JP2003250272A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 装置の大型化や高価格化を避けると共に、広
い入力電圧範囲で入力電流の通流角を広げて力率を改善
する。入力電流の高調波成分を実用上十分なレベルにま
で除去し、かつ、スイッチング損失を減らして高効率化
を可能にする。 【解決手段】 入力側にノイズフィルタを有するブリッ
ジ整流回路５の一方の出力端子と平滑コンデンサ６の一
端との間に、第１のリアクトル１９と第１のダイオード
２１とを順次直列に接続する。第１のリアクトル１９及
び第１のダイオード２１の相互接続点と、変圧器７の一
次巻線７ａ及びスイッチング素子８の相互接続点との間
に、第２のダイオード２２と第２のリアクトル２０とを
直列に接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ブリッジ整流回路
の出力を平滑してなる直流電圧源から変圧器及びスイッ
チング素子を介して負荷側に直流電力を供給する絶縁形
のスイッチング電源装置に関し、詳しくは、スイッチン
グ電源装置における入力力率の改善及びスイッチング損
失や定常損失の低減技術に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図５は、一般的なチョーク入力型平滑回
路を用いて力率を改善するスイッチング電源装置の構成
を示す図である（例えば、特許文献１参照）。図５にお
いて、１は交流電源、２，４はコンデンサ、３は同一の
コアに二巻線が同極性で巻かれた同相リアクトル、５は
ブリッジ整流回路、６は平滑コンデンサ、７は変圧器、
７ａは一次巻線、７ｂは二次巻線、８はスイッチング素
子、９はダイオード、１０は平滑コンデンサ、１１は負
荷、１２はスイッチング素子８をオン・オフ制御する制
御回路、１３はチョークコイルを示す。

【０００３】ここで、コンデンサ２，４及び同相リアク
トル３はノイズフィルタを構成している。ノイズフィル
タの構成としては、コンデンサ２を省略するもの、ある
いはコンデンサ４を省略するものも周知である。かかる
構成は、ノーマルモードノイズフィルタと呼ばれ、ブリ
ッジ整流回路５の正負出線に流れるノーマルモードノイ
ズ電流を除去するものである。ノーマルモードノイズフ
ィルタのみを構成する場合は、同相リアクトル３に代え
て単巻線のリアクトルを用いればよい。また、図示して
いてないが、同相リアクトル３の各巻線をそれぞれコン
デンサを介して接地することにより、スイッチング素子
８のオン・オフに伴ってブリッジ整流回路５の正負の出
力線と接地間に流れるコモンモードノイズ電流を除去す
るための同相ノイズフィルタ（コモンモードノイズフィ
ルタ）として構成することができる。

【０００４】上記構成において、ブリッジ整流回路５か
ら出力される全波整流された直流電圧は、チョークコイ
ル１３及び平滑コンデンサ６からなるチョーク入力型の
平滑回路により平滑され、スイッチング素子８のオン・
オフにより、変圧器７、ダイオード９、平滑コンデンサ
１０を介して負荷１１にほぼ一定の直流電圧が供給され
る。なお、制御回路１２は、上記直流電圧を所望の値に
ほぼ一定にするべく、スイッチング素子８のオン・オフ
を制御するものである。ダイオード９、平滑コンデンサ
１０を介して得られる直流電圧を検出し、該検出値を所
望の値（電圧設定値など）と比較し、両者の偏差をなく
すべく前記スイッチング素子８のオン・オフデューティ
サイクルをパルス幅変調（ＰＷＭ）等により制御する。

【０００５】また、平滑コンデンサ６への充電電流は、
交流電源１からノイズフィルタ、ブリッジ整流回路５及
びチョークコイル１３を介して供給される。この充電電
流は、チョークコイル１３のインダクタンス値に応じて
ピーク値が抑えられると共に通流期間が長くなる。つま
り、平滑コンデンサ６に流れる充電電流はチョークコイ
ル１３によって平滑されることとなり、力率が改善され
る。

