JPH11235054A - 電子バラスト回路 - Google Patents
電子バラスト回路Info
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- JPH11235054A JPH11235054A JP10338155A JP33815598A JPH11235054A JP H11235054 A JPH11235054 A JP H11235054A JP 10338155 A JP10338155 A JP 10338155A JP 33815598 A JP33815598 A JP 33815598A JP H11235054 A JPH11235054 A JP H11235054A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
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- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
- H05B45/30—Driver circuits
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 力率補正回路を備え、ソフト・スイッチング
が可能で、高力率で、比較的単純な構造で製造コストが
比較的低い電子バラスト回路を提供する。 【解決手段】 交流入力電圧に力率補正およびフィルタ
を施して整流電圧を得る入力回路と、整流電圧をスイッ
チして共振負荷回路に交流信号を供給するインバータ回
路とを設ける。入力回路には、高周波電流でインバータ
回路のスイッチをソフトスイッチさせる共振タンク回路
が設けられ、ダイオード・ブリッジ整流器の交流側にイ
ンダクタが配置される。このように力率補正回路のその
部分を配置すると、ブリッジ整流器が整流および電流阻
止の両機能を果たすので、バラスト回路の部品数が低減
する。これにより、安価で信頼性の高い電子バラスト回
路が得られる。一方、スイッチのスイッチング周波数は
入力電流を調整するように、スイッチング・デューティ
サイクルは出力電力を調整するように独立に制御され
る。
が可能で、高力率で、比較的単純な構造で製造コストが
比較的低い電子バラスト回路を提供する。 【解決手段】 交流入力電圧に力率補正およびフィルタ
を施して整流電圧を得る入力回路と、整流電圧をスイッ
チして共振負荷回路に交流信号を供給するインバータ回
路とを設ける。入力回路には、高周波電流でインバータ
回路のスイッチをソフトスイッチさせる共振タンク回路
が設けられ、ダイオード・ブリッジ整流器の交流側にイ
ンダクタが配置される。このように力率補正回路のその
部分を配置すると、ブリッジ整流器が整流および電流阻
止の両機能を果たすので、バラスト回路の部品数が低減
する。これにより、安価で信頼性の高い電子バラスト回
路が得られる。一方、スイッチのスイッチング周波数は
入力電流を調整するように、スイッチング・デューティ
サイクルは出力電力を調整するように独立に制御され
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、力率補正回路付き
ＡＣ−ＤＣコンバータおよびＡＣ−ＤＣ−ＡＣコンバー
タ、特に、ガス放電ランプ用の電子バラスト回路に関す
るものである。
ＡＣ−ＤＣコンバータおよびＡＣ−ＤＣ−ＡＣコンバー
タ、特に、ガス放電ランプ用の電子バラスト回路に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】バラスト回路の力率を改善するために、
力率補正（ＰＦＣ）回路を使用することは周知である。
力率は、有効入力電力レベルを皮相電力レベルで除した
ものとして定義される。ここでいう皮相電力とは電圧実
効値と電流実効値とを掛けたとものとして定義される。
したがって、低力率定格を有するシステムは、高力率を
有するシステムと比較すると、所定の有効電力に対して
より大入力電流を必要とするので、作動するのに費用が
嵩む。さらに、低力率定格を有するバラスト回路におい
て、バラスト回路内の部品は、低力率のシステムに固有
の大電流を取り扱うために一般的により大きな電力とよ
り大きなサイズが必要となる。また、ＰＦＣ回路はバラ
スト回路によってＡＣ入力ラインに戻される高調波を減
らすために用いられる。単段のバラスト回路の構成は多
数存在している。これらの回路構成の大部分は、ブース
ト回路、チャージ・ポンプ回路またはこれら両者を組み
合わせたものに区分される。
力率補正（ＰＦＣ）回路を使用することは周知である。
力率は、有効入力電力レベルを皮相電力レベルで除した
ものとして定義される。ここでいう皮相電力とは電圧実
効値と電流実効値とを掛けたとものとして定義される。
したがって、低力率定格を有するシステムは、高力率を
有するシステムと比較すると、所定の有効電力に対して
より大入力電流を必要とするので、作動するのに費用が
嵩む。さらに、低力率定格を有するバラスト回路におい
て、バラスト回路内の部品は、低力率のシステムに固有
の大電流を取り扱うために一般的により大きな電力とよ
り大きなサイズが必要となる。また、ＰＦＣ回路はバラ
スト回路によってＡＣ入力ラインに戻される高調波を減
らすために用いられる。単段のバラスト回路の構成は多
数存在している。これらの回路構成の大部分は、ブース
ト回路、チャージ・ポンプ回路またはこれら両者を組み
合わせたものに区分される。
【０００３】インバータと組み合わせた単段のブースト
回路は、米国特許 4,564,897、5,001,400 および 5,43
4,477に記載されている。これらの回路では、ブースト
部分は入力電流を整形するために使用され、インバータ
部分はそのＤＣバス電圧をＡＣ−ＤＣ−ＡＣコンバータ
への出力としての高周波ＡＣに変換するために使用され
る。すなわち、ブースト回路は入力電流を制御し、イン
バータは回路出力特性を制御する。一般に、ブースト回
路への入力電流は不連続である。不連続電流モードで
は、電流フィードバック・ループは不要で、安定性の問
題は除外され、ライン電流はほぼ正弦波となる。加え
て、連続電流モードにおいて起こるダイオードの逆方向
回復の問題がなくなり、スイッチング電力損失も比較的
低い。さらに、電流の一部がＤＣバスに直接供給される
ために、ブースト回路の効率は比較的高い。しかしなが
ら、電流の一部だけがインバータ内のスイッチ（例えば
ＦＥＴ）を通して流れるために、バラスト回路内のＤＣ
バス電圧がラインのピーク電圧に接近するにつれて、全
高調波ひずみ（ＴＨＤ）を制御することが難しくなる。
回路は、米国特許 4,564,897、5,001,400 および 5,43
4,477に記載されている。これらの回路では、ブースト
部分は入力電流を整形するために使用され、インバータ
部分はそのＤＣバス電圧をＡＣ−ＤＣ−ＡＣコンバータ
への出力としての高周波ＡＣに変換するために使用され
る。すなわち、ブースト回路は入力電流を制御し、イン
バータは回路出力特性を制御する。一般に、ブースト回
路への入力電流は不連続である。不連続電流モードで
は、電流フィードバック・ループは不要で、安定性の問
題は除外され、ライン電流はほぼ正弦波となる。加え
て、連続電流モードにおいて起こるダイオードの逆方向
回復の問題がなくなり、スイッチング電力損失も比較的
低い。さらに、電流の一部がＤＣバスに直接供給される
ために、ブースト回路の効率は比較的高い。しかしなが
ら、電流の一部だけがインバータ内のスイッチ（例えば
ＦＥＴ）を通して流れるために、バラスト回路内のＤＣ
バス電圧がラインのピーク電圧に接近するにつれて、全
高調波ひずみ（ＴＨＤ）を制御することが難しくなる。
【０００４】単段のブースト回路において、インバータ
部内のスイッチ部品には２つの役割がある。第１に入力
電流を整形し、第２に出力を制御する。出力変調を低く
保つためにはスイッチのデューティサイクルは一定でな
ければならない。しかしながら、これは、不連続電流モ
ードにとどまるためには、デューティサイクルが５０％
であれば、スイッチ電圧がピーク入力電圧の少なくとも
２倍でなければならないので、スイッチおよび他の部品
への高電圧ストレスの原因となる。例えば、実効値２７
７Ｖ（ピーク値３９０Ｖ）のＡＣライン電圧について
は、インバータ・スイッチへの電圧ストレスは８００Ｖ
程度になる。
部内のスイッチ部品には２つの役割がある。第１に入力
電流を整形し、第２に出力を制御する。出力変調を低く
保つためにはスイッチのデューティサイクルは一定でな
ければならない。しかしながら、これは、不連続電流モ
ードにとどまるためには、デューティサイクルが５０％
であれば、スイッチ電圧がピーク入力電圧の少なくとも
２倍でなければならないので、スイッチおよび他の部品
への高電圧ストレスの原因となる。例えば、実効値２７
７Ｖ（ピーク値３９０Ｖ）のＡＣライン電圧について
は、インバータ・スイッチへの電圧ストレスは８００Ｖ
程度になる。
【０００５】5,459,651、5,404,082、5,410,221および
5,488,269の米国特許、特開平8-186981号の日本特許、
およびJinrong Qian、Fred C. Leeの論文「チャージ・
ポンプ制御の高力率補正のＡＣ−ＤＣコンバータについ
ての研究」に記載されているチャージ・ポンプ回路は、
昇圧インダクタをキャパシタに交換することを開示して
いる。チャージ・ポンプ回路は、ライン電流を整形して
ＴＨＤを改善するために高周波の電源を使用する。チャ
ージ・ポンプ回路においては、バラスト回路内のＤＣバ
ス電圧はピーク入力電圧値に近づき、インバータ・スイ
ッチにかかる電圧ストレスを大幅に減少させる。しか
し、スイッチはチャージ・ポンプ電流を処理する必要も
あるので、スイッチにかかる電流ストレスは増加する。
5,488,269の米国特許、特開平8-186981号の日本特許、
およびJinrong Qian、Fred C. Leeの論文「チャージ・
ポンプ制御の高力率補正のＡＣ−ＤＣコンバータについ
ての研究」に記載されているチャージ・ポンプ回路は、
昇圧インダクタをキャパシタに交換することを開示して
いる。チャージ・ポンプ回路は、ライン電流を整形して
ＴＨＤを改善するために高周波の電源を使用する。チャ
ージ・ポンプ回路においては、バラスト回路内のＤＣバ
ス電圧はピーク入力電圧値に近づき、インバータ・スイ
ッチにかかる電圧ストレスを大幅に減少させる。しか
し、スイッチはチャージ・ポンプ電流を処理する必要も
あるので、スイッチにかかる電流ストレスは増加する。
【０００６】ブーストおよびチャージ・ポンプの組合せ
回路は、Chin S. Moo 教授により１９９６年のApplied
Power Electronics 学会で発表された。この回路は、ブ
ーストおよびチャージ・ポンプ回路の利点のいくつかを
併せ持っている。ライン入力電圧レベルによって、回路
がブーストおよびチャージ・ポンプ・モードの双方で機
能するので、入力電流は連続的であるときもあれば不連
続なときもある。ブースト・モード中は、入力エネルギ
ーの一部はバラスト回路のＤＣバスに直接供給される。
この結果、入力キャパシタのエネルギー蓄積要求量が低
減され、チャージ・ポンプが処理する電力量も減少し、
これにより、出力変調が減少し、スイッチにかかる電流
ストレスも低下する。
回路は、Chin S. Moo 教授により１９９６年のApplied
Power Electronics 学会で発表された。この回路は、ブ
