第１の１
次巻線４ｄより２次巻線４ｂへ出力伝達し、Ｖ１より低
い期間は第２の１次巻線４ａより２次巻線４ｂへ出力伝
達する。コンデンサ１２の両端電圧Ｖcは整流回路３の
出力である絶対値正弦波電圧波形のピーク値とスイッチ
ング手段５の時比率で決まる昇圧電圧となる。スイッチ
ング手段５のオン期間にトランス４の第１の１次巻線４
ｄ（巻線数Ｎd）に印加する１ターン当たりの電圧は｜
ｖi｜／Ｎdで、一方１次巻線４ａ（巻線数Ｎa）に印加
する１ターン当たりの電圧はＶc／Ｎaとなり、｜ｖi｜
／Ｎd＝Ｖc／Ｎaの条件が成立するような絶対値正弦波
電圧｜ｖi｜値がＶ１となる。
【００２２】つまり絶対値正弦波電圧｜ｖi｜がＶ１以
上の期間にトランス４の第１の１次巻線４ｄに電流が流
れ２次巻線４ｂへ出力伝達し、Ｖ１以下の期間はコンデ
ンサ１２の電圧がトランス４の第２の１次巻線４ａに印
加され２次巻線４ｂへ出力伝達する。
上の期間にトランス４の第１の１次巻線４ｄに電流が流
れ２次巻線４ｂへ出力伝達し、Ｖ１以下の期間はコンデ
ンサ１２の電圧がトランス４の第２の１次巻線４ａに印
加され２次巻線４ｂへ出力伝達する。
【００２３】スイッチング手段５のオフ期間にトランス
４の第１の１次巻線４ｄに誘起される１ターン当たりの
電圧は（Ｖc−｜ｖi｜）／Ｎdで、一方、第３の１次巻
線４ｃ（巻線数Ｎc）に誘起される１ターン当たりの電
圧はＶc／Ｎcとなり、（Ｖc−｜ｖi｜）／Ｎd＝Ｖc／Ｎ
cの条件が成立するような絶対値正弦波電圧｜ｖi｜値が
Ｖ２となる。
４の第１の１次巻線４ｄに誘起される１ターン当たりの
電圧は（Ｖc−｜ｖi｜）／Ｎdで、一方、第３の１次巻
線４ｃ（巻線数Ｎc）に誘起される１ターン当たりの電
圧はＶc／Ｎcとなり、（Ｖc−｜ｖi｜）／Ｎd＝Ｖc／Ｎ
cの条件が成立するような絶対値正弦波電圧｜ｖi｜値が
Ｖ２となる。
【００２４】つまりスイッチング手段５のオン期間にト
ランス４に励磁したエネルギーは絶対値正弦波電圧｜ｖ
i｜がＶ２以上の期間はトランス４の第１の１次巻線４
ｄより放散し第２のダイオード１０を介してコンデンサ
１２を充電し、｜ｖi｜がＶ２以下の期間は第３の１次
巻線４ｃより放散し第４のダイオード１３を介してコン
デンサ１２を充電する。ここで絶対値正弦波電圧｜ｖi
｜がＶ２以上の期間はトランス４の第１の１次巻線４ｄ
より放散するのでスイッチング手段５のオフ期間にも第
１の１次巻線４ｄに電流が流れることになり、絶対値正
弦波電圧｜ｖi｜波形のピークに近づくにつれて増加す
る。ゆえにトランス４の第１の１次巻線４ｄに流れる電
流をローパスフィルタ２で平均化した交流入力電流波形
は図２（ｂ）に示すように導通角の広い高調波歪の少な
い波形となる。
ランス４に励磁したエネルギーは絶対値正弦波電圧｜ｖ
i｜がＶ２以上の期間はトランス４の第１の１次巻線４
ｄより放散し第２のダイオード１０を介してコンデンサ
１２を充電し、｜ｖi｜がＶ２以下の期間は第３の１次
巻線４ｃより放散し第４のダイオード１３を介してコン
デンサ１２を充電する。ここで絶対値正弦波電圧｜ｖi
｜がＶ２以上の期間はトランス４の第１の１次巻線４ｄ
より放散するのでスイッチング手段５のオフ期間にも第
１の１次巻線４ｄに電流が流れることになり、絶対値正
弦波電圧｜ｖi｜波形のピークに近づくにつれて増加す
る。ゆえにトランス４の第１の１次巻線４ｄに流れる電
流をローパスフィルタ２で平均化した交流入力電流波形
は図２（ｂ）に示すように導通角の広い高調波歪の少な
い波形となる。
【００２５】図３は本発明の第２の実施例における高調
波歪対策の電源装置の回路図を示すものである。図４は
第２の実施例の動作説明図である。以下図３の電源装置
の動作を説明する。交流入力電源１からの交流入力はロ
ーパスフィルタ２を介して整流回路３で絶対値正弦波電
圧に変換される。高周波スイッチングしているスイッチ
ング手段５のオン期間に第３のダイオード１４を介して
トランス４の第２の１次巻線４ａにコンデンサ１２の両
端電圧を印加するとトランス４の２次巻線４ｂに電圧が
誘起されると同時にトランス４に励磁エネルギーが蓄積
され、商用周期のある期間ではスイッチング手段５のオ
フ期間にトランス４の第１の１次巻線４ｄに発生する逆
電圧と、整流回路３の出力である絶対値正弦波電圧との
加算電圧が第２のダイオード１０を介してコンデンサ１