【０００６】

【特許文献１】特開平９−１３１０５５号公報（図５）

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このス
イッチング電源装置はスイッチング周波数が商用周波数
またはその２倍の周波数で使用されるため、チョークコ
イル１３としては数［ｍＨ］以上の大きなインダクタン
スを必要とし、形状が大きくなって重量も重くなるとい
う実用上の欠点がある。また、インダクタンスが大きい
ためコイルの巻数が多くなり、巻線の抵抗による電圧降
下が大きくなって直流中間電圧が低くなるため、スイッ
チング素子に流れる実効電流が大きくなり、これによっ
てスイッチング損失が増加したり電源装置としての効率
が低下する等の問題がある。

【０００８】一方、図６に示す如く、力率補正(ＰＦＣ)
法と呼ばれる手法を用い、入力電流を近似的に正弦波に
変換することによって力率をほぼ１に近い値とし、か
つ、入力電流の高調波成分を除去するようにしたスイッ
チング電源装置も既に知られている。図６において、１
４は第２のスイッチング素子、１５はダイオード、１６
は電流検出抵抗、１７はインダクタ、１８は第２の制御
回路であり、他の回路構成要素は図５と同一である。こ
こで、第２の制御回路１８には、平滑コンデンサ６の電
圧と電流検出抵抗１６による電流検出値とが入力されて
おり、これらの入力信号に基づいて第２のスイッチング
素子１４がオン・オフ制御されるようになっている。

【０００９】この従来技術では、インダクタ１７、第２
のスイッチング素子１４、ダイオード１５、平滑コンデ
ンサ６、電流検出抵抗１６及び第２の制御回路１８が昇
圧変換器を構成しており、制御回路１８によるスイッチ
ング素子１４のＰＷＭ制御により入力電流波形を正弦波
状にし、高調波成分を除去すると共に、入力力率を改善
している。図６に示したスイッチング電源装置では２つ
の制御回路１２，１８を必要とするため、回路構成が複
雑化して高価になる。また、力率をほぼ１に保ちつつ入
力電流に含まれる高調波成分を全部除去する必要がある
用途はそれほど多くなく、高調波成分については、規格
等による設定値以下に低減できればそれで十分な用途が
多いため、機能や価格面で無駄も多い。

【００１０】そこで本発明は、装置の大型化や高価格化
を避けると共に、広い入力電圧範囲で入力電流の通流角
を広げて力率を改善し、しかも入力電流の高調波成分を
実用上十分なレベルにまで除去し、かつ、スイッチング
損失を減らして高効率化を可能にしたスイッチング電源
装置を提供しようとするものである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、交流電源にノイズフィルタ
介して接続されたブリッジ整流回路と、このブリッジ整
流回路の出力側に接続され該ブリッジ整流回路から出力
される電圧を平滑する平滑コンデンサと、この平滑コン
デンサの両端に直列接続された変圧器の一次巻線及びス
イッチング素子と、前記変圧器の二次巻線側に発生する
電圧を整流・平滑して得られる直流電圧の検出値に基づ
き該直流電圧を所望の値とすべく前記スイッチング素子
をオン・オフ制御する制御回路と、を備えたスイッチン
グ電源装置において、前記ブリッジ整流回路の一方の出
力端子と前記平滑コンデンサの一端との間に、第１のリ
アクトルと第１のダイオードとを順次直列に接続すると
共に、これらの第１のリアクトル及び第１のダイオード
の相互接続点と、前記一次巻線及びスイッチング素子の
相互接続点との間に、第２のダイオードと第２のリアク
トルとを直列に接続したものである。

【００１２】請求項２記載の発明は、交流電源にノイズ
フィルタ介して接続されたブリッジ整流回路と、このブ
リッジ整流回路の出力側に接続され該ブリッジ整流回路
から出力される電圧を平滑する平滑コンデンサと、この
平滑コンデンサの両端に直列接続された変圧器の一次巻
線及びスイッチング素子と、前記変圧器の二次巻線側に
発生する電圧を整流・平滑して得られる直流電圧の検出
値に基づき該直流電圧を所望の値とすべく前記スイッチ
ング素子をオン・オフ制御する制御回路と、を備えたス
イッチング電源装置において、前記ブリッジ整流回路の
前段に第１のリアクトルを接続すると共に、前記ブリッ
ジ整流回路の両入力端子にそれぞれダイオードのアノー
ドを接続し、これらのダイオードのカソードと、前記一
次巻線及びスイッチング素子の相互接続点との間に、第
２のリアクトルを接続したものである。