ーストおよびチャージ・ポンプ回路の利点のいくつかを
併せ持っている。ライン入力電圧レベルによって、回路
がブーストおよびチャージ・ポンプ・モードの双方で機
能するので、入力電流は連続的であるときもあれば不連
続なときもある。ブースト・モード中は、入力エネルギ
ーの一部はバラスト回路のＤＣバスに直接供給される。
この結果、入力キャパシタのエネルギー蓄積要求量が低
減され、チャージ・ポンプが処理する電力量も減少し、
これにより、出力変調が減少し、スイッチにかかる電流
ストレスも低下する。
【０００７】この組合せ回路はチャージ・ポンプでもあ
るので、そのＤＣバス電圧は、インバータ・スイッチへ
の電圧ストレスを減少させるべく入力ピーク電圧付近で
作動可能である。そして、そのスイッチの不感オフ時間
による制御で、ハード・スイッチングを回避して、スイ
ッチのハード・スイッチングに固有の電力損失を低減す
るようになっている。
るので、そのＤＣバス電圧は、インバータ・スイッチへ
の電圧ストレスを減少させるべく入力ピーク電圧付近で
作動可能である。そして、そのスイッチの不感オフ時間
による制御で、ハード・スイッチングを回避して、スイ
ッチのハード・スイッチングに固有の電力損失を低減す
るようになっている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ようなブーストおよびチャージ・ポンプの組合せ回路で
は、スイッチのタイミング（例えば不感オフ時間）を正
確に制御しなければならないので、制御技術が比較的複
雑になり、この結果、制御回路のコストひいては電子バ
ラスト回路の全体的コストが上昇してしまう課題があ
る。
ようなブーストおよびチャージ・ポンプの組合せ回路で
は、スイッチのタイミング（例えば不感オフ時間）を正
確に制御しなければならないので、制御技術が比較的複
雑になり、この結果、制御回路のコストひいては電子バ
ラスト回路の全体的コストが上昇してしまう課題があ
る。
【０００９】したがって、複雑さを排し、よりソフトな
スイッチングにスイッチング特性を改善する改良された
電子バラスト回路が求められる。
スイッチングにスイッチング特性を改善する改良された
電子バラスト回路が求められる。
【００１０】本発明の目的は、ソフト・スイッチングが
可能な電子バラスト回路を提供することである。
可能な電子バラスト回路を提供することである。
【００１１】本発明の別の目的は、力率補正（ＰＦＣ）
回路を備える構成が簡単な電子バラスト回路を提供する
ことである。
回路を備える構成が簡単な電子バラスト回路を提供する
ことである。
【００１２】さらに、本発明の別の目的は、比較的単純
な構造で、高力率を有し、かつ製造コストが比較的低い
電子バラスト回路を提供することである。
な構造で、高力率を有し、かつ製造コストが比較的低い
電子バラスト回路を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の請求項１記載の発明の電子バラスト回路は、交流電圧
信号を受けてフィルタが施された交流電圧信号を供給す
る力率補正回路、前記フィルタが施された交流電圧信号
に応答するものであって、前記力率補正回路のインダク
タが交流側に設けられ、前記フィルタが施された交流電
圧信号を整流して脈流の直流信号を供給する整流回路、
および直列接続されるキャパシタおよびインダクタによ
り構成される共振回路を含む入力回路と、負荷回路と、
前記整流回路との間に前記共振回路が配置されており、
前記脈流の直流信号を受けてこの脈流の直流信号をスイ
ッチング制御信号の制御下でスイッチして前記負荷回路
に加えられる交流信号を供給するスイッチング手段を有
するインバータ回路と、前記脈流の直流信号を表す信号
および前記負荷回路に供給される電力を表わす信号を受
けて前記スイッチング制御信号を供給するものであっ
て、前記脈流の直流信号を表わす信号を使用して入力電
力を調整するために前記スイッチング制御信号の周波数
を制御するとともに、前記負荷回路に供給される電力を
表わす信号を使用して出力電力を調整するために前記ス
イッチング制御信号のデューティサイクルを制御する制
御回路とを備えるものである。
の請求項１記載の発明の電子バラスト回路は、交流電圧
信号を受けてフィルタが施された交流電圧信号を供給す
る力率補正回路、前記フィルタが施された交流電圧信号
に応答するものであって、前記力率補正回路のインダク
タが交流側に設けられ、前記フィルタが施された交流電
圧信号を整流して脈流の直流信号を供給する整流回路、
および直列接続されるキャパシタおよびインダクタによ
り構成される共振回路を含む入力回路と、負荷回路と、
前記整流回路との間に前記共振回路が配置されており、
前記脈流の直流信号を受けてこの脈流の直流信号をスイ
ッチング制御信号の制御下でスイッチして前記負荷回路
に加えられる交流信号を供給するスイッチング手段を有
するインバータ回路と、前記脈流の直流信号を表す信号
および前記負荷回路に供給される電力を表わす信号を受
けて前記スイッチング制御信号を供給するものであっ
て、前記脈流の直流信号を表わす信号を使用して入力電
力を調整するために前記スイッチング制御信号の周波数
を制御するとともに、前記負荷回路に供給される電力を
表わす信号を使用して出力電力を調整するために前記ス
イッチング制御信号のデューティサイクルを制御する制
御回路とを備えるものである。
【００１４】なお、前記整流回路はダイオード・ブリッ
ジ整流器により構成されるものでもよい（請求項２）。
ジ整流器により構成されるものでもよい（請求項２）。
【００１５】また、前記スイッチング手段は複数の電界
効果トランジスタにより構成されるものでもよい（請求
項３）。
効果トランジスタにより構成されるものでもよい（請求
項３）。
【００１６】また、前記スイッチング手段はハーフブリ
ッジ・スイッチング回路網として構成されるものでもよ
い（請求項４）。 また、前記スイッチング手段はフル
ブリッジ・スイッチング回路網として構成されるもので
もよい（請求項５）。
ッジ・スイッチング回路網として構成されるものでもよ
い（請求項４）。 また、前記スイッチング手段はフル
ブリッジ・スイッチング回路網として構成されるもので
もよい（請求項５）。
【００１７】また、前記共振回路を構成するインダクタ
は、第１電界効果トランジスタのソースおよび第２電界
効果トランジスタのドレインに接続される第１リードを
有し、これら第１および第２電界効果トランジスタはハ
ーフブリッジを形成する構成でもよい（請求項６）。
は、第１電界効果トランジスタのソースおよび第２電界
効果トランジスタのドレインに接続される第１リードを
有し、これら第１および第２電界効果トランジスタはハ
ーフブリッジを形成する構成でもよい（請求項６）。
【００１８】また、前記共振回路を構成するインダクタ
の第２リードは、第１ダイオードのアノードおよび第２
ダイオードのカソードに接続され、これら第１および第
２ダイオードは回路内のスイッチング電流の流れを制御
するのに使用される構成でもよい（請求項７）。
の第２リードは、第１ダイオードのアノードおよび第２
ダイオードのカソードに接続され、これら第１および第
２ダイオードは回路内のスイッチング電流の流れを制御
するのに使用される構成でもよい（請求項７）。
【００１９】また、前記負荷回路はランプ負荷とこれに
並列の負荷キャパシタとを含み、これらランプ負荷およ
び負荷キャパシタはともに負荷インダクタと直列になっ
ている構成でもよい（請求項８）。
並列の負荷キャパシタとを含み、これらランプ負荷およ
び負荷キャパシタはともに負荷インダクタと直列になっ
ている構成でもよい（請求項８）。
【００２０】また、前記制御回路は前記負荷回路に供給
される電力を表わすこととなる前記ランプ負荷に印加さ
れる電圧を表わす信号を受ける構成でもよい（請求項
９）。
される電力を表わすこととなる前記ランプ負荷に印加さ
れる電圧を表わす信号を受ける構成でもよい（請求項
９）。
【００２１】また、前記制御回路は前記負荷回路に流れ
る電流を表わす信号も受ける構成でもよい（請求項１
０）。 また、前記スイッチング制御信号は前記第１電
界効果トランジスタのゲートおよび前記第２電界効果ト
ランジスタのゲートに送られる構成でもよい（請求項１
１）。
る電流を表わす信号も受ける構成でもよい（請求項１
０）。 また、前記スイッチング制御信号は前記第１電
界効果トランジスタのゲートおよび前記第２電界効果ト
ランジスタのゲートに送られる構成でもよい（請求項１
１）。
【００２２】また、前記力率補正回路のインダクタは、
前記交流電圧信号を受ける第１リードおよび前記共振回
路を構成するキャパシタに接続される第２リードを有
し、前記整流回路は、前記インダクタの第２リードにア
ノードが接続される第１ダイオードおよび前記インダク
タの第２リードにカソードが接続される第２ダイオード
を有する構成でもよい（請求項１２）。
前記交流電圧信号を受ける第１リードおよび前記共振回
路を構成するキャパシタに接続される第２リードを有
し、前記整流回路は、前記インダクタの第２リードにア
ノードが接続される第１ダイオードおよび前記インダク
タの第２リードにカソードが接続される第２ダイオード
を有する構成でもよい（請求項１２）。
【００２３】また、前記制御回路は、前記負荷回路に流
れる電流を表わす電流信号および前記負荷回路の電圧を
表わす電圧信号を受ける構成でもよい（請求項１３）。
れる電流を表わす電流信号および前記負荷回路の電圧を
表わす電圧信号を受ける構成でもよい（請求項１３）。
【００２４】また、前記負荷回路に加えられる交流信号
は低周波の矩形波信号であってもよい（請求項１４）。
は低周波の矩形波信号であってもよい（請求項１４）。
【００２５】また、前記負荷回路に加えられる交流信号
は正弦波信号であってもよい（請求項１５）。
は正弦波信号であってもよい（請求項１５）。
【００２６】また、前記交流電圧信号は３相交流電圧信
号であってもよい（請求項１６，１８）。 さらに、前
記交流電圧信号は単相交流電圧信号であってもよい（請
求項１７，１９）。
号であってもよい（請求項１６，１８）。 さらに、前
記交流電圧信号は単相交流電圧信号であってもよい（請
求項１７，１９）。
【００２７】請求項２０記載の発明の電子バラスト回路
は、整流回路の交流側に配置されるインダクタを有し、
電源からの交流電圧信号を力率補正してフィルタが施さ
れた交流電圧信号を供給し、前記フィルタが施された交
流電圧信号を前記整流回路を用いて整流して脈流の直流
信号を供給する入力回路と、負荷回路と、前記脈流の直
流信号を受けてこの脈流の直流信号をスイッチング制御
信号の制御下でスイッチして前記負荷回路に加えられる
交流信号を供給するスイッチング手段を有するインバー
タ回路と、前記脈流の直流信号を表す信号および前記負
荷回路に供給される電力を表わす信号を受けて前記スイ
ッチング制御信号を供給するものであって、前記脈流の
直流信号を表わす信号を使用して入力電力を調整するた
めに前記スイッチング制御信号の周波数を制御するとと
もに、前記負荷回路に供給される電力を表わす信号を使
用して出力電力を調整するために前記スイッチング制御
信号のデューティサイクルを制御する制御回路とを備え
るものである。
は、整流回路の交流側に配置されるインダクタを有し、
電源からの交流電圧信号を力率補正してフィルタが施さ
れた交流電圧信号を供給し、前記フィルタが施された交
流電圧信号を前記整流回路を用いて整流して脈流の直流
信号を供給する入力回路と、負荷回路と、前記脈流の直
流信号を受けてこの脈流の直流信号をスイッチング制御