２に印加され直流出力が得られる。
波歪対策の電源装置の回路図を示すものである。図４は
第２の実施例の動作説明図である。以下図３の電源装置
の動作を説明する。交流入力電源１からの交流入力はロ
ーパスフィルタ２を介して整流回路３で絶対値正弦波電
圧に変換される。高周波スイッチングしているスイッチ
ング手段５のオン期間に第３のダイオード１４を介して
トランス４の第２の１次巻線４ａにコンデンサ１２の両
端電圧を印加するとトランス４の２次巻線４ｂに電圧が
誘起されると同時にトランス４に励磁エネルギーが蓄積
され、商用周期のある期間ではスイッチング手段５のオ
フ期間にトランス４の第１の１次巻線４ｄに発生する逆
電圧と、整流回路３の出力である絶対値正弦波電圧との
加算電圧が第２のダイオード１０を介してコンデンサ１
２に印加され直流出力が得られる。
【００２６】つまりトランス４の第１の１次巻線４ｄと
第２の１次巻線４ａとスイッチング手段５により、絶対
値正弦波電圧をそれより高い直流電圧に昇圧したことに
なる。
第２の１次巻線４ａとスイッチング手段５により、絶対
値正弦波電圧をそれより高い直流電圧に昇圧したことに
なる。
【００２７】スイッチング手段５のオン期間にトランス
４の２次巻線４ｂに誘起された電圧がダイオード６，
７、チョーク８、コンデンサ９で整流平滑されて直流出
力となる。
４の２次巻線４ｂに誘起された電圧がダイオード６，
７、チョーク８、コンデンサ９で整流平滑されて直流出
力となる。
【００２８】また商用周期の別の期間ではスイッチング
手段５のオン期間にトランス４に励磁したエネルギーを
スイッチング手段５のオフ期間にトランス４の第３の１
次巻線４ｃより放散し、第４のダイオード１３を介して
コンデンサ１２を充電する。
手段５のオン期間にトランス４に励磁したエネルギーを
スイッチング手段５のオフ期間にトランス４の第３の１
次巻線４ｃより放散し、第４のダイオード１３を介して
コンデンサ１２を充電する。
【００２９】つまりトランス４、スイッチング手段５、
ダイオード６，７、チョーク８、コンデンサ９によりコ
ンデンサ１２の両端の直流電圧が所望の直流電圧に変換
されたことになる。
ダイオード６，７、チョーク８、コンデンサ９によりコ
ンデンサ１２の両端の直流電圧が所望の直流電圧に変換
されたことになる。
【００３０】この動作により図５の従来例と比較して昇
圧用チョーク１６は図１のトランス４の第２の１次巻線
４ａ、第１の１次巻線４ｄで同一動作をさせ、図５のス
イッチング手段１５は図１のスイッチング手段５で共用
させることにより図１は昇圧兼ＤＣ−ＤＣコンバータの
動作をする１つのコンバータとなる。また、第１のダイ
オード１１は省略できることになる。
圧用チョーク１６は図１のトランス４の第２の１次巻線
４ａ、第１の１次巻線４ｄで同一動作をさせ、図５のス
イッチング手段１５は図１のスイッチング手段５で共用
させることにより図１は昇圧兼ＤＣ−ＤＣコンバータの
動作をする１つのコンバータとなる。また、第１のダイ
オード１１は省略できることになる。
【００３１】以上述べた動作で図４（ｃ）に示すように
整流回路３の出力である絶対値正弦波電圧｜ｖi｜があ
る電圧レベルＶ１より高い期間はスイッチング手段５の
オン期間にトランス４に励磁したエネルギーを第１の１
次巻線４ｄより放散し、Ｖ１より低い期間は第３の１次
巻線４ｃより放散する。コンデンサ１２の両端電圧Ｖ c
は整流回路３の出力である絶対値正弦波電圧波形のピー
ク値とスイッチング手段５の時比率と第２の１次巻線４
ａと第１の１次巻線４ｄの巻数比で決まる昇圧電圧とな
る。
整流回路３の出力である絶対値正弦波電圧｜ｖi｜があ
る電圧レベルＶ１より高い期間はスイッチング手段５の
オン期間にトランス４に励磁したエネルギーを第１の１
次巻線４ｄより放散し、Ｖ１より低い期間は第３の１次
巻線４ｃより放散する。コンデンサ１２の両端電圧Ｖ c
は整流回路３の出力である絶対値正弦波電圧波形のピー
ク値とスイッチング手段５の時比率と第２の１次巻線４
ａと第１の１次巻線４ｄの巻数比で決まる昇圧電圧とな
る。
【００３２】よってスイッチング手段５のオン期間には
トランス４の第２の１次巻線４ａへはコンデンサ１２か
ら流れ、交流入力電源１からは流れない。
トランス４の第２の１次巻線４ａへはコンデンサ１２か