【００１３】請求項３記載の発明は、交流電源にノイズ
フィルタ介して接続されたブリッジ整流回路と、このブ
リッジ整流回路の出力側に接続され該ブリッジ整流回路
から出力される電圧を平滑する平滑コンデンサと、この
平滑コンデンサの両端に直列接続された変圧器の一次巻
線及び主スイッチング素子と、前記変圧器の二次巻線側
に発生する電圧を整流・平滑して得られる直流電圧の検
出値に基づき該直流電圧を所望の値とすべく前記主スイ
ッチング素子をオン・オフ制御する制御回路と、を備え
たスイッチング電源装置において、前記ブリッジ整流回
路の一方の出力端子と前記平滑コンデンサの一端との間
に、第１のリアクトルと第１のダイオードとを順次直列
に接続すると共に、これらの第１のリアクトル及び第１
のダイオードの相互接続点と、前記一次巻線及び前記主
スイッチング素子の相互接続点との間に、第２のダイオ
ードと第２のリアクトルとを直列に接続し、前記主スイ
ッチング素子に並列に、スナバコンデンサ及び第１の環
流ダイオードをそれぞれ接続し、かつ、前記スナバコン
デンサの電荷を放電させるために、このスナバコンデン
サと前記変圧器の三次巻線とダイオードと補助スイッチ
ング素子とからなる閉回路を形成し、前記補助スイッチ
ング素子に並列に第２の環流ダイオードを接続したもの
である。

【００１４】請求項４記載の発明は、交流電源にノイズ
フィルタ介して接続されたブリッジ整流回路と、このブ
リッジ整流回路の出力側に接続され該ブリッジ整流回路
から出力される電圧を平滑する平滑コンデンサと、この
平滑コンデンサの両端に直列接続された変圧器の一次巻
線及び主スイッチング素子と、前記変圧器の二次巻線側
に発生する電圧を整流・平滑して得られる直流電圧の検
出値に基づき該直流電圧を所望の値とすべく前記主スイ
ッチング素子をオン・オフ制御する制御回路と、を備え
たスイッチング電源装置において、前記ブリッジ整流回
路の前段に第１のリアクトルを接続すると共に、前記ブ
リッジ整流回路の両入力端子にそれぞれダイオードのア
ノードを接続し、これらのダイオードのカソードと、前
記一次巻線及び前記主スイッチング素子の相互接続点と
の間に、第２のリアクトルを接続し、前記主スイッチン
グ素子に並列に、スナバコンデンサ及び第１の環流ダイ
オードをそれぞれ接続し、かつ、前記スナバコンデンサ
の電荷を放電させるために、このスナバコンデンサと前
記変圧器の三次巻線とダイオードと補助スイッチング素
子とからなる閉回路を形成し、前記補助スイッチング素
子に並列に第２の環流ダイオードを接続したものであ
る。

【００１５】請求項５記載の発明は、請求項２または請
求項４のいずれかに記載したスイッチング電源装置にお
いて、前記ノイズフィルタは同相リアクトルを含むもの
であって、第１のリアクトルを、前記同相リアクトルの
リーケージインダクタンスにより代用したものである。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。図１は本発明の第１実施形態を示す回路
図であり、図５及び図６と同一の構成要素には同一の参
照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中
心に説明する。ノイズフィルタの構成についても種々適
用が可能である。この実施形態は、請求項１の発明に相
当するものである。図１において、ブリッジ整流回路５
の正側出力端子には第１のリアクトル１９の一端が接続
され、その他端は、第１のダイオード２１を介して平滑
コンデンサ６の一端に接続されている。また、前記リア
クトル１９の他端は、第２のダイオード２２及び第２の
リアクトル２０を介して、変圧器７の一次巻線７ａとス
イッチング素子８との接続点に接続されている。以下、
スイッチング素子８のオン・オフに伴う動作について経
時的に説明する。

【００１７】(期間１)スイッチング素子８がオンする
と、平滑コンデンサ６の放電電流が変圧器７の一次巻線
７ａ→スイッチング素子８→平滑コンデンサ６の経路を
流れるので、このオン期間中は変圧器７に励磁エネルギ
ーが蓄えられる。交流電源１から、コンデンサ２，４及
び同相リアクトル３からなるノイズフィルタを経てブリ
ッジ整流回路５を介し流れるリアクトル１９の電流は、
リアクトル１９→ダイオード２２→リアクトル２０→ス
イッチング素子８→ブリッジ整流回路５→交流電源１の
経路(以後、経路１とする)でリアクトル２０を励磁する
電流と、リアクトル１９→ダイオード２１→平滑コンデ
ンサ６→ブリッジ整流回路５→交流電源１の経路(以
後、経路２とする)の電流とに分流する。そして、スイ
ッチング素子８がオンしている期間に経路２の電流が零
になる。

【００１８】(期間２)スイッチング素子８がオンしてい
る期間に経路２の電流が零になると、それ以後、電流は
経路１の電流のみとなる。このときの電流は、交流電源
１を電源としてリアクトル１９，２０の双方を励磁す
る。また、リアクトル１９，２０に印加される電圧は、
それぞれのインダクタンス値により、交流電源電圧をイ
ンピーダンス分割した値となる。制御回路１２は負荷１
１への印加電圧を所望の値に維持するようにオン時間を
可変デューティサイクルにてＰＷＭ制御すべく、スイッ
チング素子８のオン・オフを制御する。 （期間３）制御回路１２の指令によりスイッチング素子
８がオフすると、そのオフ期間中は、変圧器７に蓄積さ
れたエネルギーが二次巻線７ｂ→ダイオード９→平滑コ
ンデンサ１０に放電され、負荷１１に対する直流電力に
変換される。

【００１９】スイッチング素子８のオフにより、交流電
源１から、ノイズフィルタを経てブリッジ整流回路５を
介し流れるリアクトル１９の電流は、リアクトル１９→
ダイオード２２→リアクトル２０→変圧器７の一次巻線
７ａ→平滑コンデンサ６→ブリッジ整流回路５→交流電
源１の経路(以後、経路３とする)でリアクトル２０を放
電させる電流と、リアクトル１９→ダイオード２１→平
滑コンデンサ６→ブリッジ整流回路５→交流電源１の経
路(経路２)の電流とに分流する。このとき、リアクトル
２０に印加される電圧は、変圧器７の一次巻線７ａに印
加される電圧と同じ大きさ(極性は逆)となる。また、平
滑コンデンサ６は、交流電源１の電圧とリアクトル１９
の電圧を電源として充電されることになる。そして、経
路３の電流は零になる。

【００２０】(期間４)上述した経路３の電流が零になる
と、それ以後、電流は経路２の電流のみとなり、コンデ
ンサ６は、交流電源１の電圧とリアクトル１９の電圧と
を電源電圧として充電される。このように、スイッチン
グ素子８のオン・オフにより、変圧器７の二次側の負荷
１１にエネルギーを供給すると共に、交流電源１の電圧
が平滑コンデンサ６の電圧より低い時でも交流電源１か
ら交流電流を流すことができるため、入力電流の通流角
を広げて入力側力率を改善することができる。

【００２１】また、期間２における経路１の電流により
リアクトル１９に蓄積されたエネルギーが、期間３，４
及び期間１で平滑コンデンサ６に放電される。これによ
って平滑コンデンサ６は昇圧される。交流電源１からは
交流電流が流れるため通流期間が広がり、力率が改善さ
れる。さらに、平滑コンデンサ６の電圧が昇圧されるこ
とで、負荷１１に電力を供給するための変圧器７の一次
巻線７ａの実効電流が小さくなるため、一次巻線７ａに
直列に接続されたスイッチング素子８の損失も低減され
る。平滑コンデンサ６の昇圧電圧Ｖ_ｓは、交流電源１の
電圧ピーク値をＶ_ａｃ、リアクトル１９のインダクタン
スをＬ_１９、リアクトル２０のインダクタンスを
Ｌ _２０、スイッチング素子８のスイッチング周期をＴ、
前述した期間２の時間をＴ _２とすると、数式１によって
表される。

【００２２】

【数１】 すなわち、平滑コンデンサ６の昇圧電圧Ｖ_ｓは、リアク
トル１９，２０のインダクタンス値の比により、スイッ
チング素子８のオン・オフ期間とは別個独立して設定可
能となる。このため、単一の制御回路１２を用いながら
広範囲に平滑コンデンサ６の電圧を昇圧させて力率を改
善させることが可能であると共に、仮に入力電圧（交流
電圧）が高い場合でもリアクトル１９，２０のインダク
タンス値の比により平滑コンデンサ６の昇圧電圧を適当
な値に設定できるため、平滑コンデンサ６としては耐圧
の低いものを選定可能であり、これによって価格を抑え
ることが可能となる。

【００２３】また、リアクトル１９，２０はスイッチン
グ素子８のスイッチング周波数(例えば１００［ｋＨ
ｚ］程度で)に対応した高周波用の数十〜数百［μＨ］
のものを使用可能であるため、小型で安価なスイッチン
グ電源装置を実現することができる。次に、図２は本発
明の第２実施形態を示す回路図であり、請求項２の発明
に相当する。この実施形態では、図１における第１のリ
アクトル１９をブリッジ整流回路の前段に挿入する。さ
らにブリッジ整流回路５の両入力端子にそれぞれアノー
ドが接続されたダイオード２３，２４のカソードを、リ
アクトル２０を介して一次巻線７ａとスイッチング素子
８との接続点に接続したものである。

【００２４】なお、図２においては、第１のリアクトル
１９を同相リアクトル３とコンデンサ４との間に挿入し
ている。この部分の構成は、ノイズフィルタの構成によ
って種々変更が可能である。例えば、第１のリアクトル
１９をコンデンサ４とブリッジ整流回路５との間に挿入
してもよい。また、コンデンサ２，４のいずれかは省略
することもできるし、図２において同相リアクトル３と
第１のリアクトル１９との間にコンデンサを追加しても
よい。この実施形態においても、スイッチング素子８の
オン・オフに伴う動作について経時的に説明する。

【００２５】(期間１)スイッチング素子８がオンする
と、平滑コンデンサ６が放電し、変圧器７に励磁エネル
ギーが蓄積される交流電源１から、ノイズフィルタを経
てブリッジ整流回路５を介し流れるリアクトル１９の電
流は、リアクトル１９→ダイオード２３→リアクトル２
０→スイッチング素子８→ブリッジ整流回路５→交流電
源１の経路(以後、経路１’とする)でリアクトル２０を
励磁する電流と、リアクトル１９→ブリッジ整流回路５
→平滑コンデンサ６→ブリッジ整流回路５→交流電源１
の経路(以後、経路２’とする)の電流とに分流する。そ
して、スイッチング素子８がオンしている期間に経路
２’の電流が零になる。

【００２６】(期間２)スイッチング素子８がオンしてい
る期間に経路２’の電流が零になると、それ以後、電流
は経路１’の電流のみとなり、このときの電流は、交流
電源１を電源としてリアクトル１９，２０の双方を励磁
する。また、リアクトル１９，２０に印加される電圧
は、それぞれのインダクタンス値により、交流電源電圧
をインピーダンス分割した値となる。その後、負荷電圧
を一定に維持するべく動作する制御回路１２の指令によ
りスイッチング素子８がオフすると、そのオフ期間中
は、変圧器７に蓄積されたエネルギーが二次巻線７ｂ→
ダイオード９→平滑コンデンサ１０に放電され、負荷１
１に対する直流電力に変換される。

【００２７】(期間３)スイッチング素子８のオフによ
り、交流電源１から、各ノイズフィルタを経てブリッジ
整流回路５を介し流れるリアクトル１９の電流は、リア
クトル１９→ダイオード２３→リアクトル２０→一次巻
線７ａ→平滑コンデンサ６→ブリッジ整流回路５→交流
電源１の経路(以後、経路３’とする)でリアクトル２０
を放電させる電流と、前述した経路２’の電流に分流す
る。そして、経路３’の電流は零になる。 (期間４)上述した経路３’の電流が零になると、それ以
後、電流は経路２’の電流のみとなり、平滑コンデンサ
６は、交流電源１の電圧とリアクトル１９の電圧とを電
源電圧として充電される。

【００２８】この実施形態によれば、第１実施形態と同
様の効果が得られる。さらに、リアクトル１９をノイズ
フィルタの構成要素とに兼用することで、ノーマルモー
ドノイズフィルタの回路構成部品の有効利用を図ること
ができる。次に、図３は本発明の第３実施形態を示す回
路図であり、請求項３の発明に相当する。この実施形態
と第１実施形態との相違点を主に説明すると、まず、ス
イッチング素子８に並列に、スナバコンデンサ２６及び
第１の環流ダイオード２５が接続されている。また、ス
ナバコンデンサ２６の電荷を放電させるために、スナバ
コンデンサ２６と変圧器７の三次巻線７ｃ（一次巻線７
ａに直列接続されている）とダイオード２７とスイッチ
ング素子２８とからなる閉回路が形成され、前記スイッ
チング素子２８に並列に第２の環流ダイオード２９が接
続されている。その他の構成は図１と同一である。

【００２９】なお、便宜的に、スイッチング素子８を主
スイッチング素子、スイッチング素子２８を補助スイッ
チング素子と呼ぶことにする。以下に、本実施形態の動
作を説明する。なお、主スイッチング素子８のオン・オ
フによって負荷に直流電圧を供給するスイッチング電源
装置本来の動作は第１実施形態と同様であるため、以下
では第１実施形態との回路構成の相違による動作上の相
違点を説明する。主スイッチング素子８をオンする前に
補助スイッチング素子２８を先にオンさせると、スナバ
コンデンサ２６に蓄えられた電荷が、スナバコンデンサ
２６→変圧器７の三次巻線７ｃ→ダイオード２７→補助
スイッチング素子２８の経路で放電する。この放電電流
は三次巻線７ｃを励磁し、励磁エネルギーを変圧器７に
蓄えると共に、スナバコンデンサ２６→一次巻線７ａ→
平滑コンデンサ６の経路に流れる。この放電が終わった
後に主スイッチング素子８をオンさせることで、主スイ
ッチング素子８はその両端電圧が零の状態でターンオン
する零電圧スイッチングとなり、スイッチング損失が発
生することはない。

【００３０】また、主スイッチング素子８がオフすると
きにはスナバコンデンサ２６が零電圧であり、オン時に
主スイッチング素子８を流れていた電流がスナバコンデ
ンサ２６に転流してこのコンデンサ２６を充電すること
により、主スイッチング素子８に電圧を印加する。この
ため、主スイッチング素子８はターンオフ時の電圧が零
であり、零電圧スイッチングとなるためスイッチング損
失は発生しない。これにより、主スイッチング素子８は
ターンオン時及びターンオフ時にソフトスイッチング動
作となり、かつ、スナバコンデンサ２６のエネルギーを
平滑コンデンサ６に回生するため、主スイッチング素子
８のスイッチング損失の低減及びスイッチング電源装置
の効率向上が可能となる。

【００３１】図４は、本発明の第４実施形態を示す回路
図であり、請求項４の発明に相当する。この実施形態
は、第２実施形態を基本として、第３実施形態における
主スイッチング素子８、補助スイッチング素子２８、環
流ダイオード２５，２９、スナバコンデンサ２６及び三
次巻線７ｃからなる接続構成を付加したものに相当す
る。その他の構成は第２実施形態と同様である。スイッ
チング電源装置としての基本的な動作は第２実施形態と
同様であり、また、主スイッチング素子８のソフトスイ
ッチングによるスイッチング損失の低減作用や、スナバ
コンデンサ２６のエネルギーの回生動作は第３実施形態
と同様である。

【００３２】さらに、本実施形態においても、第２実施
形態と同様に、リアクトル１９をブリッジ整流回路５の
前段に設けることによってノーマルモードノイズの低減
作用を奏することができる。また、上記第２,第４の実
施形態の如く、ブリッジ整流回路の前段に第１のリアク
トルを挿入する構成では、ノイズフィルタに同相リアク
トルを用いると、同相リアクトル３のリーケージインダ
クタンスを第１のリアクトル１９として代用することが
可能である。これによって部品数を減少させ、製造コス
トの低減、装置全体の小型軽量化を図ることができる。

【００３３】具体的には、同相リアクトル３のリーケー
ジインダクタンスを、第１のリアクトル１９と同じ値に
なるように設計することで可能となる。具体的な設計方
法の一例を簡単に説明する。ワールドワイドの入力電圧
（１００〜２４０［Ｖ］）に対応させる場合、入力電圧
が上記電圧範囲の最大となっても平滑コンデンサ６に４
５０［Ｖ］耐圧のものが使用できるように設計する。４
５０［Ｖ］耐圧のコンデンサには安価な汎用のものを適
用できる。この平滑コンデンサ６についても１０％程度
の余裕を持たせて、印加される電圧を４２０［Ｖ］以下
になるように設計すればよい。

【００３４】例えば、上記電圧範囲に交流電源の１０％
程度の変動を考慮すると、入力電圧（実効値）の最大値
は２６４［Ｖ］である。このような入力電圧のピーク値
と昇圧電圧Ｖ_sとの和を４２０[Ｖ]以下にすればよいの
で、昇圧電圧Ｖ_ｓを４５［Ｖ］以下として設計すればよ
い。また、入力電圧が２６４［Ｖ］で負荷最大時の期間
２の時間Ｔ_２が主スイッチング素子８のスイッチング周
期Ｔに対して２０％程度となるように変圧器７を設計し
た場合、前記の昇圧電圧Ｖ_ｓの数式１からリアクトルＬ
_１９（４００［μＨ］）とリアクトルＬ_２０との比率
（Ｌ_１９／Ｌ_２０）が０．９３８以下になるように選定
する。実際上、リアクトルＬ_１９の値はノイズフィルタ
として効果のある値で決まるため、０．９３８以下にな
るようにリアクトルＬ_２０の値を選定する。

【００３５】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、入力電圧
の広範囲にわたり入力電流の通流角を広げて力率を改善
すると共に、入力電流に含まれる高調波を規格等による
設定値以下で実用上、支障がない程度の値に減らすこと
ができ、しかも主スイッチング素子の損失やコンデンサ
の耐圧を減らして高効率かつ安価なスイッチング電源装
置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。

【図２】本発明の第２実施形態を示す回路図である。

【図３】本発明の第３実施形態を示す回路図である。

【図４】本発明の第４実施形態を示す回路図である。

【図５】従来技術を示す回路図である。

【図６】従来技術を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２，４，６，１０，２６ コンデンサ ３ 同相リアクトル ５ ブリッジ整流回路 ７ 変圧器 ７ａ 一次巻線 ７ｂ 二次巻線 ７ｃ 三次巻線 ８，２８ スイッチング素子 ９，２１〜２５，２７，２９ ダイオード １１ 負荷 １２ 制御回路 １９，２０ リアクトル

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源にノイズフィルタを介して接続さ
   れたブリッジ整流回路と、このブリッジ整流回路の出力
   側に接続され該ブリッジ整流回路から出力される電圧を
   平滑する平滑コンデンサと、この平滑コンデンサの両端
   に直列接続された変圧器の一次巻線及びスイッチング素
   子と、前記変圧器の二次巻線側に発生する電圧を整流・
   平滑して得られる直流電圧の検出値に基づき該直流電圧
   を所望の値とすべく前記スイッチング素子をオン・オフ
   制御する制御回路と、を備えたスイッチング電源装置に
   おいて、 前記ブリッジ整流回路の一方の出力端子と前記平滑コン
   デンサの一端との間に、第１のリアクトルと第１のダイ
   オードとを順次直列に接続すると共に、これらの第１の
   リアクトル及び第１のダイオードの相互接続点と、前記
   一次巻線及びスイッチング素子の相互接続点との間に、
   第２のダイオードと第２のリアクトルとを直列に接続し
   たことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】交流電源にノイズフィルタを介して接続さ
   れたブリッジ整流回路と、このブリッジ整流回路の出力
   側に接続され該ブリッジ整流回路から出力される電圧を
   平滑する平滑コンデンサと、この平滑コンデンサの両端
   に直列接続された変圧器の一次巻線及びスイッチング素
   子と、前記変圧器の二次巻線側に発生する電圧を整流・
   平滑して得られる直流電圧の検出値に基づき該直流電圧
   を所望の値とすべく前記スイッチング素子をオン・オフ
   制御する制御回路と、を備えたスイッチング電源装置に
   おいて、 前記ブリッジ整流回路の前段に第１のリアクトルを接続
   すると共に、前記ブリッジ整流回路の両入力端子にそれ
   ぞれダイオードのアノードを接続し、これらのダイオー
   ドのカソードと、前記一次巻線及びスイッチング素子の
   相互接続点との間に、第２のリアクトルを接続したこと
   を特徴とするスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】交流電源にノイズフィルタを介して接続さ
   れたブリッジ整流回路と、このブリッジ整流回路の出力
   側に接続され該ブリッジ整流回路から出力される電圧を
   平滑する平滑コンデンサと、この平滑コンデンサの両端
   に直列接続された変圧器の一次巻線及び主スイッチング
   素子と、前記変圧器の二次巻線側に発生する電圧を整流
   ・平滑して得られる直流電圧の検出値に基づき該直流電
   圧を所望の値とすべく前記主スイッチング素子をオン・
   オフ制御する制御回路と、を備えたスイッチング電源装
   置において、 前記ブリッジ整流回路の一方の出力端子と前記平滑コン
   デンサの一端との間に、第１のリアクトルと第１のダイ
   オードとを順次直列に接続すると共に、これらの第１の
   リアクトル及び第１のダイオードの相互接続点と、前記
   一次巻線及び前記主スイッチング素子の相互接続点との
   間に、第２のダイオードと第２のリアクトルとを直列に
   接続し、 前記主スイッチング素子に並列に、スナバコンデンサ及
   び第１の環流ダイオードをそれぞれ接続し、かつ、前記
   スナバコンデンサの電荷を放電させるために、このスナ
   バコンデンサと前記変圧器の三次巻線とダイオードと補
   助スイッチング素子とからなる閉回路を形成し、前記補
   助スイッチング素子に並列に第２の環流ダイオードを接
   続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 【請求項４】交流電源にノイズフィルタを介して接続さ
   れたブリッジ整流回路と、このブリッジ整流回路の出力
   側に接続され該ブリッジ整流回路から出力される電圧を
   平滑する平滑コンデンサと、この平滑コンデンサの両端
   に直列接続された変圧器の一次巻線及び主スイッチング
   素子と、前記変圧器の二次巻線側に発生する電圧を整流
   ・平滑して得られる直流電圧の検出値に基づき該直流電
   圧を所望の値とすべく前記主スイッチング素子をオン・
   オフ制御する制御回路と、を備えたスイッチング電源装
   置において、 前記ブリッジ整流回路の前段に第１のリアクトルを接続
   すると共に、前記ブリッジ整流回路の両入力端子にそれ
   ぞれダイオードのアノードを接続し、これらのダイオー
   ドのカソードと、前記一次巻線及び前記主スイッチング
   素子の相互接続点との間に、第２のリアクトルを接続
   し、 前記主スイッチング素子に並列に、スナバコンデンサ及
   び第１の環流ダイオードをそれぞれ接続し、かつ、前記
   スナバコンデンサの電荷を放電させるために、このスナ
   バコンデンサと前記変圧器の三次巻線とダイオードと補
   助スイッチング素子とからなる閉回路を形成し、前記補
   助スイッチング素子に並列に第２の環流ダイオードを接
   続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
5. 【請求項５】請求項２および請求項４のいずれかに記載
   したスイッチング電源装置において、 前記ノイズフィルタは同相リアクトルを含むものであっ
   て、前記第１のリアクトルを、前記同相リアクトルのリ
   ーケージインダクタンスにより代用したことを特徴とす
   るスイッチング電源装置。