信号の制御下でスイッチして前記負荷回路に加えられる
交流信号を供給するスイッチング手段を有するインバー
タ回路と、前記脈流の直流信号を表す信号および前記負
荷回路に供給される電力を表わす信号を受けて前記スイ
ッチング制御信号を供給するものであって、前記脈流の
直流信号を表わす信号を使用して入力電力を調整するた
めに前記スイッチング制御信号の周波数を制御するとと
もに、前記負荷回路に供給される電力を表わす信号を使
用して出力電力を調整するために前記スイッチング制御
信号のデューティサイクルを制御する制御回路とを備え
るものである。
【００２８】なお、前記負荷回路に供給される電力を表
わす信号は、前記負荷回路に流れる電流を表わす電流信
号および前記負荷回路の電圧を表わす電圧信号を含む構
成でもよい（請求項２１）。
わす信号は、前記負荷回路に流れる電流を表わす電流信
号および前記負荷回路の電圧を表わす電圧信号を含む構
成でもよい（請求項２１）。
【００２９】また、前記入力回路は、前記電源の第１リ
ードを経由して前記交流電圧信号を受けるように配置さ
れる第１リードを有するインダクタと、このインダクタ
の第２リードに接続される第１リードを有する第１キャ
パシタと、この第１キャパシタの第２リードに接続され
る第１リードおよび前記電源の第２リードに接続される
第２リードを有する第２キャパシタとを備える構成でも
よい（請求項２２）。
ードを経由して前記交流電圧信号を受けるように配置さ
れる第１リードを有するインダクタと、このインダクタ
の第２リードに接続される第１リードを有する第１キャ
パシタと、この第１キャパシタの第２リードに接続され
る第１リードおよび前記電源の第２リードに接続される
第２リードを有する第２キャパシタとを備える構成でも
よい（請求項２２）。
【００３０】また、前記入力回路はダイオード・ブリッ
ジ整流器を有する構成でもよい（請求項２３）。
ジ整流器を有する構成でもよい（請求項２３）。
【００３１】また、前記入力回路は、前記第２キャパシ
タの第１リードにアノードが接続される第１ダイオード
と、前記第２キャパシタの第１リードにカソードが接続
されてグランドにアノードが接続される第２ダイオード
と、前記第２ダイオードのカソードおよび前記第１ダイ
オードのアノードに接続される第１リードを有する別の
インダクタとを備える構成でもよい（請求項２４）。
タの第１リードにアノードが接続される第１ダイオード
と、前記第２キャパシタの第１リードにカソードが接続
されてグランドにアノードが接続される第２ダイオード
と、前記第２ダイオードのカソードおよび前記第１ダイ
オードのアノードに接続される第１リードを有する別の
インダクタとを備える構成でもよい（請求項２４）。
【００３２】さらに、前記スイッチング手段はハーフブ
リッジ・スイッチング回路網を形成する第１トランジス
タおよび第２トランジスタを有し、前記第２ダイオード
のカソードおよび前記第１ダイオードのアノードに接続
されるインダクタの第２リードは、前記第１および第２
トランジスタ間に接続される構成でもよい（請求項２
５）。
リッジ・スイッチング回路網を形成する第１トランジス
タおよび第２トランジスタを有し、前記第２ダイオード
のカソードおよび前記第１ダイオードのアノードに接続
されるインダクタの第２リードは、前記第１および第２
トランジスタ間に接続される構成でもよい（請求項２
５）。
【００３３】上記構成の本発明では、例えば、ブースト
およびチャージ・ポンプの組合せ電子バラスト回路は、
交流入力電圧に対して整流、力率補正およびフィルタを
施して整流信号を供給する入力回路を含む。また、その
電子バラスト回路は、整流電圧を受けてこの整流電圧を
スイッチングして負荷回路に交流信号を供給するインバ
ータ回路を含む。また、入力回路は、インバータ回路に
高周波電流を与えてインバータ回路内のスイッチング手
段をソフト・スイッチングさせる共振回路（共振タンク
回路）を含む。
およびチャージ・ポンプの組合せ電子バラスト回路は、
交流入力電圧に対して整流、力率補正およびフィルタを
施して整流信号を供給する入力回路を含む。また、その
電子バラスト回路は、整流電圧を受けてこの整流電圧を
スイッチングして負荷回路に交流信号を供給するインバ
ータ回路を含む。また、入力回路は、インバータ回路に
高周波電流を与えてインバータ回路内のスイッチング手
段をソフト・スイッチングさせる共振回路（共振タンク
回路）を含む。
【００３４】入力回路では、インダクタがダイオード・
ブリッジ整流器の交流側に配置される。これにより、力
率補正回路のその部分をダイオード・ブリッジ整流器の
交流側の入力回路内に配置すると、ブリッジ整流器が整
流および電流阻止の両機能を果たすので、従来のバラス
ト回路部品のいくつかが不要になり、電子バラスト回路
のコストが低減し、必要な部品の数が減るために信頼性
が向上する利点が生じる。
ブリッジ整流器の交流側に配置される。これにより、力
率補正回路のその部分をダイオード・ブリッジ整流器の
交流側の入力回路内に配置すると、ブリッジ整流器が整
流および電流阻止の両機能を果たすので、従来のバラス
ト回路部品のいくつかが不要になり、電子バラスト回路
のコストが低減し、必要な部品の数が減るために信頼性
が向上する利点が生じる。
【００３５】本発明の一態様によれば、ダイオード・ブ
リッジ整流器の交流側にＰＦＣ回路の一部を配置するこ
とで、ＰＦＣ回路は差動フィルタという追加的な機能を
も有する。すなわち、ＰＦＣ回路は、差動フィルタリン
グ機能およびＰＦＣ機能を持つキャパシタおよびインダ
クタにより構成される。
リッジ整流器の交流側にＰＦＣ回路の一部を配置するこ
とで、ＰＦＣ回路は差動フィルタという追加的な機能を
も有する。すなわち、ＰＦＣ回路は、差動フィルタリン
グ機能およびＰＦＣ機能を持つキャパシタおよびインダ
クタにより構成される。
【００３６】入力回路はキャパシタおよびインダクタに
より構成される共振回路を有し、この共振回路は、イン
バータ回路のスイッチング手段のソフト・スイッチング
（すなわち、電子的ストレスおよび電力損失の低減）用
の高周波電流を供給する。重要なのは、スイッチング手
段に対してよりソフトなスイッチングを行うと、不感時
間（インバータ・スイッチが導通していない時間）制御
がもはや必要なくなるので、スイッチング手段のオン／
オフのスイッチングに複雑さを伴うことがなくなる。
より構成される共振回路を有し、この共振回路は、イン
バータ回路のスイッチング手段のソフト・スイッチング
（すなわち、電子的ストレスおよび電力損失の低減）用
の高周波電流を供給する。重要なのは、スイッチング手
段に対してよりソフトなスイッチングを行うと、不感時
間（インバータ・スイッチが導通していない時間）制御
がもはや必要なくなるので、スイッチング手段のオン／
オフのスイッチングに複雑さを伴うことがなくなる。
【００３７】また、本発明の別態様によれば、スイッチ
ング手段のスイッチング周波数は、入力電流を調整する
ように制御される一方、スイッチングのデューティサイ
クルが出力電力を調整するするように独立して制御され
る。重要なのは、スイッチング周波数およびデューティ
サイクルを個別に制御することにより、制御回路は、電
子バラスト回路の入出力電力をバランスさせて、ＤＣバ
ス電圧を一定値に維持することができる。
ング手段のスイッチング周波数は、入力電流を調整する
ように制御される一方、スイッチングのデューティサイ
クルが出力電力を調整するするように独立して制御され
る。重要なのは、スイッチング周波数およびデューティ
サイクルを個別に制御することにより、制御回路は、電
子バラスト回路の入出力電力をバランスさせて、ＤＣバ
ス電圧を一定値に維持することができる。
【００３８】本発明の構成は、ランプを点灯用の電子バ
ラスト回路に好適であるが、これに限らず、ＡＣ−ＤＣ
コンバータおよびＡＣ−ＤＣ−ＡＣコンバータにも利用
可能である。
ラスト回路に好適であるが、これに限らず、ＡＣ−ＤＣ
コンバータおよびＡＣ−ＤＣ−ＡＣコンバータにも利用
可能である。
【００３９】
【発明の実施の形態】図８は従来の電子バラスト回路２
０の回路図である。この電子バラスト回路２０は、電源
２１から交流電圧（例えば１２０Ｖ，６０Ｈｚ）を取り
込んでダイオード・ブリッジ整流器２２で整流して、ラ
イン２３上に脈流の直流電圧を得る。また、電子バラス
ト回路２０は、受動平滑フィルタおよび力率補正回路を
付与するインダクタ２４およびキャパシタ２６，２８を
有している。ダイオード３０，３２は、スイッチ（ＦＥ
Ｔ）３４，３６のスイッチング中、電流を阻止して所望
の電流経路を形成する。また、電子バラスト回路２０
は、スイッチ３４，３６によって充放電が制御されるキ
ャパシタ３８（好ましくは電解キャパシタ）を有してい
る。それらスイッチの動作は、インダクタ４４、負荷４
６（例えば蛍光ランプ）およびキャパシタ４８を含む共
振回路（負荷共振回路）４２に印加される交流電圧をノ
ード４０で安定させるべくスイッチング制御回路３９に
よって制御される。
０の回路図である。この電子バラスト回路２０は、電源
２１から交流電圧（例えば１２０Ｖ，６０Ｈｚ）を取り
込んでダイオード・ブリッジ整流器２２で整流して、ラ
イン２３上に脈流の直流電圧を得る。また、電子バラス
ト回路２０は、受動平滑フィルタおよび力率補正回路を
付与するインダクタ２４およびキャパシタ２６，２８を
有している。ダイオード３０，３２は、スイッチ（ＦＥ
Ｔ）３４，３６のスイッチング中、電流を阻止して所望
の電流経路を形成する。また、電子バラスト回路２０
は、スイッチ３４，３６によって充放電が制御されるキ
ャパシタ３８（好ましくは電解キャパシタ）を有してい
る。それらスイッチの動作は、インダクタ４４、負荷４
６（例えば蛍光ランプ）およびキャパシタ４８を含む共
振回路（負荷共振回路）４２に印加される交流電圧をノ
ード４０で安定させるべくスイッチング制御回路３９に
よって制御される。
【００４０】図１は本発明に係る一実施形態の電子バラ
スト回路５０の回路図である。この電子バラスト回路５
０は電源５２から交流電圧を受け、この交流電圧は、イ
ンダクタ（力率補正回路のインダクタ）６６、キャパシ
タ（共振回路のキャパシタ）６８、ダイオード７０，７
１、ダイオード（第１ダイオード）７２、ダイオード
（第２ダイオード）７３およびインダクタ（共振回路の
インダクタ）８６により構成される入力回路５１に入力
される。また、電子バラスト回路５０は、複数のスイッ
チ（例えばＦＥＴ）７８，８０および直流大容量蓄積の
キャパシタ８８，８９により構成されるインバータ６０
を含む。スイッチ７８，８０は、スイッチイング周波数
およびこのスイッチイング周波数のパルス幅（すなわち
デューティサイクル）を制御するスイッチング制御回路
８４によって制御される。このスイッチング制御回路８
４の機能については後述する。
スト回路５０の回路図である。この電子バラスト回路５
０は電源５２から交流電圧を受け、この交流電圧は、イ
ンダクタ（力率補正回路のインダクタ）６６、キャパシ
タ（共振回路のキャパシタ）６８、ダイオード７０，７
１、ダイオード（第１ダイオード）７２、ダイオード
（第２ダイオード）７３およびインダクタ（共振回路の
インダクタ）８６により構成される入力回路５１に入力
される。また、電子バラスト回路５０は、複数のスイッ
チ（例えばＦＥＴ）７８，８０および直流大容量蓄積の
キャパシタ８８，８９により構成されるインバータ６０
を含む。スイッチ７８，８０は、スイッチイング周波数
およびこのスイッチイング周波数のパルス幅（すなわち
デューティサイクル）を制御するスイッチング制御回路
８４によって制御される。このスイッチング制御回路８
４の機能については後述する。
【００４１】また、電子バラスト回路５０は、負荷９６
として示されるガス放電ランプに供給される駆動電流・
電圧にフィルタをかけるインダクタ９２およびキャパシ
タ９４を含む負荷回路８５を有している。本電子バラス
ト回路５０は、数百Ｈｚ（例えば２００Ｈｚ）の低周波
の矩形波形で高圧放電（ＨＩＤ）ランプを駆動可能に構
成されるのが望ましい。また、電子バラスト回路５０
は、蛍光ランプを点灯するのに使用され、この場合、そ
のランプを高周波数（例えばおよそ２０〜５０ｋＨｚの
範囲）の正弦波形で駆動する。
として示されるガス放電ランプに供給される駆動電流・
電圧にフィルタをかけるインダクタ９２およびキャパシ
タ９４を含む負荷回路８５を有している。本電子バラス
ト回路５０は、数百Ｈｚ（例えば２００Ｈｚ）の低周波
の矩形波形で高圧放電（ＨＩＤ）ランプを駆動可能に構
成されるのが望ましい。また、電子バラスト回路５０
は、蛍光ランプを点灯するのに使用され、この場合、そ
のランプを高周波数（例えばおよそ２０〜５０ｋＨｚの
範囲）の正弦波形で駆動する。
【００４２】ダイオード７０，７１およびキャパシタ８
８，９０は、ノード９８での電圧が電源５２からのピー
ク電圧のほぼ２倍になるダブル整流器を形成する。イン
ダクタ６６、ダイオード７２，７３、キャパシタ６８お
よびインダクタ８６は、協同して力率補正機能を果た
す。また、ダイオード７０，７１は、ＦＥＴ７８，８０
のスイッチング中、逆電流の流れを阻止するのに用いら
れる。キャパシタ６８およびインダクタ８６は、ＦＥＴ
７８，８０の制御スイッチングに応じて高周波電流を流
す共振タンク回路（インダクタ８６がキャパシタ６８を
放電させる）を形成する。
８，９０は、ノード９８での電圧が電源５２からのピー
ク電圧のほぼ２倍になるダブル整流器を形成する。イン
ダクタ６６、ダイオード７２，７３、キャパシタ６８お
よびインダクタ８６は、協同して力率補正機能を果た
す。また、ダイオード７０，７１は、ＦＥＴ７８，８０
のスイッチング中、逆電流の流れを阻止するのに用いら
れる。キャパシタ６８およびインダクタ８６は、ＦＥＴ
７８，８０の制御スイッチングに応じて高周波電流を流
す共振タンク回路（インダクタ８６がキャパシタ６８を
放電させる）を形成する。
【００４３】スイッチング制御回路８４は、ノード９８
での直流逆電圧を示す信号をライン９７で受ける。ま
た、スイッチング制御回路は、ノード１００での電流お
よび電圧を示す信号をそれぞれライン９９ａ，９９ｂで
受ける。ライン９７，９９ａ，９９ｂ上の信号は、スイ
ッチング周波数およびスイッチング・デューティサイク
ルを制御して、バラスト回路への入力電流およびバラス
ト回路の出力電力を調整するために使用される。なお、
これに限らず、負荷抵抗が比較的一定であれば、出力電
力を決定するためにライン９９ａおよび９９ｂ上のいず
れか一方の信号を使用する構成でもよい。インダクタ６
６をダイオード７０，７１によって形成されるダイオー
ド整流器の交流側に配置すると、インダクタ６６上の瞬
時励磁電圧（後述の（数３）の瞬時励磁電圧ＶDT参照）
が、スイッチング制御回路８４によるスイッチ７８，８
０に対するスイッチング・デューティサイクルとは独立
して制御される。本発明の一態様によれば、スイッチ７
８，８０のスイッチング周波数はスイッチング制御回路
８４によって制御され、その周波数値は入力電流値を制
御するのに用いられる。また、スイッチング・デューテ
ィサイクルは、出力電力を制御するのに用いられる。し
たがって、ライン９７，９９ａ，９９ｂ上の信号に応じ
てスイッチング周波数およびデューティサイクルを制御
することによって、スイッチング制御回路８４は、電子
バラスト回路の入出力電力をバランスさせ、ノード９８
での直流バス電圧を比較的一定な値に維持する。
での直流逆電圧を示す信号をライン９７で受ける。ま
た、スイッチング制御回路は、ノード１００での電流お
よび電圧を示す信号をそれぞれライン９９ａ，９９ｂで
受ける。ライン９７，９９ａ，９９ｂ上の信号は、スイ
ッチング周波数およびスイッチング・デューティサイク
ルを制御して、バラスト回路への入力電流およびバラス
ト回路の出力電力を調整するために使用される。なお、
これに限らず、負荷抵抗が比較的一定であれば、出力電
力を決定するためにライン９９ａおよび９９ｂ上のいず
れか一方の信号を使用する構成でもよい。インダクタ６
６をダイオード７０，７１によって形成されるダイオー
ド整流器の交流側に配置すると、インダクタ６６上の瞬
時励磁電圧（後述の（数３）の瞬時励磁電圧ＶDT参照）
が、スイッチング制御回路８４によるスイッチ７８，８
０に対するスイッチング・デューティサイクルとは独立
して制御される。本発明の一態様によれば、スイッチ７
８，８０のスイッチング周波数はスイッチング制御回路
８４によって制御され、その周波数値は入力電流値を制
御するのに用いられる。また、スイッチング・デューテ
ィサイクルは、出力電力を制御するのに用いられる。し
たがって、ライン９７，９９ａ，９９ｂ上の信号に応じ
てスイッチング周波数およびデューティサイクルを制御
することによって、スイッチング制御回路８４は、電子
バラスト回路の入出力電力をバランスさせ、ノード９８
での直流バス電圧を比較的一定な値に維持する。
【００４４】キャパシタ６８およびインダクタ８６によ
って形成される共振タンク回路は、スイッチ７８，８０
をソフト・スイッチングさせるようにインバータ６０に
高周波電流を与える。これにより、比較的低い電圧定格
の回路部品を電子バラスト回路５０に使用することが可
能になり、より安価な電子部品の使用が可能となる。ま
た、この回路構成では、スイッチ７８，８０のスイッチ
ング・デューティサイクルは、後述するランプ電流のよ
うな他の回路パラメータを制御して本電子バラスト回路
の出力電力を調整するために使用可能である。
って形成される共振タンク回路は、スイッチ７８，８０
をソフト・スイッチングさせるようにインバータ６０に
高周波電流を与える。これにより、比較的低い電圧定格
の回路部品を電子バラスト回路５０に使用することが可
能になり、より安価な電子部品の使用が可能となる。ま
た、この回路構成では、スイッチ７８，８０のスイッチ
ング・デューティサイクルは、後述するランプ電流のよ
うな他の回路パラメータを制御して本電子バラスト回路
の出力電力を調整するために使用可能である。
【００４５】動作上、電子バラスト回路５０のスイッチ
ング・プロセス全体は、２つのモード、すなわち共振入
力モードおよびブースト入力モードに分けることができ
る。ライン電圧が低いと（すなわち、キャパシタ６８の
電圧が大容量蓄積のキャパシタ８８，９０の両端電圧の
合計より低いと）、電子バラスト回路５０は共振入力モ
ードで作動する。作動時の共振入力モードに関連するス
イッチング・モードは６つある。以下、説明を簡潔にす
べく、電源５２からの交流入力電圧の正期間についての
み分析する。
ング・プロセス全体は、２つのモード、すなわち共振入
力モードおよびブースト入力モードに分けることができ
る。ライン電圧が低いと（すなわち、キャパシタ６８の
電圧が大容量蓄積のキャパシタ８８，９０の両端電圧の
合計より低いと）、電子バラスト回路５０は共振入力モ
ードで作動する。作動時の共振入力モードに関連するス
イッチング・モードは６つある。以下、説明を簡潔にす
べく、電源５２からの交流入力電圧の正期間についての
み分析する。
【００４６】第１のモードでは、スイッチ８０がオンに
なり、そして、インダクタ８６の電流がインダクタ（差
動チョーク）６６の電流より大きいと、ダイオード７３
がオンする（すなわち、順バイアスされる）。この結
果、キャパシタ６８がインダクタ６６を通して電源５２
により充電され、キャパシタ６８の両端電圧が上昇する
（しかし、この電圧は、作動の共振回路モードの設定に
より、大容量蓄積のキャパシタ８８，９０の両端電圧の
合計より低いままである）。
なり、そして、インダクタ８６の電流がインダクタ（差
動チョーク）６６の電流より大きいと、ダイオード７３
がオンする（すなわち、順バイアスされる）。この結
果、キャパシタ６８がインダクタ６６を通して電源５２
により充電され、キャパシタ６８の両端電圧が上昇する
（しかし、この電圧は、作動の共振回路モードの設定に
より、大容量蓄積のキャパシタ８８，９０の両端電圧の
合計より低いままである）。
【００４７】第２のモードでは、スイッチ８０がスイッ
チング制御回路８４によってオフされ、そして、スイッ
チ７８が、好ましく０ボルトのスイッチング（ＺＶＳ）
状態でオンされる。次いで、インダクタ８６に蓄積され
たエネルギーが直流大容量のキャパシタ８８，９０に放
出されて、やがてインダクタ８６に流れる電流がゼロに
減少し、この結果、ダイオード７３がオフになる（すな
わち、ダイオード７３が逆バイアスされる）。
チング制御回路８４によってオフされ、そして、スイッ
チ７８が、好ましく０ボルトのスイッチング（ＺＶＳ）
状態でオンされる。次いで、インダクタ８６に蓄積され
たエネルギーが直流大容量のキャパシタ８８，９０に放
出されて、やがてインダクタ８６に流れる電流がゼロに
減少し、この結果、ダイオード７３がオフになる（すな
わち、ダイオード７３が逆バイアスされる）。
【００４８】共振回路の作動の第３のモードでは、キャ
パシタ６８の電圧によって、キャパシタ６８がダイオー
ド７０およびスイッチ７８を通してインダクタ８６と共
振する。そして、キャパシタ６８に蓄積されたエネルギ
ーがインダクタ８６に移動して、インダクタ６６に蓄積
されたエネルギーがダイオード７０を通じて大容量蓄積
のキャパシタ８８に放出される。
パシタ６８の電圧によって、キャパシタ６８がダイオー
ド７０およびスイッチ７８を通してインダクタ８６と共
振する。そして、キャパシタ６８に蓄積されたエネルギ
ーがインダクタ８６に移動して、インダクタ６６に蓄積
されたエネルギーがダイオード７０を通じて大容量蓄積
のキャパシタ８８に放出される。
【００４９】第４のモードでは、キャパシタ６８の電圧
が負になるにつれて、ダイオード７２がオンになり、キ
ャパシタ６８の両端電圧がゼロにクランプされる。循環
電流はダイオード７２、インダクタ８６およびスイッチ
７８を通過し、インダクタ６６に蓄積されたエネルギー
はダイオード７０を通して大容量蓄積のキャパシタ８８
に放出される。
が負になるにつれて、ダイオード７２がオンになり、キ
ャパシタ６８の両端電圧がゼロにクランプされる。循環
電流はダイオード７２、インダクタ８６およびスイッチ
７８を通過し、インダクタ６６に蓄積されたエネルギー
はダイオード７０を通して大容量蓄積のキャパシタ８８
に放出される。
【００５０】第５のモードでは、スイッチング制御回路
が、好ましくＺＶＳ状態で、スイッチ７８をオフにして
スイッチ８０をオンにする。次いで、インダクタ８６に
蓄積されたエネルギーが、ダイオード７２およびスイッ
チ８０を通して、大容量蓄積のキャパシタ８８，９０に
放出される。インダクタ８６のエネルギーが放出される
につれ、インダクタ８６の電流はゼロに減少してダイオ
ード７２をオフさせ、インダクタ６６に蓄積されたエネ
ルギーはダイオード７０を通して大容量蓄積のキャパシ
タ８８に放出される。
が、好ましくＺＶＳ状態で、スイッチ７８をオフにして
スイッチ８０をオンにする。次いで、インダクタ８６に
蓄積されたエネルギーが、ダイオード７２およびスイッ
チ８０を通して、大容量蓄積のキャパシタ８８，９０に
放出される。インダクタ８６のエネルギーが放出される
につれ、インダクタ８６の電流はゼロに減少してダイオ
ード７２をオフさせ、インダクタ６６に蓄積されたエネ
ルギーはダイオード７０を通して大容量蓄積のキャパシ
タ８８に放出される。
【００５１】第６のモードでは、スイッチ８０がオン指
令を受けている間、キャパシタ６８はインダクタ８６と
共振し、インダクタ８６の電流が増大する。インダクタ
８６の電流がインダクタ６６を通過する電流より大きく
なると、ダイオード７０がオフになり、スイッチング・
プロセスが第１のモードに戻り、再びこのサイクルを繰
り返す。
令を受けている間、キャパシタ６８はインダクタ８６と
共振し、インダクタ８６の電流が増大する。インダクタ
８６の電流がインダクタ６６を通過する電流より大きく
なると、ダイオード７０がオフになり、スイッチング・
プロセスが第１のモードに戻り、再びこのサイクルを繰
り返す。
【００５２】電源５２からの瞬時入力ライン電圧が高い
と（すなわち、キャパシタ６８の両端電圧が大容量蓄積
のキャパシタ８８，９０の両端電圧の合計に達する
と）、電子バラスト回路はブースト入力モードで動作し
始める。この動作モードには７つのスイッチング・モー
ドがある。
と（すなわち、キャパシタ６８の両端電圧が大容量蓄積
のキャパシタ８８，９０の両端電圧の合計に達する
と）、電子バラスト回路はブースト入力モードで動作し
始める。この動作モードには７つのスイッチング・モー
ドがある。
【００５３】そのブースト・モードの第１のスイッチン
グ・モードは、スイッチ８０がスイッチング制御回路８
４によってにオン指令を受けた時点で開始され、入力キ
ャパシタ６８がインダクタ６６を通して電源５２により
充電される。キャパシタ６８の電圧は、大容量蓄積のキ
ャパシタ８８，９０の両端電圧の合計と等しい値に達す
るまで増加する。
グ・モードは、スイッチ８０がスイッチング制御回路８
４によってにオン指令を受けた時点で開始され、入力キ
ャパシタ６８がインダクタ６６を通して電源５２により
充電される。キャパシタ６８の電圧は、大容量蓄積のキ
ャパシタ８８，９０の両端電圧の合計と等しい値に達す
るまで増加する。
【００５４】第２のスイッチング・モードでは、一旦キ
ャパシタ６８の両端電圧が大容量蓄積のキャパシタ８
８，９０の両端電圧の合計より高くなれば、ダイオード
７０がオンになり、インダクタ６６に蓄積されたエネル
ギーが大容量蓄積のキャパシタ８８に放出される。ま
た、ダイオード７３、インダクタ８６およびスイッチ８
０を通過する循環電流が生じる。
ャパシタ６８の両端電圧が大容量蓄積のキャパシタ８
８，９０の両端電圧の合計より高くなれば、ダイオード
７０がオンになり、インダクタ６６に蓄積されたエネル
ギーが大容量蓄積のキャパシタ８８に放出される。ま
た、ダイオード７３、インダクタ８６およびスイッチ８
０を通過する循環電流が生じる。
【００５５】ブースト・モードの第３のスイッチング・
モードでは、スイッチング制御回路８４はスイッチ８０
をオフにしてスイッチ７８をオンにする。次いで、イン
ダクタ８６に蓄積されたエネルギーが直流大容量のキャ
パシタ８８，９０に放出されて、インダクタ８６の電流
がゼロに減少する。これに応じて、ダイオード７３がオ
フになる一方、インダクタ６６は依然として蓄積された
エネルギーをダイオード７０を通して大容量蓄積のキャ
パシタ８８に放出し続ける。
モードでは、スイッチング制御回路８４はスイッチ８０
をオフにしてスイッチ７８をオンにする。次いで、イン
ダクタ８６に蓄積されたエネルギーが直流大容量のキャ
パシタ８８，９０に放出されて、インダクタ８６の電流
がゼロに減少する。これに応じて、ダイオード７３がオ
フになる一方、インダクタ６６は依然として蓄積された
エネルギーをダイオード７０を通して大容量蓄積のキャ
パシタ８８に放出し続ける。
【００５６】ブースト・モードの第４のスイッチング・
モードでは、キャパシタ６８の電圧により、キャパシタ
６８はダイオード７０およびスイッチ７８を通してイン
ダクタ８６と共振する。キャパシタ６８に蓄積されたエ
ネルギーはインダクタ８６に移動し、インダクタ６６に
蓄積されたエネルギーはダイオード７０を通して大容量
蓄積のキャパシタ８８に引き続き移動する。
モードでは、キャパシタ６８の電圧により、キャパシタ
６８はダイオード７０およびスイッチ７８を通してイン
ダクタ８６と共振する。キャパシタ６８に蓄積されたエ
ネルギーはインダクタ８６に移動し、インダクタ６６に
蓄積されたエネルギーはダイオード７０を通して大容量
蓄積のキャパシタ８８に引き続き移動する。
【００５７】第５のスイッチング・モードでは、キャパ
シタ６８の両端電圧がゼロ未満になるので、ダイオード
７２がオンになる。この結果、キャパシタ６８の電圧が
ゼロにクランプされ、循環電流がダイオード７２、イン
ダクタ８６およびスイッチ７８を通過する。インダクタ
６６に蓄積されたエネルギーは、ダイオード７０を通し
て大容量蓄積のキャパシタ８８に引き続き放出される。
シタ６８の両端電圧がゼロ未満になるので、ダイオード
７２がオンになる。この結果、キャパシタ６８の電圧が
ゼロにクランプされ、循環電流がダイオード７２、イン
ダクタ８６およびスイッチ７８を通過する。インダクタ
６６に蓄積されたエネルギーは、ダイオード７０を通し
て大容量蓄積のキャパシタ８８に引き続き放出される。
【００５８】ブースト入力モードの第６のスイッチング
・モードでは、スイッチング制御回路８４は、スイッチ
７８をオフにしてスイッチ８０をオンにする。次いで、
インダクタ８６に蓄積されたエネルギーは、ダイオード
７２およびスイッチ８０を通して大容量蓄積のキャパシ
タ８８，９０に放出される。一旦インダクタ８６を通る
電流がゼロに減少すると、ダイオード７２はオフにな
る。次いで、インダクタ６６に蓄積されたエネルギー
は、ダイオード７０を通して大容量蓄積のキャパシタ８
８に引き続き放出される。
・モードでは、スイッチング制御回路８４は、スイッチ
７８をオフにしてスイッチ８０をオンにする。次いで、
インダクタ８６に蓄積されたエネルギーは、ダイオード
７２およびスイッチ８０を通して大容量蓄積のキャパシ
タ８８，９０に放出される。一旦インダクタ８６を通る
電流がゼロに減少すると、ダイオード７２はオフにな
る。次いで、インダクタ６６に蓄積されたエネルギー
は、ダイオード７０を通して大容量蓄積のキャパシタ８
８に引き続き放出される。
【００５９】第７のスイッチング・モードでは、制御回
路はスイッチ８０をオンにする。次いで、キャパシタ６
８はインダクタ８６と共振して、インダクタ８６の電流
が増大する。一度インダクタ８６の電流がインダクタ６
６の電流より高くなると、ダイオード７０はオフにな
り、スイッチング・プロセスはブースト回路作動の第１
のスイッチング・モードに戻り、このサイクルが繰り返
される。
路はスイッチ８０をオンにする。次いで、キャパシタ６
８はインダクタ８６と共振して、インダクタ８６の電流
が増大する。一度インダクタ８６の電流がインダクタ６
６の電流より高くなると、ダイオード７０はオフにな
り、スイッチング・プロセスはブースト回路作動の第１
のスイッチング・モードに戻り、このサイクルが繰り返
される。
【００６０】上記回路の動作原理から、スイッチング期
間中、仮に電子バラスト回路への入力電圧が一定であっ
ても、インダクタ６６の電圧が変化するのが分かる。イ
ンダクタ６６の電圧は、キャパシタ６８の電圧が入力電
圧にキャパシタ８８（または９０）の両端電圧Ｖ
dc1 （またはＶdc2 ）を加算したものと等しいので、ゼ
ロに減少可能である。入力回路によって得られるＰＦＣ
機能のため、電子バラスト回路の入力インピーダンスは
抵抗とみなすことができ、したがって、入力電流は入力
電圧に対してリニアになる（すなわち、入力電流は入力
電圧に従う）。入力キャパシタ６８の固定値に対して、
入力電圧が高いほど、キャパシタ６８の両端電圧がより
速く上昇し、インダクタ６６の励磁時間がより短くな
る。
間中、仮に電子バラスト回路への入力電圧が一定であっ
ても、インダクタ６６の電圧が変化するのが分かる。イ
ンダクタ６６の電圧は、キャパシタ６８の電圧が入力電
圧にキャパシタ８８（または９０）の両端電圧Ｖ
dc1 （またはＶdc2 ）を加算したものと等しいので、ゼ
ロに減少可能である。入力回路によって得られるＰＦＣ
機能のため、電子バラスト回路の入力インピーダンスは
抵抗とみなすことができ、したがって、入力電流は入力
電圧に対してリニアになる（すなわち、入力電流は入力
電圧に従う）。入力キャパシタ６８の固定値に対して、
入力電圧が高いほど、キャパシタ６８の両端電圧がより
速く上昇し、インダクタ６６の励磁時間がより短くな
る。
【００６１】共振入力モードおよびブースト・モードの
いずれの第１のモードでも、キャパシタ６８はインダク
タ６６を通した瞬時入力電圧によって充電される。した
がって、入力インダクタ６６を励磁する電圧ＶLa(ｔ)は
次の（数１）で表される。ただし、Ｖin(ｔ)は電源５２
の電圧、Ｖca(ｔ)はキャパシタ６８の両端電圧、そして
ｔは時間である。
いずれの第１のモードでも、キャパシタ６８はインダク
タ６６を通した瞬時入力電圧によって充電される。した
がって、入力インダクタ６６を励磁する電圧ＶLa(ｔ)は
次の（数１）で表される。ただし、Ｖin(ｔ)は電源５２
の電圧、Ｖca(ｔ)はキャパシタ６８の両端電圧、そして
ｔは時間である。
【００６２】
【数１】
【００６３】キャパシタ６８の両端電圧は次の（数２）
で表される。ただし、Ｒequ は入力回路５１の等価入力
抵抗、Ｖca(０)はキャパシタ６８両端の初期電圧（すな
わちｔ＝０での電圧）、Ｃａはキャパシタ６８の容量で
ある。
で表される。ただし、Ｒequ は入力回路５１の等価入力
抵抗、Ｖca(０)はキャパシタ６８両端の初期電圧（すな
わちｔ＝０での電圧）、Ｃａはキャパシタ６８の容量で
ある。
【００６４】
【数２】
【００６５】インダクタ６６の瞬時励磁電圧ＶDTは、時
間ｔを変数とする関数で表わすと、次の（数３）とな
る。
間ｔを変数とする関数で表わすと、次の（数３）とな
る。
【００６６】
【数３】
【００６７】この関数から、瞬時励磁電圧ＶDTは瞬時入
力電圧Ｖin(ｔ)に伴って変化するのが分かる。すなわ
ち、瞬時入力電圧が低いと瞬時励磁電圧ＶDTは高く、瞬
時入力電圧が高いと瞬時励磁電圧ＶDTは低い。
力電圧Ｖin(ｔ)に伴って変化するのが分かる。すなわ
ち、瞬時入力電圧が低いと瞬時励磁電圧ＶDTは高く、瞬
時入力電圧が高いと瞬時励磁電圧ＶDTは低い。
【００６８】また、等価デューティサイクルＤequ は
（数４）で表される。ただし、Ｆs はスイッチング周波
数である。
（数４）で表される。ただし、Ｆs はスイッチング周波
数である。
【００６９】
【数４】
【００７０】この等価デューティサイクルの式から、等
価デューティサイクルＤequ は、入力ライン電圧Ｖ
in(ｔ)の関数に従って変化するのが分かる。
価デューティサイクルＤequ は、入力ライン電圧Ｖ
in(ｔ)の関数に従って変化するのが分かる。
【００７１】（数４）を参照すれば、瞬時励磁電圧ＶDT
の計算において、スイッチング・デューティサイクルは
要因でないため、そのデューティサイクルは瞬時励磁電
圧制御の要因ではない。スイッチのオン／オフ制御によ
って、高周波の電流源が得られ、入力キャパシタ６８に
蓄積されたエネルギーが放電し、このエネルギーが大容
量蓄積のキャパシタ８８，９０に移動する。 図２は本
発明に係る別の実施形態のランプ駆動用電子バラスト回
路として構成される単相ハーフブリッジＡＣ−ＤＣ−Ａ
Ｃ型のコンバータ１１０を示す回路図である。このコン
バータ１１０は、フィルタリング・キャパシタ１１２，
１１４（いずれも１０ｎｆ程度）の追加および全波整流
器１１６の使用を除き、図１の電子バラスト回路５０と
実質同様である。特に、コンバータ１１０は、電源５２
からの入力電圧に対して、整流、フィルタおよび力率補
正を施す入力回路１２８を有している。
の計算において、スイッチング・デューティサイクルは
要因でないため、そのデューティサイクルは瞬時励磁電
圧制御の要因ではない。スイッチのオン／オフ制御によ
って、高周波の電流源が得られ、入力キャパシタ６８に
蓄積されたエネルギーが放電し、このエネルギーが大容
量蓄積のキャパシタ８８，９０に移動する。 図２は本
発明に係る別の実施形態のランプ駆動用電子バラスト回
路として構成される単相ハーフブリッジＡＣ−ＤＣ−Ａ
Ｃ型のコンバータ１１０を示す回路図である。このコン
バータ１１０は、フィルタリング・キャパシタ１１２，
１１４（いずれも１０ｎｆ程度）の追加および全波整流
器１１６の使用を除き、図１の電子バラスト回路５０と
実質同様である。特に、コンバータ１１０は、電源５２
からの入力電圧に対して、整流、フィルタおよび力率補
正を施す入力回路１２８を有している。
【００７２】図１に示される回路と同様、スイッチング
制御回路８４は、ノード１２０での電圧を表す信号をラ
イン１１８で、ノード１００での電圧を表す信号をライ
ン９９ａで、そしてノード１００での電流を表す信号を
ライン９９ｂで受ける。スイッチング制御回路は、これ
らフィードバック信号を、スイッチング周波数およびデ
ューティサイクルを調整するのに使用する。特に、スイ
ッチング周波数は電源５２からコンバータ１１０への入
力電流を制御するのに使用される一方、スイッチング・
デューティサイクルは出力電力を調整するのに使用され
る。また、インダクタ８６によって得られる電流源は、
スイッチ７８，８０のソフト・スイッチングを助長する
（に寄与する）。
制御回路８４は、ノード１２０での電圧を表す信号をラ
イン１１８で、ノード１００での電圧を表す信号をライ
ン９９ａで、そしてノード１００での電流を表す信号を
ライン９９ｂで受ける。スイッチング制御回路は、これ
らフィードバック信号を、スイッチング周波数およびデ
ューティサイクルを調整するのに使用する。特に、スイ
ッチング周波数は電源５２からコンバータ１１０への入
力電流を制御するのに使用される一方、スイッチング・
デューティサイクルは出力電力を調整するのに使用され
る。また、インダクタ８６によって得られる電流源は、
スイッチ７８，８０のソフト・スイッチングを助長する
（に寄与する）。
【００７３】好ましい実施形態では、コンバータ１１０
の各部品は次の値に設定される。すなわち、インダクタ
６６のインダクタンス値は１．２ｍＨ、キャパシタ１１
２，１１４の各容量は１０ｎｆ、インダクタ８６のイン
ダクタンス値は２００mＨ、インダクタ９２のイン
ダクタンス値は１．５ｍＨ、キャパシタ９４の容量は
２．１ｎｆ、そしてキャパシタ８８，９０の各容量は１
０mｆに設定される。
の各部品は次の値に設定される。すなわち、インダクタ
６６のインダクタンス値は１．２ｍＨ、キャパシタ１１
２，１１４の各容量は１０ｎｆ、インダクタ８６のイン
ダクタンス値は２００mＨ、インダクタ９２のイン
ダクタンス値は１．５ｍＨ、キャパシタ９４の容量は
２．１ｎｆ、そしてキャパシタ８８，９０の各容量は１
０mｆに設定される。
【００７４】図３は本発明に係る別の実施形態の電子バ
ラスト回路として作動するように構成される単相フルブ
リッジ単段ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ型のコンバータ１３０を示
す回路図である。このコンバータ１３０は、４つのスイ
ッチ（ＦＥＴ）１３７〜１４０により構成されるフルブ
リッジ・インバータを除き、図２の電子バラスト回路１
１０と実質同様である。そして、フルブリッジの採用に
伴って、スイッチ１３７，１３８の接続点とスイッチ１
３９，１４０の接続点との間に負荷９６、インダクタ９
２およびキャパシタ９４にそれぞれ対応する負荷１４
３、インダクタ１４５およびキャパシタ１４７が接続さ
れ、キャパシタ８８，９０に代えてキャパシタ１４９が
スイッチ１３７，１３８およびスイッチ１３９，１４０
に並列接続されている。
ラスト回路として作動するように構成される単相フルブ
リッジ単段ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ型のコンバータ１３０を示
す回路図である。このコンバータ１３０は、４つのスイ
ッチ（ＦＥＴ）１３７〜１４０により構成されるフルブ
リッジ・インバータを除き、図２の電子バラスト回路１
１０と実質同様である。そして、フルブリッジの採用に
伴って、スイッチ１３７，１３８の接続点とスイッチ１
３９，１４０の接続点との間に負荷９６、インダクタ９
２およびキャパシタ９４にそれぞれ対応する負荷１４
３、インダクタ１４５およびキャパシタ１４７が接続さ
れ、キャパシタ８８，９０に代えてキャパシタ１４９が
スイッチ１３７，１３８およびスイッチ１３９，１４０
に並列接続されている。
【００７５】スイッチ１３７，１３８は比較的高い可変
スイッチング周波数（例えば４０〜５０ｋＨｚ）および
可変デューティサイクルで作動し、スイッチ１３９、１
４０は比較的低い一定のスイッチング周波数（例えば２
００Ｈｚ）および固定デューティサイクル（例えば５０
％）で作動し、ランプに低周波の矩形波形を与える。コ
ンバータ１３０は、（ノード１２０からグランドまで計
って）フル直流逆電圧がランプに印加されるので、ＨＩ
Ｄランプ（図３では負荷１４３で表示）を駆動するよう
な低交流入力電圧に適している。
スイッチング周波数（例えば４０〜５０ｋＨｚ）および
可変デューティサイクルで作動し、スイッチ１３９、１
４０は比較的低い一定のスイッチング周波数（例えば２
００Ｈｚ）および固定デューティサイクル（例えば５０
％）で作動し、ランプに低周波の矩形波形を与える。コ
ンバータ１３０は、（ノード１２０からグランドまで計
って）フル直流逆電圧がランプに印加されるので、ＨＩ
Ｄランプ（図３では負荷１４３で表示）を駆動するよう
な低交流入力電圧に適している。
【００７６】入力回路１２８は、電源５２からの入力電
圧に対して、整流、フィルタおよび力率補正を施す。ス
イッチング制御回路８４は、ノード１２０での電圧を示
す信号をライン１１８で、ノード１４６での電圧を表す
信号をライン１４４ａで、そしてノード１４６での電流
を表す信号をライン１４４ｂで受ける。スイッチング制
御回路８４は、これらフィードバック信号を使用してス
イッチ１３７，１３８のスイッチング周波数およびデュ
ーティサイクルを調整する。スイッチング周波数は入力
電流を制御するのに用いられる一方で、スイッチング・
デューティサイクルはコンバータ１３０の出力電力を調
整するのに用いられる。また、インダクタ８６によって
得られる電流源は、スイッチ１３７，１３８のソフト・
スイッチングを助長する。
圧に対して、整流、フィルタおよび力率補正を施す。ス
イッチング制御回路８４は、ノード１２０での電圧を示
す信号をライン１１８で、ノード１４６での電圧を表す
信号をライン１４４ａで、そしてノード１４６での電流
を表す信号をライン１４４ｂで受ける。スイッチング制
御回路８４は、これらフィードバック信号を使用してス
イッチ１３７，１３８のスイッチング周波数およびデュ
ーティサイクルを調整する。スイッチング周波数は入力
電流を制御するのに用いられる一方で、スイッチング・
デューティサイクルはコンバータ１３０の出力電力を調
整するのに用いられる。また、インダクタ８６によって
得られる電流源は、スイッチ１３７，１３８のソフト・
スイッチングを助長する。
【００７７】図４は本発明に係る別の実施形態のランプ
駆動用電子バラスト回路としての用途に適している３相
ハーフブリッジ単段ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ型のコンバータ１
５０を示す回路図である。このコンバータ１５０は、３
相電源用に構成されているほかは、図１の電子バラスト
回路５０と実質同じである。すなわち、３相電源１５５
に対応すべく、６つの整流ダイオードにより構成される
整流器１５１が設けられているほか、各相ごとに図１の
インダクタ６６およびキャパシタ６８に対応するインダ
クタ（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）およびキャパシタ（Ｃａ，Ｃ
ｂ，Ｃｃ）が設けられている。また、これらインダクタ
およびキャパシタの各接続点と接続する整流器１５１の
２つのダイオードは、図１のダイオード７０，７１に対
応している。
駆動用電子バラスト回路としての用途に適している３相
ハーフブリッジ単段ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ型のコンバータ１
５０を示す回路図である。このコンバータ１５０は、３
相電源用に構成されているほかは、図１の電子バラスト
回路５０と実質同じである。すなわち、３相電源１５５
に対応すべく、６つの整流ダイオードにより構成される
整流器１５１が設けられているほか、各相ごとに図１の
インダクタ６６およびキャパシタ６８に対応するインダ
クタ（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）およびキャパシタ（Ｃａ，Ｃ
ｂ，Ｃｃ）が設けられている。また、これらインダクタ
およびキャパシタの各接続点と接続する整流器１５１の
２つのダイオードは、図１のダイオード７０，７１に対
応している。
【００７８】３相の各電流はノード１５２で合算され
る。このコンバータ１５０は、３相電源１５５からの入
力電圧に対して、整流、フィルタおよび力率補正を施す
入力回路１５４を有している。スイッチング制御回路１
５６は、ノード１６０での電圧を表わす信号をライン１
５８で、ノード１００での電圧を表す信号をライン９９
ａで、そしてノード１００での電流を表す信号をライン
９９ｂで受ける。スイッチング制御回路１５６は、これ
らフィードバック信号を使用してスイッチ７８，８０に
加えられる制御信号のスイッチング周波数およびデュー
ティサイクルを調整する。具体的には、スイッチング周
波数は３相電源１５５からコンバータ１５０への入力電
流を制御するのに用いられる一方、スイッチング・デュ
ーティサイクルは出力電力を調整するのに用いられる。
また、インダクタ８６によって得られる電流源は、スイ
ッチ７８，８０のソフト・スイッチングを助長する。
る。このコンバータ１５０は、３相電源１５５からの入
力電圧に対して、整流、フィルタおよび力率補正を施す
入力回路１５４を有している。スイッチング制御回路１
５６は、ノード１６０での電圧を表わす信号をライン１
５８で、ノード１００での電圧を表す信号をライン９９
ａで、そしてノード１００での電流を表す信号をライン
９９ｂで受ける。スイッチング制御回路１５６は、これ
らフィードバック信号を使用してスイッチ７８，８０に
加えられる制御信号のスイッチング周波数およびデュー
ティサイクルを調整する。具体的には、スイッチング周
波数は３相電源１５５からコンバータ１５０への入力電
流を制御するのに用いられる一方、スイッチング・デュ
ーティサイクルは出力電力を調整するのに用いられる。
また、インダクタ８６によって得られる電流源は、スイ
ッチ７８，８０のソフト・スイッチングを助長する。
【００７９】図５は本発明に係る別の実施形態の電子バ
ラスト回路としての三相フルブリッジ単段ＡＣ−ＤＣ−
ＡＣ型のコンバータ１７０を示す回路図である。このコ
ンバータは、図４のコンバータのように、図３のコンバ
ータを３相電源１５５用に構成したもので、制御原理は
図３に示す回路と同じである。ただし、図５では、スイ
ッチング制御回路１８２からスイッチ１３７〜１４０の
各ゲートに至るラインは図示省略されている。
ラスト回路としての三相フルブリッジ単段ＡＣ−ＤＣ−
ＡＣ型のコンバータ１７０を示す回路図である。このコ
ンバータは、図４のコンバータのように、図３のコンバ
ータを３相電源１５５用に構成したもので、制御原理は
図３に示す回路と同じである。ただし、図５では、スイ
ッチング制御回路１８２からスイッチ１３７〜１４０の
各ゲートに至るラインは図示省略されている。
【００８０】スイッチ１３７，１３８は比較的高い可変
スイッチング周波数（例えば４０〜５０ｋＨｚ）で動作
し、スイッチ１３９，１４０は比較的低い一定のスイッ
チング周波数（例えば２００Ｈｚ）および固定デューテ
ィサイクル（例えば５０％）で動作し、ランプに低周波
の矩形波形を与える。コンバータ１７０は、ＨＩＤラン
プ（図５では負荷１４３で表示）を駆動するような低交
流入力電圧に適している。コンバータ１７０は、３相電
源１５５からの入力電圧に対して、整流、フィルタおよ
び力率補正を施す入力回路１５４を有している。スイッ
チング制御回路１８２は、ノード１６０での電圧を表わ
す信号をライン１５８で、ノード１４６での電圧を表わ
す信号をライン１４４ａで、そしてノード１４６での電
流を表わす信号をライン１４４ｂで受ける。スイッチン
グ制御回路１８２は、これらフィードバック信号を利用
して、スイッチ１３７，１３８のスイッチング周波数お
よびデューティサイクルを調整する。スイッチング周波
数は入力電流を制御するのに用られる一方、スイッチン
グ・デューティサイクルはコンバータ１７０の出力電力
を調整するのに用いられる。また、インダクタ８６によ
って得られる電流源は、スイッチ１３７，１３８のソフ
ト・スイッチングを助長する。このコンバータ１７０
は、フル直流逆電圧がランプに印加されるので低入力交
流電圧に適している。
スイッチング周波数（例えば４０〜５０ｋＨｚ）で動作
し、スイッチ１３９，１４０は比較的低い一定のスイッ
チング周波数（例えば２００Ｈｚ）および固定デューテ
ィサイクル（例えば５０％）で動作し、ランプに低周波
の矩形波形を与える。コンバータ１７０は、ＨＩＤラン
プ（図５では負荷１４３で表示）を駆動するような低交
流入力電圧に適している。コンバータ１７０は、３相電
源１５５からの入力電圧に対して、整流、フィルタおよ
び力率補正を施す入力回路１５４を有している。スイッ
チング制御回路１８２は、ノード１６０での電圧を表わ
す信号をライン１５８で、ノード１４６での電圧を表わ
す信号をライン１４４ａで、そしてノード１４６での電
流を表わす信号をライン１４４ｂで受ける。スイッチン
グ制御回路１８２は、これらフィードバック信号を利用
して、スイッチ１３７，１３８のスイッチング周波数お
よびデューティサイクルを調整する。スイッチング周波
数は入力電流を制御するのに用られる一方、スイッチン
グ・デューティサイクルはコンバータ１７０の出力電力
を調整するのに用いられる。また、インダクタ８６によ
って得られる電流源は、スイッチ１３７，１３８のソフ
ト・スイッチングを助長する。このコンバータ１７０
は、フル直流逆電圧がランプに印加されるので低入力交
流電圧に適している。
【００８１】図６は、本発明に係る別の実施形態の電子
バラスト回路であって、電源５２から入力電圧を受ける
単相フルブリッジ単段ＡＣ−ＤＣ−ＤＣ型のコンバータ
１９０を示す回路図である。このコンバータ１９０は、
スイッチ１３７，１３０の接続点とスイッチ１３９，１
４０の接続点との間に接続される１次巻線を有するとと
もに２次巻線を有するトランスＴと、このトランスＴの
２次巻線に接続されるダイオードＤ１〜Ｄ４、インダク
タＬｆ，キャパシタＣｆおよび負荷１８９とを備えてい
るほかは、図３のコンバータと同様に構成されている。
バラスト回路であって、電源５２から入力電圧を受ける
単相フルブリッジ単段ＡＣ−ＤＣ−ＤＣ型のコンバータ
１９０を示す回路図である。このコンバータ１９０は、
スイッチ１３７，１３０の接続点とスイッチ１３９，１
４０の接続点との間に接続される１次巻線を有するとと
もに２次巻線を有するトランスＴと、このトランスＴの
２次巻線に接続されるダイオードＤ１〜Ｄ４、インダク
タＬｆ，キャパシタＣｆおよび負荷１８９とを備えてい
るほかは、図３のコンバータと同様に構成されている。
【００８２】このコンバータ１９０では、スイッチ１３
７〜１４０は比較的高いスイッチング周波数（例えば１
００〜２００ｋＨｚ）で駆動される。負荷１８９での出
力電圧は、スイッチ１３７，１３８によって形成される
フルブリッジのラッグ脚（遅相側）とスイッチ１３９，
１４０を含むそのブリッジのリード脚（進相側）との間
の相対位相シフトによって制御される。電流源のインダ
クタ８６によって供給される高周波電流のために、リー
ド脚およびラッグ脚の双方でのスイッチ１３７〜１４０
はソフト・スイッチング状態で作動する。
７〜１４０は比較的高いスイッチング周波数（例えば１
００〜２００ｋＨｚ）で駆動される。負荷１８９での出
力電圧は、スイッチ１３７，１３８によって形成される
フルブリッジのラッグ脚（遅相側）とスイッチ１３９，
１４０を含むそのブリッジのリード脚（進相側）との間
の相対位相シフトによって制御される。電流源のインダ
クタ８６によって供給される高周波電流のために、リー
ド脚およびラッグ脚の双方でのスイッチ１３７〜１４０
はソフト・スイッチング状態で作動する。
【００８３】スイッチ１３７〜１４０の各々のデューテ
ィサイクルは５０％で一定のままである。スイッチング
制御回路１９６は、フル・ブリッジのリード脚およびラ
ッグ脚に送られるスイッチング信号間に相対位相シフト
を施すためにスイッチング信号を制御する。また、スイ
ッチング制御回路は、ノード１２０での電圧を表す信号
をライン１１８で受ける。また、スイッチング制御回路
は、回路の出力電力を決定するために、ノード２００に
流れる電流を表わす信号をライン１９９で、そしてノー
ド２０４での電圧を表す信号をライン２０２で受ける。
スイッチング制御回路は、ライン１１８上の信号を利用
して、スイッチ１３７〜１４０の各々に送られるスイッ
チング信号の周波数を制御し、入力電流を調整する。こ
の入力電流を増大させるためには、スイッチング制御回
路はその周波数を低くする。スイッチング制御回路１９
６は、ライン１９９，２０２上の信号を使用して、リー
ド脚およびラッグ脚に送られる信号間の相対位相シフト
を調節し、出力電力を制御する。この出力電力を増大さ
せるためには、その位相シフトは抑制される。同様に、
出力電力を減少させるためには、スイッチング制御回路
はリード脚およびラッグ脚間の相対位相シフトを拡大さ
せる。
ィサイクルは５０％で一定のままである。スイッチング
制御回路１９６は、フル・ブリッジのリード脚およびラ
ッグ脚に送られるスイッチング信号間に相対位相シフト
を施すためにスイッチング信号を制御する。また、スイ
ッチング制御回路は、ノード１２０での電圧を表す信号
をライン１１８で受ける。また、スイッチング制御回路
は、回路の出力電力を決定するために、ノード２００に
流れる電流を表わす信号をライン１９９で、そしてノー
ド２０４での電圧を表す信号をライン２０２で受ける。
スイッチング制御回路は、ライン１１８上の信号を利用
して、スイッチ１３７〜１４０の各々に送られるスイッ
チング信号の周波数を制御し、入力電流を調整する。こ
の入力電流を増大させるためには、スイッチング制御回
路はその周波数を低くする。スイッチング制御回路１９
６は、ライン１９９，２０２上の信号を使用して、リー
ド脚およびラッグ脚に送られる信号間の相対位相シフト
を調節し、出力電力を制御する。この出力電力を増大さ
せるためには、その位相シフトは抑制される。同様に、
出力電力を減少させるためには、スイッチング制御回路
はリード脚およびラッグ脚間の相対位相シフトを拡大さ
せる。
【００８４】図７は、本発明に係る別の実施形態の電子
バラスト回路であって、３相フルブリッジ型で単段ＡＣ
−ＤＣ−ＤＣ型のコンバータ２４０を示す回路図であ
る。このコンバータ２４０は、図５のコンバータのよう
に、図６のコンバータを３相電源１５５用に構成したも
のである。
バラスト回路であって、３相フルブリッジ型で単段ＡＣ
−ＤＣ−ＤＣ型のコンバータ２４０を示す回路図であ
る。このコンバータ２４０は、図５のコンバータのよう
に、図６のコンバータを３相電源１５５用に構成したも
のである。
【００８５】コンバータ２４０は、すでに開示の他の実
施形態と同様に、３相電源１５５からの入力電圧に対し
て、整流、フィルタおよび力率補正を施す入力回路１５
４を有している。コンバータ２４０の動作は、３相入力
を受ける以外は図６の回路と実質的に同じである。スイ
ッチ１３７〜１４０は、比較的高いスイッチング周波数
（例えば１００〜２００ｋＨｚ）で動作する。負荷１８
９に印加される出力電圧は、ブリッジのラッグ脚（スイ
ッチ１３７，１３８）およびリード脚（スイッチ１３
９，１４０）間の相対位相シフトによって制御される。
施形態と同様に、３相電源１５５からの入力電圧に対し
て、整流、フィルタおよび力率補正を施す入力回路１５
４を有している。コンバータ２４０の動作は、３相入力
を受ける以外は図６の回路と実質的に同じである。スイ
ッチ１３７〜１４０は、比較的高いスイッチング周波数
（例えば１００〜２００ｋＨｚ）で動作する。負荷１８
９に印加される出力電圧は、ブリッジのラッグ脚（スイ
ッチ１３７，１３８）およびリード脚（スイッチ１３
９，１４０）間の相対位相シフトによって制御される。
【００８６】スイッチング制御回路２６２は、フル・ブ
リッジのリード脚およびラッグ脚に送られるスイッチン
グ信号間の相対位相シフトを調節する。ただし、図７で
は、スイッチング制御回路２６２からスイッチ１３７〜
１４０への各ラインの図示は省略されている。スイッチ
ング制御回路２６２はノード１６０での電圧を表わす信
号をライン１５８で受ける。また、スイッチング制御回
路は、回路の出力電力を決定するために、ノード２００
を流れる電流を表わす信号をライン１９９で、そしてノ
ード２０４での電圧を表す信号をライン２０２で受け
る。スイッチング制御回路は、ライン１５８上の信号を
用いてスイッチの各々に送られる信号の周波数を制御
し、入力電流を調整する。この入力電流を増大させるた
めには、スイッチング制御回路２６２はスイッチング周
波数を低くする。スイッチング制御回路２６２は、ライ
ン１９９，２０２上の信号を使用して、リード脚および
ラッグ脚に送られる信号間の相対位相シフトを調節し、
出力電力を制御する。この出力電力を減少させるには、
スイッチング制御回路は相対位相シフトを拡大する。同
様に、出力電力を増大させるには、スイッチング制御回
路はリード脚およびラッグ脚間の相対位相シフトを抑制
する。
リッジのリード脚およびラッグ脚に送られるスイッチン
グ信号間の相対位相シフトを調節する。ただし、図７で
は、スイッチング制御回路２６２からスイッチ１３７〜
１４０への各ラインの図示は省略されている。スイッチ
ング制御回路２６２はノード１６０での電圧を表わす信
号をライン１５８で受ける。また、スイッチング制御回
路は、回路の出力電力を決定するために、ノード２００
を流れる電流を表わす信号をライン１９９で、そしてノ
ード２０４での電圧を表す信号をライン２０２で受け
る。スイッチング制御回路は、ライン１５８上の信号を
用いてスイッチの各々に送られる信号の周波数を制御
し、入力電流を調整する。この入力電流を増大させるた
めには、スイッチング制御回路２６２はスイッチング周
波数を低くする。スイッチング制御回路２６２は、ライ
ン１９９，２０２上の信号を使用して、リード脚および
ラッグ脚に送られる信号間の相対位相シフトを調節し、
出力電力を制御する。この出力電力を減少させるには、
スイッチング制御回路は相対位相シフトを拡大する。同
様に、出力電力を増大させるには、スイッチング制御回
路はリード脚およびラッグ脚間の相対位相シフトを抑制
する。
【００８７】なお、負荷抵抗が比較的一定であれば、電
圧および出力電流の双方を検出しなくてもそれらのいず
れか一方を検出すれば、出力電力の決定が可能になるこ
とは言うまでもない。
圧および出力電流の双方を検出しなくてもそれらのいず
れか一方を検出すれば、出力電力の決定が可能になるこ
とは言うまでもない。
【００８８】
【発明の効果】以上のことから明らかなように、本発明
によれば、ソフト・スイッチングが可能になる。また、
力率補正（PFC）回路を備える構成が簡単な電子バラス
ト回路を得ることが可能となる。さらに、比較的単純な
構造で、高力率を有し、かつ製造コストが比較的低い電
子バラスト回路を得ることが可能になる。
によれば、ソフト・スイッチングが可能になる。また、
力率補正（PFC）回路を備える構成が簡単な電子バラス
ト回路を得ることが可能となる。さらに、比較的単純な
構造で、高力率を有し、かつ製造コストが比較的低い電
子バラスト回路を得ることが可能になる。
【図１】本発明に係る一実施形態の電子バラスト回路の
詳細な回路図である。
詳細な回路図である。
【図２】本発明に係る別の実施形態の電子バラスト回路
の詳細な回路図である。
の詳細な回路図である。
【図３】本発明に係る別の実施形態の電子バラスト回路
の詳細な回路図である。
の詳細な回路図である。
【図４】本発明に係る別の実施形態の電子バラスト回路
の詳細な回路図である。
の詳細な回路図である。
【図５】本発明に係る別の実施形態の電子バラスト回路
の詳細な回路図である。
の詳細な回路図である。
【図６】本発明に係る別の実施形態の電子バラスト回路
の詳細な回路図である。
の詳細な回路図である。
【図７】本発明に係る別の実施形態の電子バラスト回路
の詳細な回路図である。
の詳細な回路図である。
【図８】ブースト回路およびチャージ・ポンプ回路を組
み合わせて単段高力率ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ型のコンバータ
にした従来の電子バラスト回路を示す回路図である。
み合わせて単段高力率ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ型のコンバータ
にした従来の電子バラスト回路を示す回路図である。
５０ 電子バラスト回路 ５１ 入力回路 ８４ スイッチング制御回路 ８５ 負荷回路 ９６ 負荷
Claims (25)
- 【請求項１】 交流電圧信号を受けてフィルタが施され
た交流電圧信号を供給する力率補正回路、前記フィルタ
が施された交流電圧信号に応答するものであって、前記
力率補正回路のインダクタが交流側に設けられ、前記フ
ィルタが施された交流電圧信号を整流して脈流の直流信
号を供給する整流回路、および直列接続されるキャパシ
タおよびインダクタにより構成される共振回路を含む入
力回路と、 負荷回路と、 前記整流回路との間に前記共振回路が配置されており、
前記脈流の直流信号を受けてこの脈流の直流信号をスイ
ッチング制御信号の制御下でスイッチして前記負荷回路
に加えられる交流信号を供給するスイッチング手段を有
するインバータ回路と、 前記脈流の直流信号を表す信号および前記負荷回路に供
給される電力を表わす信号を受けて前記スイッチング制
御信号を供給するものであって、前記脈流の直流信号を
表わす信号を使用して入力電力を調整するために前記ス
イッチング制御信号の周波数を制御するとともに、前記
負荷回路に供給される電力を表わす信号を使用して出力
電力を調整するために前記スイッチング制御信号のデュ
ーティサイクルを制御する制御回路とを備える電子バラ
スト回路。 - 【請求項２】 前記整流回路はダイオード・ブリッジ整
流器により構成される請求項１記載の電子バラスト回
路。 - 【請求項３】 前記スイッチング手段は複数の電界効果
トランジスタにより構成される請求項１記載の電子バラ
スト回路。 - 【請求項４】 前記スイッチング手段はハーフブリッジ
・スイッチング回路網として構成される請求項３記載の
電子バラスト回路。 - 【請求項５】 前記スイッチング手段はフルブリッジ・
スイッチング回路網として構成される請求項３記載の電
子バラスト回路。 - 【請求項６】 前記共振回路を構成するインダクタは、
第１電界効果トランジスタのソースおよび第２電界効果
トランジスタのドレインに接続される第１リードを有
し、これら第１および第２電界効果トランジスタはハー
フブリッジを形成する請求項３記載の電子バラスト回
路。 - 【請求項７】 前記共振回路を構成するインダクタの第
２リードは、第１ダイオードのアノードおよび第２ダイ
オードのカソードに接続され、これら第１および第２ダ
イオードは回路内のスイッチング電流の流れを制御する
のに使用される請求項４記載の電子バラスト回路。 - 【請求項８】 前記負荷回路はランプ負荷とこれに並列
の負荷キャパシタとを含み、これらランプ負荷および負
荷キャパシタはともに負荷インダクタと直列になってい
る請求項１記載の電子バラスト回路。 - 【請求項９】 前記制御回路は前記負荷回路に供給され
る電力を表わすこととなる前記ランプ負荷に印加される
電圧を表わす信号を受ける請求項８記載の電子バラスト
回路。 - 【請求項１０】 前記制御回路は前記負荷回路に流れる
電流を表わす信号も受ける請求項９記載の電子バラスト
回路。 - 【請求項１１】 前記スイッチング制御信号は前記第１
電界効果トランジスタのゲートおよび前記第２電界効果
トランジスタのゲートに送られる請求項６記載の電子バ
ラスト回路。 - 【請求項１２】 前記力率補正回路のインダクタは、前
記交流電圧信号を受ける第１リードおよび前記共振回路
を構成するキャパシタに接続される第２リードを有し、 前記整流回路は、前記インダクタの第２リードにアノー
ドが接続される第１ダイオードおよび前記インダクタの
第２リードにカソードが接続される第２ダイオードを有
する請求項１記載の電子バラスト回路。 - 【請求項１３】 前記制御回路は、前記負荷回路に流れ
る電流を表わす電流信号および前記負荷回路の電圧を表
わす電圧信号を受ける請求項１記載の電子バラスト回
路。 - 【請求項１４】 前記負荷回路に加えられる交流信号は
低周波の矩形波信号である請求項１記載の電子バラスト
回路。 - 【請求項１５】 前記負荷回路に加えられる交流信号は
正弦波信号である請求項１記載の電子バラスト回路。 - 【請求項１６】 前記交流電圧信号は３相交流電圧信号
である請求項４記載の電子バラスト回路。 - 【請求項１７】 前記交流電圧信号は単相交流電圧信号
である請求項４記載の電子バラスト回路。 - 【請求項１８】 前記交流電圧信号は３相交流電圧信号
である請求項５記載の電子バラスト回路。 - 【請求項１９】 前記交流電圧信号は単相交流電圧信号
である請求項５記載の電子バラスト回路。 - 【請求項２０】 整流回路の交流側に配置されるインダ
クタを有し、電源からの交流電圧信号を力率補正してフ
ィルタが施された交流電圧信号を供給し、前記フィルタ
が施された交流電圧信号を前記整流回路を用いて整流し
て脈流の直流信号を供給する入力回路と、 負荷回路と、 前記脈流の直流信号を受けてこの脈流の直流信号をスイ
ッチング制御信号の制御下でスイッチして前記負荷回路
に加えられる交流信号を供給するスイッチング手段を有
するインバータ回路と、 前記脈流の直流信号を表す信号および前記負荷回路に供
給される電力を表わす信号を受けて前記スイッチング制
御信号を供給するものであって、前記脈流の直流信号を
表わす信号を使用して入力電力を調整するために前記ス
イッチング制御信号の周波数を制御するとともに、前記
負荷回路に供給される電力を表わす信号を使用して出力
電力を調整するために前記スイッチング制御信号のデュ
ーティサイクルを制御する制御回路とを備える電子バラ
スト回路。 - 【請求項２１】 前記負荷回路に供給される電力を表わ
す信号は、前記負荷回路に流れる電流を表わす電流信号
および前記負荷回路の電圧を表わす電圧信号を含む請求
項２０記載の電子バラスト回路。 - 【請求項２２】 前記入力回路は、 前記電源の第１リードを経由して前記交流電圧信号を受
けるように配置される第１リードを有するインダクタ
と、 このインダクタの第２リードに接続される第１リードを
有する第１キャパシタと、 この第１キャパシタの第２リードに接続される第１リー
ドおよび前記電源の第２リードに接続される第２リード
を有する第２キャパシタとを備える請求項２１記載の電
子バラスト回路。 - 【請求項２３】 前記入力回路はダイオード・ブリッジ
整流器を有する請求項２２記載の電子バラスト回路。 - 【請求項２４】 前記入力回路は、 前記第２キャパシタの第１リードにアノードが接続され
る第１ダイオードと、 前記第２キャパシタの第１リードにカソードが接続され
てグランドにアノードが接続される第２ダイオードと、 前記第２ダイオードのカソードおよび前記第１ダイオー
ドのアノードに接続される第１リードを有する別のイン
ダクタとを備える請求項２２記載の電子バラスト回路。 - 【請求項２５】 前記スイッチング手段はハーフブリッ
ジ・スイッチング回路網を形成する第１トランジスタお
よび第２トランジスタを有し、 前記第２ダイオードのカソードおよび前記第１ダイオー
ドのアノードに接続されるインダクタの第２リードは、
前記第１および第２トランジスタ間に接続される請求項
２４記載の電子バラスト回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/985,068 US6034489A (en) | 1997-12-04 | 1997-12-04 | Electronic ballast circuit |
| US08/985068 | 1997-12-04 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11235054A true JPH11235054A (ja) | 1999-08-27 |
| JP3697915B2 JP3697915B2 (ja) | 2005-09-21 |
Family
ID=25531160
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33815598A Expired - Fee Related JP3697915B2 (ja) | 1997-12-04 | 1998-11-27 | 電子バラスト回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6034489A (ja) |
| JP (1) | JP3697915B2 (ja) |
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