ら流れ、交流入力電源１からは流れない。
【００３３】スイッチング手段５のオフ期間にトランス
４の第１の１次巻線４ｄ（巻線数Ｎ d）に誘起される１
ターン当たりの逆電圧は（Ｖc−｜ｖi｜）／Ｎdで、一
方第３の１次巻線４ｃ（巻線数Ｎc）に誘起される１タ
ーン当たりの逆電圧はＶc／Ｎcとなり、（Ｖc−｜ｖ
i｜）／Ｎd＝Ｖc／Ｎcの条件が成立するような絶対値正
弦波電圧｜ｖi｜値がＶ１となる。
４の第１の１次巻線４ｄ（巻線数Ｎ d）に誘起される１
ターン当たりの逆電圧は（Ｖc−｜ｖi｜）／Ｎdで、一
方第３の１次巻線４ｃ（巻線数Ｎc）に誘起される１タ
ーン当たりの逆電圧はＶc／Ｎcとなり、（Ｖc−｜ｖ
i｜）／Ｎd＝Ｖc／Ｎcの条件が成立するような絶対値正
弦波電圧｜ｖi｜値がＶ１となる。
【００３４】つまりスイッチング手段５のオン期間にト
ランス４に励磁したエネルギーは絶対値正弦波電圧｜ｖ
i｜がＶ１以上の期間はトランス４の第１の１次巻線４
ｄより放散し第２のダイオード１０を介してコンデンサ
１２を充電し、｜ｖi｜がＶ２以下の期間は第３の１次
巻線４ｃより放散し第４のダイオード１３を介してコン
デンサ１２を充電する。
ランス４に励磁したエネルギーは絶対値正弦波電圧｜ｖ
i｜がＶ１以上の期間はトランス４の第１の１次巻線４
ｄより放散し第２のダイオード１０を介してコンデンサ
１２を充電し、｜ｖi｜がＶ２以下の期間は第３の１次
巻線４ｃより放散し第４のダイオード１３を介してコン
デンサ１２を充電する。
【００３５】ここで絶対値正弦波電圧｜ｖi｜がＶ１以
上の期間はトランス４の第１の１次巻線４ｄより放散す
るのでスイッチング手段５のオフ期間に第１の１次巻線
４ｄに電流が流れることになり、絶対値正弦波電圧｜ｖ
i｜波形のピークに近づくにつれて増加する。ゆえにト
ランス４の第１の１次巻線４ｄに流れる電流をローパス
フィルタ２で平均化した交流入力電流波形は図４（ｂ）
に示すように導通角の広い高調波歪の少ない波形とな
る。励磁エネルギーがスイッチング手段５のオフ期間に
完全放散しきれないとピーク部がもち上がった波形とな
る。
上の期間はトランス４の第１の１次巻線４ｄより放散す
るのでスイッチング手段５のオフ期間に第１の１次巻線
４ｄに電流が流れることになり、絶対値正弦波電圧｜ｖ
i｜波形のピークに近づくにつれて増加する。ゆえにト
ランス４の第１の１次巻線４ｄに流れる電流をローパス
フィルタ２で平均化した交流入力電流波形は図４（ｂ）
に示すように導通角の広い高調波歪の少ない波形とな
る。励磁エネルギーがスイッチング手段５のオフ期間に
完全放散しきれないとピーク部がもち上がった波形とな
る。
【００３６】なお本実施例ではコンバータをフィールド
フォワードとしたが、フライバック、プッシュプル、フ
ルブリッジ、ハーフブリッジ、ダブルフィードフォワー
ドとしてもよい。この場合は直流出力の大きさに合わせ
たコンバータが選べる効果がある。
フォワードとしたが、フライバック、プッシュプル、フ
ルブリッジ、ハーフブリッジ、ダブルフィードフォワー
ドとしてもよい。この場合は直流出力の大きさに合わせ
たコンバータが選べる効果がある。
【００３７】
【発明の効果】以上のように本発明は、昇圧コンバータ
とＤＣ−ＤＣコンバータで構成される従来例に比べ、部
品を共用することによりコストに大きく影響する主部品
であるインダンタとスイッチング手段を１個ずつ削減
し、昇圧兼ＤＣ−ＤＣコンバータの動作をする１コンバ
ータとすることができ、従来例の特性とほぼ同等な特性
が得られながら部品点数が減少するので回路が簡素化
し、コストダウンとなる。高周波スイッチングしている
スイッチング手段を制御するのに必要な機能として、直
流出力の安定化と交流入力電流の正弦波化の必要はな
く、直流出力の安定化のみでよく、制御回路が簡素化す
る。また昇圧動作をするとスイッチング手段のピーク電
流値の増大によるスイッチングロスやトランスのコアロ
スが増加するため、トランスの巻数比により商用周期の
うち必要最少限の交流入力電流の導通角とすることによ
り効率が良くなるという効果もある。
とＤＣ−ＤＣコンバータで構成される従来例に比べ、部
品を共用することによりコストに大きく影響する主部品
であるインダンタとスイッチング手段を１個ずつ削減
し、昇圧兼ＤＣ−ＤＣコンバータの動作をする１コンバ
ータとすることができ、従来例の特性とほぼ同等な特性
が得られながら部品点数が減少するので回路が簡素化
し、コストダウンとなる。高周波スイッチングしている
スイッチング手段を制御するのに必要な機能として、直
流出力の安定化と交流入力電流の正弦波化の必要はな
く、直流出力の安定化のみでよく、制御回路が簡素化す
る。また昇圧動作をするとスイッチング手段のピーク電
流値の増大によるスイッチングロスやトランスのコアロ
スが増加するため、トランスの巻数比により商用周期の
うち必要最少限の交流入力電流の導通角とすることによ
り効率が良くなるという効果もある。
【図１】本発明の第１の実施例における電源装置の回路
図
図
【図２】第１の実施例における電源装置の動作波形図
【図３】本発明の第２の実施例における電源装置の回路
図
図
【図４】第２の実施例における電源装置の動作波形図
【図５】従来のフィードフォワード型高調波歪対策の電
源装置の回路図
源装置の回路図
１ 交流入力電源 ２ ローパスフィルタ ３ 整流回路 ４ トランス ４ａ 第２の１次巻線 ４ｂ ２次巻線 ４ｃ 第３の１次巻線 ４ｄ 第１の１次巻線 ５ スイッチング手段 ６，７ ダイオード ８ チョーク ９，１２ コンデンサ １０ 第２のダイオード １１ 第１のダイオード １３ 第４のダイオード １４ 第３のダイオード
Claims (2)
- 【請求項１】 交流入力電源にローパスフィルタを介し
て接続した整流回路と、この整流回路の出力端子間に接
続されかつトランスの第１の１次巻線と第１のダイオー
ドとスイッチング手段とからなる直列回路と、前記第１
のダイオードに並列に接続されかつ第２のダイオードと
第３のダイオードと前記トランスの第２の１次巻線とか
らなる直列回路と、前記第２のダイオードと前記第３の
ダイオードとの接続点と前記整流回路の出力端子間に接
続したコンデンサと、このコンデンサに並列に接続され
かつ第４のダイオードと前記トランスの第３の１次巻線
とからなる直列回路と、前記トランスの２次巻線に接続
されかつダイオードとチョークとコンデンサとからなる
整流平滑回路とで構成した電源装置。 - 【請求項２】 交流入力電源にローパスフィルタを介し
て接続した整流回路と、この整流回路の出力端子間に接
続されかつコンデンサと第２のダイオードとトランスの
第１の１次巻線とからなる直列回路と、前記コンデンサ
に並列に接続されかつ前記トランスの第２の１次巻線と
スイッチング手段と第３のダイオードとからなる直列回
路と、前記コンデンサに並列に接続されかつ第４のダイ
オードと前記トランスの第３の１次巻線とからなる直列
回路と、前記トランスの２次巻線に接続されかつダイオ
ードとチョークとコンデンサとからなる整流平滑回路と
で構成した電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05190193A JP3301147B2 (ja) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05190193A JP3301147B2 (ja) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06269170A JPH06269170A (ja) | 1994-09-22 |
| JP3301147B2 true JP3301147B2 (ja) | 2002-07-15 |
Family
ID=12899786
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05190193A Expired - Fee Related JP3301147B2 (ja) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3301147B2 (ja) |
-
1993
- 1993-03-12 JP JP05190193A patent/JP3301147B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06269170A (ja) | 1994-09-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |